CN106841746A - 一种转换器电流检测电路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种转换器电流检测电路，用模数转换器将主回路中的模拟电流信号转换成数字电流信号，用输入电压反馈模块采集数字输入电压值，用输出电压反馈模块采集数字输出电压值，用低通滤波器将PWM控制器的控制电压反馈成控制反馈电压，在运算控制器中将上述参数运算得出估测电流，然后经过电流控制器调整得到控制电压，最后经PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关；本发明针对数字控制直流至直流转换器提出一平均电流估测方法，可以克服不连续导通模式电流取样问题，不论操作于何种工作模式均能获得精确的平均电流，此外当用于平均电流控制时，亦能维持原平均电流控制的工作。

Description

一种转换器电流检测电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及DC-DC转换器，尤其涉及一种使用开关电流取样信号来估测电感电流平均值的数字控制电路及其控制方法。
背景技术
切换式直流至直流转换器若使用平均电流控制或多组并联分流控制时，通常需要感测电感电流，电流感测信号可使用霍尔组件或使用如图1所示的电流感测串联电阻再配合放大及低通滤波器电路获得，然而霍尔组件有带宽限制问题，电流感测电阻须通过大电流则有功率损失问题。虽然使用如图2所示的电流互感器(CT)没有带宽限制以及感测电组需通过大电流等问题，然而电流互感器有磁饱合问题，只能用以感测脉波形式的开关电流。采用数字控制并与切换频率同步的取样方法，可以在转换器开关导通时间的中间点取样获致电感电流的平均值，然而此方式的限制在于仅限于连续导通模式下精确，在不连续导通模式下由于电感电流平均值偏离其开关导通时间中间点取样的电流值，因此在轻载时误差较大。
发明内容
本发明是要解决现有技术的上述问题，提出一种基于平均电流估测方法的可适用于连续导通模式和不连续导通模式的数字控制DC-DC转换器及其控制方法。
为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案是设计一种转换器电流检测电路，具有控制转换器中转换开关的PWM控制器，所述PWM控制器受到控制电压和三角波的控制形成PWM控制信号，转换器电流检测电路还具有串接在转换器主电路中的电流互感器、串接在电流互感器次级线圈中的二极管和检测电阻，还包括：模数转换器，连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号；输入电压反馈模块，连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值；输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值；低通滤波器，连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压用低通的方式形成控制反馈电压；运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号乘以电流互感器变比乘以数字输入电压值乘以控制反馈电压除以检测电阻除以数字输出电压值除以所述三角波的振幅，得出估测电流；电压控制器，用数字信号与电压命令的误差经过调整得到电流命令，其中电压命令为预先设定的电压参考值，数字信号由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；电流控制器，用所述估测电流与电流命令的误差经过调整得到所述控制电压，控制电压再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。
上述转换器可以采用降压式转换器，也可以采用升压式转换器，还可以采用升降压式转换器。
本发明还提出了一种转换器电流检测电路控制方法，用PWM控制器控制转换器中转换开关，用控制电压vcon和三角波Vt控制所述PWM控制器形成PWM控制信号，在转换器主电路中的串接电流互感器CT，在电流互感器次级线圈中串接二极管和检测电阻Rs，还包括：用模数转换器连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号；用输入电压反馈模块连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值Vi；用输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值Vo；用低通滤波器连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压vcon用低通的方式形成控制反馈电压vconf；用运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号Vcsh乘以电流互感器变比N乘以数字输入电压值Vi乘以控制反馈电压vconf除以检测电阻Rs除以数字输出电压值Vo除以所述三角波的振幅Vtm，得出估测电流ILfb；用电压控制器接收数字信号Vofb和电压命令Voc，用两者的误差经过调整得到电流命令ILc，其中电压命令Voc为预先设定的电压参考值，数字信号Vofb由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；用电流控制器接收所述估测电流ILfb与电流命令ILc，用两者的误差经过调整得到所述控制电压vcon，控制电压vcon再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。
