CN106253661A

CN106253661A - 控制电路、控制方法及应用其的功率变换器

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Publication number: CN106253661A
Application number: CN201610648623.9A
Authority: CN
Inventors: 张军明; 赵晨
Original assignee: Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Current assignee: Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date: 2016-08-05
Filing date: 2016-08-05
Publication date: 2016-12-21
Anticipated expiration: 2036-08-05
Also published as: TWI675533B; US20180041119A1; CN106253661B; TW201806298A; US10135330B2

Abstract

公开了一种控制电路、控制方法及应用其的功率变换器，通过控制开关管的开关动作，使得输入电流在开关周期内的平均值与表征输入电压与输出电压之比的电压变换函数成比例，使得整个功率变换器呈现为纯阻态，在不同的工作模式(例如，连续模式、临界导通模式和断续模式)下均可以保持功率因数为1或接近1。采用本发明技术方案的功率变换器具有在不同工作模式下进行功率因数校正的功能，同时可以有效地抑制谐波。同时，本发明技术方案可以适用于定频或准定频控制方式，可以适用于单相或多相功率级电路，具有广泛的适用性。而且，本发明的技术方案无须采样输入电压，电路结构更加紧凑。

Description

控制电路、控制方法及应用其的功率变换器

技术领域

本发明涉及电力电子技术，更具体地，涉及一种控制电路、控制方法及应用其的功率变换器。

背景技术

功率因数(Power Factor，PF)为实际输出功率与电源的视在功率的比值。在设计电源电路时，通常希望功率因数PF＝1。功率因数校正器(Power Factor Correction，PFC)用于多种电压/功率装置以控制输入的正弦电流与电压同相位，进而使得功率因数接近1。

但是，传统的进行PFC控制的功率变换器往往只能适用于特定的工作模态，例如，具有恒定导通时间(Constant On Time，COT)功率转换器可以在断续导通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和临界导通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)下进行PFC控制，但是不能在连续导通模式(Continuous Conduction Mode)下进行PFC控制，这不利于功率的扩展提升，也不利于提高控制策略的适应性。

发明内容

有鉴于此，本发明提供一种控制电路、控制方法及应用其的功率变换器，可以在不同的导通模式下进行有效的PFC控制。

第一方面，提供一种功率变换器的控制电路，包括：

电流检测电路，用于获取表征输入电流的电流检测信号；以及，

控制信号生成电路，用于以使得所述电流检测信号与电压变换函数成比例为目标生成开关控制信号；其中，所述开关控制信号用于控制所述功率变换器的功率级电路，所述电压变换函数为输入电压与输出电压的比。

优选地，所述控制信号生成电路根据所述功率变换器的拓扑结构选择使用对应的电压变换函数。

优选地，所述电压变换函数是所述开关控制信号参数的函数。

优选地，所述控制电路还包括：

反馈与补偿电路，用于获取表征所述输出电压与参考电压误差的电压补偿信号；

所述控制信号生成电路用于以使得所述电流检测信号正比于所述电压变换函数和所述电压补偿信号的乘积为目标生成所述开关控制信号。

优选地，所述控制信号生成电路包括：

第一乘法电路，用于输出第一乘积信号，所述第一乘积信号用于表征所述电压变换函数和所述电压补偿信号的乘积；以及，

第一生成电路，用于输出所述开关控制信号以保持所述第一乘积信号和所述电流检测信号基本成正比。

优选地，所述第一乘法电路用于根据所述开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第一乘积信号。

优选地，所述第一乘法电路包括：

第一开关，连接在电压补偿信号输出端和第一端之间；

第二开关，连接在所述第一端和接地端之间；

第一电阻，连接在第一端和第二端之间；

第一电容，连接在第二端和接地端之间；

第一运算放大器，同相输入端与第二端连接，反相输入端与第三端连接；

第三开关，连接在所述第一运算放大器的输出端和第四端之间；

第四开关，连接在第四端和接地端之间；

第二电阻，连接在第三端和第四端之间；

第二电容，连接在第三端和接地端之间；

第三电阻，连接在所述第一运算放大器的输出端和第一乘积信号输出端之间；以及

第三电容，连接在所述第一乘积信号输出端和接地端之间；

其中，所述第一开关在开关控制信号切换为关断至电感电流下降为零期间导通，所述第二开关和所述第四开关在开关控制信号导通期间导通，所述第三开关在开关控制信号关断期间导通。

