CN110364134B - 一种蜂鸣器驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种蜂鸣器驱动电路，其包括回路控制电子开关、续流电子开关、电压跟随器、PWM比较器模块、延时模块、逻辑与驱动模块、采样电路和振荡器；电压跟随器的输入端与输入电压正极连接，电压跟随器输出对比电压至PWM比较器模块的反相输入端；采样电路采样串联回路上的电流，采样电路输出采样信号至延时模块，延时模块输出电压信号至PWM比较器模块的同相输入端；PWM比较器模块的输出端与逻辑与驱动模块的复位端连接，振荡器输出时钟信号至逻辑与驱动模块的置位端，逻辑与驱动模块的输出端Q与回路控制电子开关的控制端连接，逻辑与驱动模块的输出端Q非与续流电子开关的控制端连接。本发明能兼容驱动电磁式蜂鸣器和压电式峰鸣器。

Description

一种蜂鸣器驱动电路

技术领域

本发明涉及蜂鸣器，特别涉及一种蜂鸣器驱动电路。

背景技术

传统的他激式电磁式蜂鸣器驱动电路一般采用单管的驱动方式，复位电路一般采用二极管磁复位或反峰钳位电路实现磁复位。

如专利文件授权号CN104575479B的中国专利,其公开了一种电磁式蜂鸣器主动方波驱动电路，该驱动电路采取了单管驱动结构，其工作频率与占空比都为一固定值；当一个固定参数的电磁式蜂鸣器使用该驱动电路时只能针对特定的输入电压通过在输入端口串联一个电阻来配置其特定的电流；如果将已配置好的参数的电磁式蜂鸣器应用于其它输入电压时，流经电磁式蜂鸣器的电流将会发生变化，电磁式蜂鸣器的的声压正比于蜂鸣器内部产生的磁力和位移距离，而磁力正比于流经电磁式蜂鸣器的电流和电磁式蜂鸣器内置电磁铁的匝数，故当输入增加或减小时电磁式蜂鸣器的声压会跟随增加或减小。另外电磁式蜂鸣器在工作过程中的主要损耗来源是内置电磁铁绕组电阻所带来的铜损，一般情况下其最大工作电流是通过所述的绕组电阻来限制的，其铜损可以用以下公式来评估：

从上式中可以看到，铜损的大小与输入电压V_IN的二次方成正比，故输入电压增加的情况下，绕组上的损耗会急剧增加，这一特点限制了该方案应用宽压输入的场景；采用上述方案的缺点是不能实现宽电压入，功耗大。另外对于一些对声压要求不是很高但是对功耗要求高的场合，更多用户会选择使用压电式蜂鸣器。单管结构的方案是无法驱动压电式蜂鸣器正常工作的，原因是压电式峰鸣器可以等效为一个电容器，理想的工作条件是在一个开关周期内必须为其提供充电和放电的通路，且充电和放电的电流保持一致，在等效电容两端不产生直流分量，故需要提供带有放电通路的结构的方案才能满足两种不同类型蜂鸣器产品的需求。

又如，专利号为CN104639150A的中国专利，公开了一种通过兼容电磁式和压电式两种蜂鸣器的驱动技术，在该专利文献的说明书的第4页0021段记载了“另外，芯片能够智能识别外接蜂鸣器是电磁式还是压电式并智能调整驱动方式。当外接的蜂鸣器为电磁式时，内部并接的1K电阻会自动禁止，以避免功耗浪费；当外接蜂鸣器为压电式时，内部并接的1K电阻会自动开启，保证压电式蜂鸣器上施加足够能量的交变电压，推动压电式蜂鸣器发声”。该专利文件公开的技术方案的内部结构简图如图1所示，该专利文件虽没有实质的内容，但从其描仍可了解到其技术方案的基本思想：即是通过某种方法检测到蜂鸣器为压电式蜂鸣器时，驱动模块接通内部的一个阻值为1K的电阻，使其与压电式峰鸣器并联，当主开关管开通时，在上述电阻两端产生一个与输入电压接近的电压施加于压电变压器两端，当主开关管关断时压电式峰鸣器通过内置电阻进行能量泄放，使得压电变压器两端直流分量保持在一个较低水平；当外接蜂鸣器是电磁式蜂鸣器时，通过某种未知的方法检测到后则断开内置电阻。从其基本思想可知，实现两种不同类型蜂鸣器兼容的方案需要在驱动模块当中内置一个受控开关管、一个内置阻值为1K的电阻和一个二极管；在外接压电式峰鸣器时受控开关管处于常通状态，在外接电磁式蜂鸣器时处于常断状态。这种方案的缺点是控制电路需要增中一个判断策略来识别出两种不同类型的蜂鸣器，控制电路结构复杂，另外通过1K阻值的放电回与充电回路的阻抗不相同，这会导致在较大占空比时不能实现完全的能量泄放，使得压电式峰鸣器两端存在直流分量，这个直流分量会导致压电式峰鸣器的声压变小。另外，在该专利文件中还提及一些适用于宽电压输入的构思，但并未公开有任何实质的内容。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，就是提供一种蜂鸣器驱动电路，其能兼容驱动电磁式蜂鸣器和压电式峰鸣器。