本发明针对数字控制直流至直流转换器提出一平均电流估测方法，可以克服不连续导通模式电流取样问题，不论操作于何种工作模式均能获得精确的平均电流，此外当用于平均电流控制时，亦能维持原平均电流控制的工作。
附图说明
图1现有DC-DC转换器使用串联电阻感测电流的电路；
图2现有DC-DC转换器使用电流互感器感测电流的电路；
图3各电压电流的波形对照图；
图4本发明应用在降压式转换器中估测平均电流的电路框图；
图5本发明应用在升压式转换器中估测平均电流的电路框图；
图6本发明应用在升降压式转换器中估测平均电流的电路框图；
图7本发明应用在降压式转换器中的电路框图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
切换式直流至直流转换器通常需感测电感电流以作为平均电流控制、分流控制或输出电流监控等目的，本发明针对数字控制转换器提出一种使用开关电流取样信号来估测电感电流平均值的方法，可以使用电流互感器以降低成本，同时解决不连续电流模式取样值偏离平均值的问题。
本发明针对数字控制DC-DC转换器提出一种平均电流估测方法，以图2所示的降压式转换器为例，为了降低成本、降低电流感测损耗同时保有感测信号的高带宽，电流感测电路采电流互感器CT，其感测比例为1/N，电流互感器二次侧再藉由二极管整流及一电阻Rs将感测电流信号转换成电压信号Vcs，最后再藉由A/D转换器得到一数字信号Vcsh。
为了藉由数字采样信号Vcsh获得平均电感电流，本发明数字控制DC-DC转换器的PWM方式如图3所示，所述PWM控制器受到控制电压vcon和三角波Vt的控制形成PWM控制信号，PWM控制信号控制转换器中转换开关Q的切换，三角波周期TS即为切换频率。控制电压vcon和三角波Vt比较，三角波Vt包括上升沿和下降沿，而电流信号取样时间为三角波信号上升沿的起点，在此点可以确保为在转换开关导通时间的中间点，在连续导通模式(continuousconduction mode,CCM)下此点取样得到的实际电流值ILS等于电感电流的平均值IL,avg，ILS与Vcsh的关系为：
Vcsh＝RsILs/N (1)
然而如图3所示在不连续导通模式(discontinuous conduction mode,DCM)下，ILS则高于电感电流的平均值IL,avg。为了在不连续导通模式下获得精确的平均电流值，必须知道电感电流由开关截止后下降至零的时间Δ，才能利用一周期三角形电感电流的面积求得平均值，如下：
IL,avg＝ILS(ton+Δ)/TS (2)
根据伏秒平衡(voltage-second balance)原理，时间Δ可利用稳态下电感电压一切换周期平均值为零的方式求得，以降压式转换器而言如图3所示，利用面积A＝面积B，可得：
(Vi-VO)ton+(-VO)Δ＝0 (3)
公式中Vi和VO是输入电压值和输出电压值。由(3)可求出时间Δ：
Δ＝(Vi-VO)ton/VO (4)
又切换开关Q导通时间为：
ton＝vcon/Vtm (5)
公式中vcon是控制电压，Vtm是三角波的振幅。将(4)及(5)代入(2)可得：
IL,avg＝ILS(ton/Ts)(Vi/VO)＝ILS(vcon/Vtm)(Vi/VO) (6)
公式中Ts是三角波的周期。公式(6)指出在不连续导通模式下可利用PWM的控制电压及输入与输出电压获得正确的电感电流平均值。其次，检视(6)可发现其不仅适用于不连续导通模式，同时也适用于连续导通模式，因为对于降压式转换器而言：
vcon/Vtm＝D＝VO/Vi (7)
将(7)带入(6)同样可得IL,avg＝ILs，因此(6)对于所有工作模式均适用。基于(6)本发明提出数字控制直流至直流转换器平均电流估测的实现方法如图4所示，其乃利用(6)再利用(1)的感测比例得到最终估测电感电流的平均值。
IL,avg＝Vcsh(N/Rs)(vcon/Vtm)(Vi/VO)
公式中N为电流互感器CT的变比，Rs为检测电阻。
参看图7示出的较佳实施例，本发明揭示的转换器电流检测电路，具有控制转换器中转换开关的PWM控制器(所述PWM控制器受到控制电压vcon和三角波Vt的控制形成PWM控制信号)、串接在转换器主电路中的电流互感器CT、串接在电流互感器次级线圈中的二极管和检测电阻Rs，还包括：
模数转换器，连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波Vt信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号Vcsh。
输入电压反馈模块，连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值Vi。
输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值Vo。