优选地，所述控制信号生成电路包括：

第二乘法电路，用于输出第二乘积信号，所述第二乘积信号用于表征第一变换函数和所述电流检测信号的乘积；

第三乘法电路，用于输出第三乘积信号，所述第三乘积信号用于表征第二变换函数和所述电压补偿信号的乘积；以及

第二生成电路，用于输出开关控制信号以保持所述第二乘积信号和所述第三乘积信号基本成正比；

其中，所述第二变换函数与所述第一变换函数的商等于所述电压变换函数。

优选地，所述第二乘法电路用于根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第二乘积信号；

所述第三乘法电路用于根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第三乘积信号。

优选地，所述第二乘法电路包括：

第五开关，连接在电流检测信号输出端和第五端之间；

第六开关，连接在所述第五端和接地端之间；

第四电阻，连接在第五端和第二乘积信号输出端之间；以及

第四电容，连接在第二乘积信号输出端和接地端之间；

其中，所述第五开关在开关控制信号关断期间导通，所述第六开关在开关控制信号导通期间导通；

所述第三乘法电路包括：

第七开关，连接在电压补偿信号输出端和第六端之间；

第八开关，连接在所述第六端和接地端之间；

第五电阻，连接在第六端和第三乘积信号输出端之间；

第五电容，连接在第三乘积信号输出端和接地端之间；

其中，所述第七开关在开关控制信号切换为关断至电感电流下降为零期间导通，所述第八开关在开关控制信号导通期间导通。

优选地，所述控制信号生成电路包括：

第四乘法电路，用于输出第四乘积信号，所述第四乘积信号用于表征所述电压变换函数的倒数和所述电流检测信号的乘积；以及，

第三生成电路，用于输出开关控制信号以保持所述第四乘积信号和所述电压补偿信号基本成正比。

优选地，所述第四乘法电路用于根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第四乘积信号。

优选地，所述电流检测信号和所述电压补偿信号为数字信号；

所述控制信号生成电路为数字信号处理电路。

优选地，所述控制信号生成电路用于接收时钟信号控制所述开关控制信号进行状态切换；或者

所述控制电路还包括准定频信号生成电路，所述准定频信号生成电路输出在一段时间周期内频率恒定的准定频信号；所述控制信号生成电路用于接收所述准定频信号控制所述开关控制信号进行状态切换。

第二方面，提供一种功率变换器，包括：

至少一路功率级电路；以及

至少一个如上所述的控制电路。

优选地，所述功率变换器包括：

N路功率级电路，所述功率级电路并联在输入端和输出端之间，N大于等于2；

N路所述控制电路，分别与N路功率级电路对应，用于检测对应的功率级电路的输入电流，并控制对应的功率级电路的功率开关。

优选地，所述N控制电路共用一个反馈与补偿电路，所述反馈与补偿电路用于获取表征所述输出电压与参考电压误差的电压补偿信号。

优选地，所述功率级电路为降压型拓扑(BUCK)、升压型拓扑(BOOST)、升降压型拓扑(BUCK-BOOST)、反激式拓扑(FLYBACK)或正激式拓扑(FORWARD)。

第三方面，提供一种功率变换器的控制方法，包括：

以使得功率变换器的输入电流与电压变换函数成比例为目标控制功率级电路，其中，所述电压变换函数为功率变换器的输入电压与输出电压的比。

优选地，所述电压变换函数随所述开关控制信号变化。

优选地，所述电压变换函数根据所述功率变换器的功率级电路的拓扑结构变化。

优选地，以使得功率变换器的输入电流与电压变换函数成比例为目标控制功率级电路包括：

以使得电流检测信号正比于所述电压变换函数和所述电压补偿信号的乘积为目标生成开关控制信号，其中，所述电流检测信号用于表征所述输入电流。

通过控制开关管的开关动作，使得输入电流在开关周期内的平均值与表征输入电压与输出电压之比的电压变换函数成比例，使得整个功率变换器呈现为纯阻态，在不同的工作模式(例如，连续模式、临界导通模式和断续模式)下均可以保持功率因数为1或接近1，有利于功率的扩展提升，同时有效地抑制谐波。同时，可以适用于定频或准定频控制方式，可以适用于单相或多相功率级电路，具有广泛的适用性。而且，本发明的技术方案无须采样输入电压，电路结构更加紧凑。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1A是本发明实施例的功率变换器的一种实现方式的示意图；