解决上述技术问题，本发明采用的技术方案如下：

一种蜂鸣器驱动电路，其包括串联在蜂鸣器回路上的回路控制电子开关和与蜂鸣器并联的续流电子开关，在通过回路控制电子开关断开蜂鸣器回路时，通过闭合续流电子开关形成放电回路为蜂鸣器放电，其特征在于：还包括电压跟随器、PWM比较器模块、延时模块、逻辑与驱动模块、采样电路和振荡器；电压跟随器的输入端与输入电压正极连接，电压跟随器输出跟随输入电压同向变化的对比电压至PWM比较器模块的反相输入端；采样电路采样回路控制电子开关所在的串联回路上的电流，采样电路输出采样信号至延时模块，延时模块输出滤波后的电压信号至PWM比较器模块的同相输入端；PWM比较器模块的输出端与逻辑与驱动模块的复位端连接，振荡器输出时钟信号至逻辑与驱动模块的置位端，逻辑与驱动模块的输出端Q与回路控制电子开关的控制端连接，逻辑与驱动模块的输出端Q非与续流电子开关的控制端连接。

进一步的，电压跟随器包括前馈补偿模块和受控电压源模块，前馈补偿模块的输入端与输入电压正极连接，前馈补偿模块输出跟随输入电压变化的控制信号至受控电压源模块的输入端，由控制信号控制调整受控电压源模块输出的对比电压，受控电压源模块输出对比电压至PWM比较器模块的反相输入端。

进一步的，蜂鸣器驱动电路还包括第一自举模块，第一自举模块的输入端与逻辑与驱动模块的输出端Q非连接，第一自举模块输出电平位移后的控制电压信号至续流电子开关的控制端。

进一步的，蜂鸣器驱动电路还包括第一切换电子开关和第二切换电子开关；第一切换电子开关的控制端与逻辑与驱动模块的输出端Q非连接，参考端与蜂鸣器的电压正极连接端连接，输出端接地；第二切换电子开关的控制端与逻辑与驱动模块的输出端Q连接，参考端与续流电子开关的参考端连接，输出端与蜂鸣器的电压正极连接端连接。

进一步的，蜂鸣器驱动电路还包括第二自举模块，第二自举模块的输入端与逻辑与驱动模块的输出端Q连接，第二自举模块输出电平位移后的控制电压信号至第二切换电子开关的控制端。

进一步的，回路控制电子开关、续流电子开关、第一切换电子开关和第二切换电子开关均为MOS管，MOS管的栅极为控制端，漏极为参考端，源极为输出端。

进一步的，蜂鸣器驱动电路还包括LDO模块，LDO模块的输入端与输入电压正极连接，LDO模块输出恒定电压源，用作其它模块的偏置电压源。

进一步的，LDO模块输出的恒定电压源等于输入电压的变化范围值中的最小值。

进一步的，前馈补偿模块和受控电压源模块均为压控电压源VCVS。

进一步的，前馈补偿模块为压控电流源VCCS，受控电压源模块为流控电压源CCVS。

本发明的工作过程如下：当驱动对象为电磁蜂鸣器时，且在输入电压VIN发生变化时，前馈补偿模块100输出的控制信号的值将跟随输入电压VIN同相变化，该控制信号作为受控电压源模块101的控制信号控制受控电压源模块101输出的对比电压跟随输入电压VIN发生同相变化。即当输入电压VIN变高时，受控电压源模块101输出的对比电压变高；当输入电压VIN变低时，受控电压源模块101输出的对比电压变低。受控电压源模块101输出的对比电压作为PWM比较器模块102的反相输入端的输入电压，与采样电路107输出的经过延时模块109处理后的峰值电流采样信号进行比较，当峰值电流信号幅值超过PWM比较器模块102反相输入端的电平信号幅值时，输出复位信号至逻辑与驱动模块103的复位端R，逻辑与驱动模块103复位，逻辑与驱动模块103的输出端Q输出低电平，从而使得回路控制电子开关106的状态由导通转变化断开，而逻辑与驱动模块103的输出端Q非将输出高电平，控制续流电子开关108闭合。振荡器104输出的时钟信号作用于逻辑与驱动模块103的置位端S，置位端S的电平决定了回路控制电子开关的开关频率与最大导通时间，置位端S和复位端R的电平变化共同决回路控制电子开关106的工作状态，回路控制电子开关106和续流电子开关108接近互补工作，在回路控制电子开关106闭合阶段，电磁蜂鸣器存储激磁能量，在回路控制电子开关106断开时，续流电子开关108闭合，续流电子开关108为电磁蜂鸣器提供一条闭合去电回路，并利用其自身的内阻实现去磁，完成磁通复位。