低通滤波器，连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压vcon用低通的方式形成控制反馈电压vconf。上述所提出的平均电流估测方法仅限于估测，若要实际用于平均电流控制则由于PWM控制电压vcon亦用于平均电流计算，因此直接使用PWM控制电压vcon将容易在电流回路内形成一无限增益回路而造成电流回路震荡。为解决此问题，在反馈线路中加入一低通滤波器，如图7中的回路C所示，籍此保证信号的低频成份能通过此回路而保证计算准确度，而对信号的高频成份进行有效过滤以避免引起震荡。
运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号Vcsh乘以电流互感器变比N乘以数字输入电压值Vi乘以控制反馈电压vconf除以检测电阻Rs除以数字输出电压值Vo除以所述三角波的振幅Vtm，得出估测电流ILfb(即：ILfb＝Vcsh(N/Rs)(vconf/Vtm)(Vi/VO))。
电压控制器，用数字信号Vofb与电压命令Voc的误差经过调整得到电流命令ILc，其中电压命令Voc为预先设定的电压参考值，数字信号Vofb由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到。
电流控制器，用所述估测电流ILfb与电流命令ILc的误差经过调整得到所述控制电压vcon，控制电压vcon再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。
下面结合图7完整叙述一遍检测电路的工作原理。先感测转换器输出电压Vo和输入电压Vi，感测比例为Kv，二者经过A/D取样转换为数字信号Vofb与Vib，Vib与电压命令Voc的误差经过电压控制器的调整得到电流命令ILc。另一方面，切换开关电流经过CT与Rs感测后得到Vcs，Vcs再藉由A/D感测得到数字信号Vcsh，Vcsh再与感测的输入电压及输出电压与一由PWM控制电压vcon经由低通滤波器所获得的控制反馈电压vconf，利用前述平均电流估测的公式得到估测电流ILfb，ILfb＝Vcsh(N/Rs)(vconf/Vtm)(Vi/VO)，ILfb再与ILc的误差经过电流控制器调整得到PWM的控制电压vcon，vcon再经由PWM得到最终触发转换开关的信号。
应用同样的设计方式，图7示出的控制电路亦可以应用至如图5及图6所示的升压及升降压式转换器中。所以本发明所述的转换器可以采用降压式转换器，也可以采用升压式转换器，还可以采用升降压式转换器。电流互感器CT接入主电路中的方式如图5、6、7所示。
本发明还揭示了一种转换器电流检测电路控制方法。参看图7，所述方法用PWM控制器控制转换器中转换开关，用控制电压vcon和三角波Vt控制所述PWM控制器形成PWM控制信号，在转换器主电路中的串接电流互感器CT，在电流互感器次级线圈中串接二极管和检测电阻Rs，还包括：用模数转换器连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波Vt信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号Vcsh；用输入电压反馈模块连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值Vi；用输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值Vo；用低通滤波器连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压vcon用低通的方式形成控制反馈电压vconf；用运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号Vcsh乘以电流互感器变比N乘以数字输入电压值Vi乘以控制反馈电压vconf除以检测电阻Rs除以数字输出电压值Vo除以所述三角波的振幅Vtm，得出估测电流ILfb；用电压控制器接收数字信号Vofb和电压命令Voc，用两者的误差经过调整得到电流命令ILc，其中电压命令Voc为预先设定的电压参考值，数字信号Vofb由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；用电流控制器接收所述估测电流ILfb与电流命令ILc，用两者的误差经过调整得到所述控制电压vcon，控制电压vcon再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。
上述利用切换开关电流于开关占空比中心点同步取样及稳态下电感电压一切换周期平均值为零的观念，亦可以套用到其他形式的转换器用以估测电感电流的平均值，图5显示应用于升压式直流至直流转换器，图6则运用于升降压式直流至直流转换器。所以本发明的转换器可以采用降压式转换器，也可以采用升压式转换器，还可以采用升降压式转换器。
以上实施例仅为举例说明，非起限制作用。任何未脱离本申请精神与范畴，而对其进行的等效修改或变更，均应包含于本申请的权利要求范围之中。

Claims (8)