图1B是本发明实施例的功率变换器的另一种实现方式的示意图；

图2是本发明一个实施例的功率变换器的电路示意图；

图3是图2所示的功率变换器在CCM模式下的工作波形图；

图4是图2所示的功率变换器在DCM模式下的工作波形图；

图5是现有的功率变换器电流控制环路的电路示意图；

图6是图2所示的功率变换器的一个优选实施方式电路示意图；

图7是图6所示的乘法电路的电路示意图；

图8是图2所示的功率变换器的另一个优选实施方式的电路示意图；

图9是本发明另一个实施例的功率变换器的电路示意图；

图10是图9所示的功率变换器的一个优选实施方式的电路示意图；

图11是图9所示的功率变换器的另一个优选实施方式的电路示意图；

图12是本发明又一个实施例的功率变换器的电路示意图；

图13是本发明又一个实施例的功率变换器的电路示意图；

图14是本发明实施例的功率变换器控制方法的流程图。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。

此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。

同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1A是本发明实施例的功率变换器的一种实现方式的示意图。如图1A所示，所述功率变换器包括直流-直流(DC-DC)变换器1、控制电路2和整流器3。整流器3和直流-直流变换器1串联连接在输入端口和输出端口之间。其中，输入端口输入交流电压V_ACIN，对应的输入电流为交流电流i_ACIN。整流器3输出直流电压V_IN和直流电流i_IN作为下一级电路(也即直流-直流变换器1)的输入。控制电路2用于对直流-直流变换器1实现恒阻控制。也即，通过PFC控制使得输入阻抗R_IN表现为电阻。在直流-直流变换器1实现恒阻控制前提下，可以使得整个功率变换器的输入阻抗R_ACIN表现为电阻，从而使得功率因数为1。其输出电压为V_OUT，还可以设置有专门的输出电容C_OUT。其中，如图1A所示，控制电路2包括电流检测电路21和控制信号生成电路22。其中，电流检测电路21用于获取表征输入电流V_IN的电流检测信号V_Ig。控制信号生成电路22用于以使得电流检测信号V_Ig与电压变换函数F(X)成比例为目标生成开关控制信号Q。开关控制信号Q用于控制直流-直流变换器1。电压变换函数F(X)为输入电压V_IN与输出电压V_OUT的比，也即，F(X)＝V_IN/V_OUT。对于开关型功率变换器，其系统函数可以表达为开关控制信号参数的函数F(X)。由此，输入电压V_IN和输出电压V_OUT之间有V_IN＝F(X)*V_OUT。F(X)可在设计电路时根据电路参数推导或分析获得，为开关控制信号Q的相关参数(例如，导通时间T_ON、关断时间T_OFF以及电感电流由峰值下降到零的时间GT_OFF等)的函数。同时，控制信号生成电路22可以根据直流-直流变换器1的拓扑结构，选择在不同工作模式(CCM、DCM或BCM)下通用的电压变换函数。也就是说，不同的工作模式可以对应相同的电压变换函数F(X)＝V_IN/V_OUT，因此，对于图1A所示的电路，输入阻抗R_ACIN满足：

R_ACIN＝V_ACIN/i_ACIN＝V_IN/i_IN＝F(X)*V_OUT/i_IN

为了使得输入阻抗R_ACIN恒阻，只需要控制输入电流i_IN使其与F(X)成比例，即，i_IN＝nF(X)，其中n为固定值。在此前提下，输入阻抗R_ACIN满足，R_ACIN＝F(X)*V_OUT/[n*F(X)]＝V_OUT/n。

优选地，在功率变换器需要恒压输出时，可以在控制电路2中设置反馈与补偿电路23。反馈与补偿电路23用于获取表征输出电压与参考电压误差的电压补偿信号V_C。同时，控制信号生成电路22用于以使得电流检测信号V_Ig正比于电压变换函数F(X)和电压补偿信号V_C的乘积为目标生成开关控制信号。由于电压补偿V_C用于形成电压控制闭环以使得输出电压V_OUT在电压控制闭环的带宽范围内被调节为固定值，并且，电压补偿V_C相对于工频输入电流的变化要缓慢的多，可以近似认定为不变，因此，通过使得i_IN＝p*V_C*F(X)可以在实现恒压控制的同时实现PFC控制。

图1B是本发明实施例的功率变换器的另一种实现方式的示意图。图1B所示的功率转换器通常也可为无桥交流-直流转换器(BridgelessPFC)，其输入端口输入交流电压V_ACIN，对应的输入电流为交流电流i_ACIN，向负载输出直流输出电压V_OUT。还可以设置有输出电容C_OUT。通过PFC控制使得输入阻抗R_ACIN表现为电阻，从而使得功率因数为1。