上述蜂鸣器驱动电路实现的效果是：当输入电压VIN增加时，PWM比较器模块102的反相输入端的电压也将跟随增加，此时就需要采样电路输出的采样信号的电压更高才能使得PWM比较器模块输出高电平，也即需要采样电路采样的串联回路上的电流更高，而在回路控制电子开关106闭合时，由于蜂鸣器产生电感电流，流经蜂鸣器的串联回路的电流是近似线性上升的，这就使得回路控制电子开关106需要关闭更长时间才能使得串联回路上的电流升的更高，从而达到在输入电压VIN增加时，回路控制电子开关106的导通时间也将增加，流经蜂鸣器的电流峰值也将增大，同理，在输入电压VIN减小时，回路控制电子开关106的导通时间将减少，流经蜂鸣器的电流峰值也将减小，从而起到实现宽电压输入变化时电磁蜂鸣器的声压基本保持一致的效果。

由于本发明的蜂鸣器驱动电路是通过PWM比较器模块进行信号调制来控制流经电磁蜂鸣器的电流值，从而控制声压的，而传统的自激方案当中需要一蜂鸣器铁芯中增加一辅助绕组作为自激绕组。在实际工作过程中，达到相同声压的条件下，本发明所需的峰值电流要比传统方案小很多，所需要的回路控制电子开关的占空比比传统自激方案小很多，因此本发明具有低功耗的特点。本发明的蜂鸣器驱动电路均易于通过集成电路的方法进行产品化，如图2中模块300所示，可将虚线框内的模块集成在一块集成电路中，产品化后的集成电路控制器成本低。

当驱动的对像为压电式蜂鸣器时，且当回路控制电子开关106闭合时，输入电压VIN对压电式蜂鸣器充电，其充电时间由整个闭合回路的时间常数决定，此阶段内采样电路输出一个脉冲宽度非常小的电流信号，通过延时模块109后，该信号将被滤除，此时，PWM比较器模块102的输出端一直保持低电平状态，此时逻辑与驱动模块的输出完全由振荡器104控制，则回路控制电子开关106处于振荡器104控制最大占空比工作状态。当回路控制电子开关106断开后，经过一个死区时间，续流电子开关108开通，在此阶段内压电蜂鸣器等效电容存储的能量通过续流电子开关108构成的放电回路进行放电；在常规集成电路手段中，通过匹配回路控制电子开关106和续流电子开关108的规格，使得导通阶段阻抗接近，则可实现放电电流与充电电流基本一致的效果。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

1、本发明能兼容驱动电磁式蜂鸣器和压电式峰鸣器，可靠性高。

2、本发明通过前馈补偿模块、受控电压源模块、PWM比较器模块和采样电路使得回路控制电子开关的通断时长跟随输入电压的变化而变化，从而使得本发明能兼容较宽范围的输入电压。