1.一种转换器电流检测电路，具有控制转换器中转换开关的PWM控制器，所述PWM控制器受到控制电压（v con ）和三角波（V t ）的控制形成PWM控制信号，其特征在于，转换器电流检测电路还具有串接在转换器主电路中的电流互感器（CT）、串接在电流互感器次级线圈中的二极管和检测电阻（Rs），还包括：
模数转换器，连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波（V t ）信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号（V csh ）；
输入电压反馈模块，连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值（V i ）；
输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值（V o ）；
低通滤波器，连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压（v con ）用低通的方式形成控制反馈电压（v conf ）；
运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号（V csh ）乘以电流互感器变比（N）乘以数字输入电压值（V i ）乘以控制反馈电压（v conf ）除以检测电阻（Rs）除以数字输出电压值（V o ）除以所述三角波的振幅（V tm ），得出估测电流（I Lfb ）；
电压控制器，用数字信号（V ofb ）与电压命令（V oc ）的误差经过调整得到电流命令（I Lc ），其中电压命令（V oc ）为预先设定的电压参考值，数字信号（V ofb ）由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；
电流控制器，用所述估测电流（I Lfb ）与电流命令（I Lc ）的误差经过调整得到所述控制电压（v con ），控制电压（v con ）再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。
2.如权利要求1所述的转换器电流检测电路，其特征在于：所述转换器为降压式转换器。
3.如权利要求1所述的转换器电流检测电路，其特征在于：所述转换器为升压式转换器。
4.如权利要求1所述的转换器电流检测电路，其特征在于：所述转换器为升降压式转换器。
5.一种转换器电流检测电路控制方法，用PWM控制器控制转换器中转换开关，用控制电压（v con ）和三角波（V t ）控制所述PWM控制器形成PWM控制信号，其特征在于，在转换器主电路中的串接电流互感器（CT），在电流互感器次级线圈中串接二极管和检测电阻（Rs），还包括：
用模数转换器连接二极管和检测电阻公共端，在所述三角波（V t ）信号上升沿的起点进行电流信号取样，并将取样到的模拟电流信号转换成数字电流信号（V csh ）；
用输入电压反馈模块连接转换器直流电源输入端，用以将输入电压值转换成数字输入电压值（V i ）；
用输出电压反馈模块，连接转换器直流电源输出端，用以将输出电压值转换成数字输出电压值（V o ）；
用低通滤波器连接所述PWM控制器，用以将所述控制电压（v con ）用低通的方式形成控制反馈电压（v conf ）；
用运算控制器，分别连接PWM控制器、模数转换器、输入电压反馈模块、输出电压反馈模块、低通滤波器，用数字电流信号（V csh ）乘以电流互感器变比（N）乘以数字输入电压值（V i ）乘以控制反馈电压（v conf ）除以检测电阻（Rs）除以数字输出电压值（V o ）除以所述三角波的振幅（V tm ），得出估测电流（I Lfb ）；
用电压控制器接收数字信号（V ofb ）和电压命令（V oc ），用两者的误差经过调整得到电流命令（I Lc ），其中电压命令（V oc ）为预先设定的电压参考值，数字信号（V ofb ）由转换器直流电源输出端的电压经过电压感测和模数转换得到；
用电流控制器接收所述估测电流（I Lfb ）与电流命令（I Lc ），用两者的误差经过调整得到所述控制电压（v con ），控制电压（v con ）再经由所述PWM控制器形成PWM信号最终触发所述转换开关。
6.如权利要求5所述的转换器电流检测电路控制方法，其特征在于：所述转换器为降压式转换器。
7.如权利要求5所述的转换器电流检测电路控制方法，其特征在于：所述转换器为升压式转换器。
8.如权利要求5所述的转换器电流检测电路控制方法，其特征在于：所述转换器为升降压式转换器。
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叶子健: "DC-DC转换器中高精度电流检测电路的设计", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑》 *
迟明: "一种电流模式DC-DC转换芯片的研究和设计", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库 工程科技Ⅱ辑》 *

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CN106841746B (zh) 2019-02-26

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