与图1A类似，控制器2包括电流检测电路21和控制信号生成电路22。其中，电流检测电路21用于获取表征输入电流i_ACIN的电流检测信号V_Ig。控制信号生成电路22用于以使得电流检测信号与电压变换函数F(X)成比例为目标生成开关控制信号Q。

通过控制开关管的开关动作，使得输入电流在开关周期内的平均值与表征输入电压与输出电压之比的电压变换函数成比例，使得整个功率变换器呈现为纯阻态，在不同的工作模式(例如，连续模式、临界导通模式和断续模式)下均可以保持功率因数为1或接近1，有利于功率的扩展提升，同时有效地抑制谐波。同时，可以适用于定频或准定频控制方式，可以适用于单相或多相功率级电路，具有广泛的适用性。而且，本发明的技术方案无须采样输入电压，电路结构更加紧凑。本发明实施例的技术方案可以适用于上述任一种功率变换器。下文中以采用升压型(BOOST)拓扑的直流-直流变换器为例说明本发明实施例的技术方案。容易理解，本发明进行功率转换器的PFC控制的方法、电路以及精神也可以适用于其它类型的直流-直流变换器(例如，降压型拓扑、升降压型拓扑、反激式拓扑以及正激式拓扑或其它类似电路)或如图1B所示的无桥式交流-直流功率变换器。

图2是本发明一个实施例的功率变换器的电路示意图。如图2所示，本实施例的功率变换器包括升压型变换器1和控制电路2。其中，升压型变换器1包括电感L、功率开关M、整流二极管D和输出电容C_OUT。电感L连接在升压型变换器1的输入端i和中间端m之间。功率开关M连接在中间端m和接地端之间。整流二极管D连接在中间端m和输出端o之间。输出电容C_OUT连接在输出端o和接地端之间。输出端与负载连接。容易理解，图2中的升压型变换器1仅为示例，本领域技术人员可以根据实际需要对其进行各种形式修改，例如将整流二极管D替换为同步整流开关。

控制电路2包括电流检测电路21、控制信号生成电路22和反馈与补偿电路23。其中，控制信号生成电路22进一步包括乘法电路MUL1和生成电路GEN1。乘法电路MUL1用于输出第一乘积信号，所述第一乘积信号用于表征所述电压变换函数和所述电压补偿信号的乘积，也即，乘法电路MUL1输出V_C*F(X)。生成电路GEN1输入电流检测信号V_Ig和第一乘积信号V_C*F(X)，以使得两者相等(如图中所示)或以不为1的系数成正比为目标生成开关控制信号Q。应理解，在本实施例中，相等视为以系数1成比例，也即为成正比的特殊情况。可以看到，在图2所示的电路中，控制电路2形成了由反馈与补偿电路23、乘法电路MUL1和生成电路GEN1构成的电压控制环路，以及由电流检测电路21和生成电路GEN1构成的电流环路。同时，功率变换器的输出电压的变化较输入电流的变化慢的多。因此，可以一方面实现对于电压的恒压控制，同时，还可以在较短的时间周期内实现PFC控制。应理解，反馈与补偿电路23并非必须，在不需要进行恒压输出时电路中可以不设置反馈与补偿电路23。

以下结合附图对图2所示的电路的原理做进一步说明。图3是图2所示的功率变换器在CCM模式下的工作波形图。如图3所示，对于升压型变换器，在CCM模式下，电感电流在功率开关导通期间T_ON上升，在功率开关关断期间T_OFF持续下降至最低值，然后再开始下一个周期。根据电感电流的伏秒平衡，输入电压和输出电压满足如下近似关系：

V_IN*T_ON＝(V_OUT-V_IN)*T_OFF

进而可得：V_IN＝V_OUT*T_OFF/(T_ON+T_OFF)。

同时，BCM模式与CCM模式类似，只是电感电流在开关周期最后会下降到零，因此，也可以利用上述公式分析输入电压和输出电压之间的关系。

图4是图2所示的功率变换器在DCM模式下的工作波形图。如图4所示，对于升压型变换器在DCM模式下，电感电流在功率开关导通期间T_ON上升，在功率开关关断期间T_OFF先持续下降至零，然后保持为零直至下一周期开始。电感电流由峰值下降至零的时间区间在图中示出为GT_OFF。根据电感电流的伏秒平衡，输入电压和输出电压满足如下关系：