3、本发明的蜂鸣器驱动电路集成产品后可直接连接蜂鸣器及电源端即可使用，无需任何外围器件，成本低。

4、本发明在同一个电磁式蜂鸣器内产生相同的声压所需要的功率要比传统方案小，特别是在高输入电压条件下，实现了低功耗。

5、使用本发明控制的电磁式蜂鸣器产品在3-24VDC输入范围内的声压偏差可以控制在+-3db以内，声压一致性好。

6、本发明可制成集成电路，使用集成电路驱动蜂鸣器，可以大大提升生产制程中的合格率，使得产品的一致性更好。

附图说明

图1是现有的蜂鸣器驱动电路；

图2是本发明实施例一的电路控制逻辑框图；

图3是本发明实施例一外接电磁式蜂鸣器时的工作波型图；

图4是本发明实施例一外接压电式蜂鸣器时的工作波型图；

图5是本发明实施例一的驱动电路的具体实施例之一；

图6是图5中前馈补偿模块、受控电压源模块和比较器模块的电路原理图；

图7是本发明实施例一的驱动电路的具体实施例之二；

图8为图7中前馈补偿模块、受控电压源模块和比较器模块的电路原理图；

图9是本发明实施例二的电路控制逻辑框图；

图10是本发明实施例二的各电子开关的驱动波型图；

图11是本发明实施例二的逻辑与驱动模块的工作波型图；

图12是本发明的逻辑与驱动模块具体实施例；

图13为图12所示的逻辑与驱动模块的工作过程波型图；

图14为本发明的延时电路具体实施例。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明进一步描述。

实施例一：

如图2所示为本发明的实施例一的电路控制逻辑框图，包括一个电压跟随器、PWM比较器模块102、逻辑与驱动模块103、振荡器104、LDO模块105、回路控制电子开关106、采样电路107、续流电子开关108、延时模块109、第一自举模块110。其中，电压跟随器包括前馈补偿模块100和受控电压源电路101。

回路控制电子开关106的参考端D与蜂鸣器的负端连接，输出端S经采样电路107后接地。续流电子开关108的参考端D与蜂鸣器109的正端连接，输出端S与蜂鸣器109的负端连接，从而与蜂鸣器109并联。当回路控制电子开关106闭合时，蜂鸣器储能；当回路控制电子开关106断开时，通过闭合续流电子开关108，为蜂鸣器提供一条闭合通路实现磁复位。如图中所示续流电子开关108和回路控制电子开关106均采用MOS管，MOS管的栅极为控制端，漏极为参考端，源极为输出端。

LDO模块105的输入端与输入电压正极VIN+连接，输出端输出一经过整定的恒定电压源VDD，为驱动电路当中的各模块提供偏置电压源。特别地，恒定电压源VDD的幅值为系统输入电压最小值。

前馈补偿模块100的输入端与输入电压正极VIN+连接，前馈补偿模块100实时检测输入电压的变化，并与恒定电压源VDD进行减法计算，减法计算所得差值通过前馈补偿模块100进行转化后输出一个随输入电压变化的控制信号给到受控电压源模块101。

受控电压源模块101的输入端与前馈补偿模块100的输出端相连接，当受控电压源模块101接收到补偿电路100输出的控制信号后，依据控制信号的值调节输出跟随控制信号变化的对比电压。当前馈补偿模块100的输出的控制信号的值为零时，即表明输入电压VIN为系统最小输入电压值，此时，受控电压源模块101输出的电压为一初始整定值；当前馈补偿模块100输出的控制信号的值由零增加至其它值时，受控电压源模块101输出的对比电压跟随控制信号增加至某一值。受控电压源模块的输出端与PWM比较器模块102的反相输入端连接，从而输出跟随控制信号变化的对比电压至PWM比较器模块102的反相输入端。

受控电压源模块101输出电压的变化量与下列公式1的计算值相关：

上述公式1中：Vinmin为输入电压VIN的最小值，Vin(t)为t时刻的输入电压值，Vrefmin为初始整定值，ΔV_refc(t)为受控电压源模块101的输出变量。

则受控电压源模块的输出电压V_ref为：

V_ref(t)＝ΔV_refc(t)+V_{ref min}---(2)

采样电路107采样电子开关所在的串联回路上的电流，采样电路107的一端与回路控制电子开关的S端相连，另一端与接地，采样电路107的输出端与延时模块109的输入端连接，采样电路输出采样信号至延时模块109。采样电路107的作用是实时检测流经过蜂鸣器的电流，并将其转化为采样信号。延时模块109输出滤波后的电压信号至PWM比较器模块102的同相输入端，通过PWM比较器模块102对延时模块109输出的电压信号与受控电压源模块输出的对比电压进行电压比较，由延时模块109输出的电压信号与受控电压源模块输出的对比电压共同决定PWM比较器模块102的输出端的电平特性。

PWM比较器模块102的输出端与逻辑与驱动模块103的复位端R连接，振荡器104的输出端与逻辑与驱动模块103的置位端S连接，振荡器104输出时钟信号至逻辑与驱动模块的置位端，振荡器104实现的功能是控制逻辑与驱动模块103的输出信号的频率与最大占空比，特别的，该占空比限制在50％以内。

逻辑与驱动模块103的输出端Q与回路控制电子开关106的控制端G连接，逻辑与驱动模块的输出端Q非

与续流电子开关108的控制端G连接，从而通过PWM比较器模块102和振荡器105的输出信号控制回路控制电子开关106和续流电子开关108进行周期性工作。

特别地，逻辑与驱动模块的输出端Q输出电压信号的时间和逻辑与驱动模块的输出端Q非输出电压信号的时间之间设置存在一死区，即时间差，以防止工作过程中续流电子开关108和回路控制电子开关106共通现象的出现。

当PWM比较器模块102的输出端为高电压时，逻辑与驱动模块103的输出端Q输出一个低电平信号，控制回路控制电子开关106断开，经过一小段延时后续流电子开关108开通。此时，采样电路107输出的采样信号由最大值变化为最小值，使得PWM比较器模块的同相输入端的电压信号也变为最小值，PWM比较器模块的同相输入端的电压将小于其反相输入端的电压，PWM比较器模块102的输出端输出的信号则由高电平变化为低电平，逻辑与驱动模块103输出端状态被锁存。由于逻辑与驱动模块103的置位端S与振荡器104的输出端连接，振荡器输出的时钟信号的电平特性决定了逻辑与驱动模块103输出端信号的频率与初始状态。即是，当振荡器104输出的时钟信号由高电平变为低电平时，逻辑与驱动模块103的输出端Q的电压信号开始输出高电平，促使回路控制电子开关106闭合；当振荡器104输出的时钟信号由低电平变为高电平时，逻辑与驱动模块103的输出端口Q的电压信号变化为低电平，回路控制电子开关106断开。

本蜂鸣器驱动电路能兼容驱动电磁式蜂鸣器和压电式峰鸣器，在整个工作过程当中，驱动压电式峰鸣器和电磁式蜂鸣器的区别仅在于：当驱动压电式峰鸣器时，通过延时模块109将采样电路107输出的采样信号进行滤除，使得逻辑与驱动电路103的输出信号处于最大占空比状态。

为更好地展示本蜂鸣器驱动电路的工作原理，下面将结合图3-4描述输入电压处于稳定状态和变化过程中各关键节点的信号变化以及使用不同蜂鸣器类型的波型特点：

驱动电磁式蜂鸣器时：如图3所示，为通过本蜂鸣器驱动电路驱动电磁式蜂鸣器时各关键节点在工作过程中的波型图。图3中，S节点为逻辑与驱动模块103的置位端S的电压波型，R节点为逻辑与驱动模块103复位端R的电压波型,G106节点为回路控制电子开关106的控制端G接收到的电压信号的电压波型，A节点为采样电路107的输出端A输出的采样信号的电压波型，B节点为延时模块109的输出端B输出的电压信号的电压波型，C节点为受控电压源模块101的输出端C输出的对比电压的电压波型，G108节点为续流电子开关108的控制端G接收到的电压信号的电压波型，iL为流经电磁式蜂鸣器的电流波型，VIN为输入电压VIN的电压变化波型。在T0至T1阶段，输入电压VIN处于稳定状态，假设T0时刻，逻辑与驱动模块103的置位端S接收到下降沿信号，逻辑与驱动模块103的输出端Q开始上升沿，回路控制电子开关106的控制端G接收到该上升沿信号，并闭合，此时，续流电子开关108处于断开状态，输入电压VIN通过电磁式蜂鸣器、回路控制电子开关106和采样电路107形成一个闭合回路，电磁蜂鸣内部的电磁铁产生激磁电流同时将流经的一部电流转化为电磁力，使得蜂鸣片发生位移；在回路控制电子开关106闭合阶段，由于蜂鸣器产生电感电流，A节点的电压波型近似线性上升，由于A节点的波型的导通时间远大于延迟模块109所设置的延时参数，故A、B节点的电压波型十分接近，当B节点的电压值达到C节点的电压值时，PWM比较器模块102输出高电平信号，逻辑与驱动模块103的复位端R在接收到高电平信号时立即在其输出端Q输出低电平，回路控制电子开关106从闭合转变为断开状态，此时流经采样电路107的电流突然下降为零，A、B两节点的电压信号经过极短暂的延时后变为零。经过一个死区时间后，逻辑与驱动模块103的输出端Q非输出高电平，促使续流电子开关108闭合，电磁蜂鸣器内部的电感电流iL通过此闭合回路续流，完成磁复位。当逻辑与驱动模块103的置位端S再次接收到下降沿信号时，重新驱动回路控制电子开关106闭合，从而形成周期性工作。输入电压VIN在T1至T2阶段时，电压值在增加，通过前馈补偿模块100和受控电压源模块101，C节点的电压跟随输入电压VIN的变化按某一比例值进行变化，其变化量如公式1所示。

驱动压电式蜂鸣器时：如图4所示，为通过本蜂鸣器驱动电路驱动压电式蜂鸣器时各关键节点在工作过程中的波型图，其各个节点在电路中的位置与图3所示的节点相同。当回路控制电子开关106闭合，续流电子开关108断开时，输入电压VIN给压电式峰鸣器的等效电容充电，形成正值的窄脉冲电流ic，延时模块109对其设定的时间常数范围内的信号波型具有滤波作用，由于驱动压电蜂鸣器时A节点是一个脉冲宽度远小于延时模块时间常数的信号，该信号经延时模块109后的值，如图4中B节点波型所示，远小于C节点的值，故R节点电压波型一直保持低电平状态，直到逻辑与驱动模块103的置位端S的电平信号从低电平变为上升沿时，回路控制电子开关106才断开。当回路控制电子开关106断开，续流电子开关108闭合开时，压电式峰鸣器内的等效电容两端通过续流电子开关108短接放电，形成负值的窄脉冲电流ic，完成等效电容的电流复位。

图4与图3的区别在于，电感电流iL的宽度比压电式蜂鸣器等效电容的充电电流iC要宽很多，电感电流iL在一个完整周期内的电流波型基本上均处于正值，电容电流iC则正负值均匀分布。驱动压电式蜂鸣器时，系统一直工作于最大占空比状态，压电式蜂鸣器的声压随输入电压增加或减小而增加或减小。驱动电磁式蜂鸣器时占空比和峰值电流均受控制，从而起到保持声压一致的效果。

如图5中所示，前馈补偿模块100可以采用压控电压源VCVS来实现，受控电压源模块101可以同样采用压控电压源VCVS来实现。

如图6所示，压控电压源的电路结构为：三极管Q1的发射极接入偏置电压VDD，三极管Q1的基极、三极管Q1的集电极、三极管Q2的基极相连接，三极管Q1的集电极连接电阻R2的一端，电阻R2的另一端和三极管Q2的集电极均连接参考地端GND，三极管Q2的发射极连接电阻R1的一端，电阻R1的另一端作为压控电压源的输入端；运算放大器U1的同相输入端通过电阻R3连接三极管Q2的发射极，运算放大器U1的反相输入端分为两路，一路通过电阻R4接入系统输入电压VIN，另一路通过电阻R5连接运算放大器U1的输出端，运算放大器U1的输出端作为压控电压源的输出端；

如图7中所示，前馈补偿模块100也可以采用压控电流源VCCS来实现，受控电压源模块101可以采用流控电压源CCVS来实现，同样可以达到上述的控制策略所达到的效果。

如图8所示，压控电流源的电路结构为：三极管Q3的发射极接入所述偏置电压VDD，三极管Q3的基极、三极管Q3的集电极、三极管Q4的基极相连接，三极管Q3的集电极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端和所述三极管Q4的集电极均连接参考地端GND，三极管Q4的发射极连接镜像电流源130的输入端，镜像电流源130的供电端接入所述系统输入电压VIN，所述镜像电流源130的输出端作为所述压控电流源的输出端；

流控电压源的电路结构为：基准电流源IREF的供电端接入所述偏置电压VDD，基准电流源IREF的输出端、压控电流源的输出端、电阻R6的一端相连接，电阻R6的另一端连接所述参考地端GND，压控电流源的输出端作为所述前馈电压产生模块200的输出端；

实施例二：

图9为本发明的实施例二的电路控制逻辑框图，实施例二的电路原理为使用了全桥方案。实施例二的优点是：同样的输入电压VIN下压电式蜂鸣器的声压更大。

实施例二的电路与实施例一相比多了第一切换电子开关111和第二切换电子开关112，通过回路控制电子开关106、续流电子开关108、第一切换电子开关111和第二切换电子开关112组成了典型的全桥电路结构。如图中所示第一切换电子开关111和第二切换电子开关112，均采用MOS管，MOS管的栅极为控制端，漏极为参考端，源极为输出端。第一切换电子开关的控制端与逻辑与驱动模块的输出端Q非连接，参考端与蜂鸣器的电压正极连接端连接，输出端接地；第二切换电子开关的控制端与所述逻辑与驱动模块的输出端Q连接，参考端与所述续流电子开关的参考端连接，输出端与蜂鸣器的电压正极连接端连接。

上述的全桥电路结构在驱动不同类型的蜂鸣器时的工作方法如图10所示，图中G106、G108、G111和G112分别为回路控制电子开关106、续流电子开关108、第一切换电子开关111和第二切换电子开关112的控制端G接收到的电压信号的电压波型。

在驱动压电式蜂鸣器时，回路控制电子开关106和第二切换电子开关112同时开通和关闭，第一切换电子开关111和续流电子开关108与回路控制电子开关106和第二切换电子开关112的工作状态互补。

在驱动电磁式蜂鸣器时，第一切换电子开关111和续流电子开关108同时开通和关闭，回路控制电子开关106和第二切换电子开关112则长期处于闭合状态。

为实现在不同负载蜂鸣器时使用不同的控制方式，需要对逻辑与驱动模块的复位端R的信号进行判断。如图11所示，本发明的控制策略是这样实现的，当驱动电路接入的负载是电磁式蜂鸣器，在驱动电路上电完成初始化后，T0时刻，振荡器104开始工作，在初始化后的前三个周期内，逻辑与驱动模块的输出端Q非持续保持低电平，逻辑与驱动模块103对其复位端R接收的脉冲信号进行计数，复位端R每接收一次高电平脉冲时，计数器进一位，当连续三个振荡器的工作周期均接收到进位信号时，逻辑与驱动模块的输出端Q非继续保持低电平状态。

为了能更好地理解逻辑与驱动模块的工作过程，下面将结合图12和图13进行详细说明。

如图12所示，逻辑与驱动模块包括一个RS锁存器、一个计数模块、一个或门、第一驱动电路、第二驱动电路和传输门电路组成。所示的RS锁存器的两个端口S1和R1分别与置位端S和复位端R连接；或门的一个输入端口与置位端S连接，另一端口与RS锁存器的输出端口Q1非

相连接；或门正相输出端与第一驱动电路的输入端相连接，反相输出端口与传输门电路的输入端口连接。第一驱动电路输出端与输出端Q相连；计数模块的输入端口与复位端R连接，输出端口与传输入门控制端CP相连接；传输门电路的输出端F与第二驱动电路的输入端相连接，第二驱动电路的输出端与输出端Q非连接。所述的计数模块电路在系统初始化完成时，保持低电平输出，该模块实现的功能是，通过计数输入脉冲数量来确定输出电平的状态。传输门电路在集成电路中是非常普通的现有技术，通过控制端CP的电平变化，可以实现有选择性将输入信息传输到输出端口。如图13所示，图中字母所示节点与图10中的字母所在节点对应，在状态1时，系统上电完成初始化后，D节点保持低电平，此时传输门电路将断开输入到输出的信号传输通道。在置位端S输入一个方波信号，且到达方波信号下降沿时，RS锁存器的输出端Q1非输出高电平，或门的正相输出端口输出高电平，反相输出端输出低电平；第一驱动电路的输入端口接收到来自或门正相输出的电平后输出端口输出高电平；第二驱动电路由于输入一直保持低电平，故输出也保持低电平。当复位端R输入一个脉冲信号时，输出端Q1非的电平由高电平转变为低电平，此时J及Q输出端口电平也跟随输出端Q1非发生变化，由于在系统初始化后的前三个工作周期内D端口不会发生变化，故在此阶段内输出端Q非一直保持低电平状态。在图11所示的状态1所示，当计数器连续接收到R端口输入的三个脉冲信号时，计数器模块的计数过程结束，输出压电为低电平，即是保持初始状态不变。假如在系统初始化后计数器模块在连续三个振荡器周期内均没有接收到R端口的脉冲信号，则在立即将输出电压由低电平变为高电平，此阶段后，传输出门电路则由断开变为连接状态，将输入的信号传输出到第二驱动电路的输入端口中。

从上述对逻辑与驱动电路模块工作过程的描述可知，当驱动电路接入的负载是压电式蜂鸣器，在驱动电路上电完成初始化后，T0时刻，振荡器104开始工作，在初始化后的前三个周期内，逻辑与驱动模块的输出端Q非持续保持低电平；逻辑与驱动模块103对其复位端R接收到的脉冲信号进行计数，因外接负载是压电式蜂鸣器，复位端R无法接收到一次高电平脉冲，故计数器无法实现累加进行，连续三个振荡器工作周期后，逻辑与驱动模块的输出端Q非启动使能状态，在逻辑与驱动模块的输出端Q非使能状态下，逻辑与驱动模块的输出端Q非的电平特性与其输出端Q形成互补，分别驱动第一切换电子开关111和续流电子开关108同时开通和关闭，回路控制电子开关106和第二切换电子开关112进行工作。此类型的判断方法在集成电路技术方案中是非常常见，如通过计数器或D触发器与其它逻辑门组合都可以实现。使用全桥的电路驱动压电蜂鸣器时声压会高些，因为全桥驱动压电蜂鸣器时其两端电压为2倍VIN电压。

图14为本发明延时模块的具体实施方式，如图所示，该模块包括一个基准电流源、一个受控开关SW1、一个电容器C2、一个比较器COPA1、一个与门电路和一个传输门电路。该模块实现延时功能的工作过程描述如下：当Q端输出高电平时，Q非端

为低电平，此时基准恒流源向电容器C2充电，电容器C2上的电压从0开始线性上升，在电容器C2电压小于VLEB电压值之前，比较器COPA1输出低电平，与门电路输出低电平信号至传输门的控制端CP1；此阶段内，传输门断开A至B点的连接通路。当电容器C2的电压大于VLEB电压值时，比较器COPA1输出高电平，与门电路输出高电平信号至传输门的控制端CP1；此时传输门闭合A至B点的连接通路，实现采样电路信号的延时传输。当Q端信号由高电平变低电平时，传输门断开A至B点的连接通路，同时Q非端由低电平转变为高电平，对电容C2上的电压进行复位。

本发明的上述实施例并不是对本发明保护范围的限定，本发明的实施方式不限于此，凡此种种根据本发明的上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，对本发明上述结构做出的其它多种形式的修改、替换或变更，均应落在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种蜂鸣器驱动电路，其包括串联在蜂鸣器回路上的回路控制电子开关和与蜂鸣器并联的续流电子开关，在通过所述回路控制电子开关断开蜂鸣器回路时，通过闭合续流电子开关形成放电回路为蜂鸣器放电，其特征在于：还包括电压跟随器、PWM比较器模块、延时模块、逻辑与驱动模块、采样电路和振荡器；所述电压跟随器的输入端与输入电压正极连接，所述电压跟随器输出跟随输入电压同向变化的对比电压至PWM比较器模块的反相输入端；所述采样电路采样所述回路控制电子开关所在的串联回路上的电流，所述采样电路输出采样信号至所述延时模块，所述延时模块输出滤波后的电压信号至所述PWM比较器模块的同相输入端；所述PWM比较器模块的输出端与所述逻辑与驱动模块的复位端连接，所述振荡器输出时钟信号至所述逻辑与驱动模块的置位端，所述逻辑与驱动模块的输出端Q与所述回路控制电子开关的控制端连接，所述逻辑与驱动模块的输出端Q非与所述续流电子开关的控制端连接；

所述电压跟随器包括前馈补偿模块和受控电压源模块，所述前馈补偿模块的输入端与输入电压正极连接，所述前馈补偿模块输出跟随输入电压变化的控制信号至受控电压源模块的输入端，由控制信号控制调整所述受控电压源模块输出的对比电压，所述受控电压源模块输出对比电压至PWM比较器模块的反相输入端。

2.根据权利要求1所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述蜂鸣器驱动电路还包括第一自举模块，所述第一自举模块的输入端与所述逻辑与驱动模块的输出端Q非连接，所述第一自举模块输出电平位移后的控制电压信号至所述续流电子开关的控制端。

3.根据权利要求1所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述蜂鸣器驱动电路还包括第一切换电子开关和第二切换电子开关；所述第一切换电子开关的控制端与所述逻辑与驱动模块的输出端Q非连接，参考端与蜂鸣器的电压正极连接端连接，输出端接地；所述第二切换电子开关的控制端与所述逻辑与驱动模块的输出端Q连接，参考端与所述续流电子开关的参考端连接，输出端与蜂鸣器的电压正极连接端连接。

4.根据权利要求3所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述蜂鸣器驱动电路还包括第二自举模块，所述第二自举模块的输入端与所述逻辑与驱动模块的输出端Q连接，所述第二自举模块输出电平位移后的控制电压信号至所述第二切换电子开关的控制端。

5.根据权利要求4所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述回路控制电子开关、续流电子开关、第一切换电子开关和第二切换电子开关均为MOS管，MOS管的栅极为控制端，漏极为参考端，源极为输出端。

6.根据权利要求1所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述蜂鸣器驱动电路还包括LDO模块，所述LDO模块的输入端与输入电压正极连接，所述LDO模块输出恒定电压源，用作其它模块的偏置电压源。

7.根据权利要求6所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述LDO模块输出的恒定电压源等于所述输入电压的变化范围值中的最小值。

8.根据权利要求1所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈补偿模块和所述受控电压源模块均为压控电压源VCVS。

9.根据权利要求1所述的蜂鸣器驱动电路，其特征在于：所述前馈补偿模块为压控电流源VCCS，所述受控电压源模块为流控电压源CCVS。

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