V_IN*Ton＝(V_OUT-V_IN)*GT_OFF

进而可得：V_IN＝V_OUT*GT_OFF/(T_ON+GT_OFF)。

由以上两种情况分析可知，对于电感电流的变化而言，可以认为CCM模式和BCM模式均是DCM模式的特殊情况。也就是说，在CCM模式中，可以理解为GT_OFF＝T_OFF。由此，可以将每个开关周期划分为开关控制信号导通期间T_ON，开关控制信号关断期间T_OFF，其中，开关控制信号关断期间包括一个开关控制信号切换为关断至电感电流下降为零期间GT_OFF(也即，电感电流由峰值下降至零的时间期间)。该期间可以通过电感电流过零检测获得电流过零点并进而结合电流峰值检测或开关控制信号获得。电感电流过零检测可以由电流检测电路21实现。在CCM模式中，GT_OFF＝T_OFF。由此，可以基于如上公式来对三种模式的电压变换函数F(X)做进一步分析。

将V_IN＝V_OUT*GT_OFF/(T_ON+GT_OFF)代入R_IN＝V_IN/i_IN可得：

R_{I N} = \frac{V_{O U T} \cdot {GT}_{O F F}}{(T_{O N} + {GT}_{O F F}) \cdot i_{I N}}

由此可知，要使得输入阻抗R_IN为恒定值，需要使得i_IN与F(X)＝GT_OFF/(T_ON+GT_OFF)成正比。

在本实施例中，电流检测信号V_Ig表征电感电流iL在开关周期内的平均值，因此，可以进一步得到：

R_{I N} = \frac{V_{I N}}{V_{I g}} = \frac{V_{O U T} \cdot \frac{{GT}_{O F F}}{T_{O N} + {GT}_{O F F}}}{V_{I g}}

根据上式可知，只要开关控制信号Q可以使得电流检测信号V_lg正比于第一乘积信号V_C*F(X)，就可以使得输入阻抗R_IN为恒定的有理数。所以，生成电路GEN1据此生成开关控制信号Q以形成PFC控制的闭环。

对于本实施例的控制电路，可以完全重新设计电路方案，也可以基于现有的电流控制环路来进行改进。图5是现有的功率变换器电流控制环路的电路示意图。如图5所示，现有的控制电路中，通常包括电路检测电路21n和控制信号生成电路22n。其中，电流检测电路21n输出用于表征输入电流(在采样时刻的值或在一段时间周期内的均值)的电流检测信号V_Ig。控制信号生成电路22n包括开关Sn、电容Cref和电流源Iref、比较器CMPn和RS触发器RSn。其中，开关Sn在功率开关导通期间导通，也即，可以由开关控制信号Q来控制。开关Sn、电容Cref和电流源Iref并联在比较器CMPn的同相输入端和接地端之间。在开关Sn关断时，电流源Iref向电容Cref充电，使得同相输入端的电压V_iREF不断上升。在开关Sn导通时，电容Cref被放电，同相输入端的电压升快速下降到零。比较器CMPn的反相输入端输入电流检测信号V_Ig。在时钟信号CLK将RS触发器RSn复位后，开关控制信号Q切换为关断状态。此时，开关Sn切换为关断，比较器CMPn的同相输入端电压开始上升，在其上升到大于电流检测信号V_Ig时，比较器CMPn输出高电平，RS触发器RSn置位，开关控制信号Q切换为导通状态。开关控制信号Q为关断状态的时间T_OFF实际上由电流检测信号V_Ig和电流源Iref以及电容Cref决定。图5所示的电流控制环路可以使得电流检测信号V_Ig(也即，正比于输入电流在开关周期内的平均值的信号)与比较器CMPn同相输入端的电压峰值V_iREF相等。所表征的输入电流(在本实施例中也是电感电流)在开关周期内的平均值保持恒定。

对于图5所示电路，比较器CMPn的同相输入端的峰值满足：

V_{i R E F} = \frac{I r e f \cdot T_{O F F}}{C r e f}

由于V_Ig＝V_iREF，由此可得输入阻抗满足：

R_{I N} = \frac{V_{I N}}{V_{I g}} = \frac{V_{O U T} \cdot \frac{{GT}_{O F F}}{T_{O N} + {GT}_{O F F}}}{I r e f \cdot \frac{T_{O F F}}{C r e f}} = \frac{V_{O U T} \cdot C r e f}{I r e f} \cdot \frac{\frac{{GT}_{O F F}}{T_{O N} + {GT}_{O F F}}}{T_{O F F}}

优选地，在同时需要进行恒压输出时，通常会将电流源Iref设置为由电压补偿信号V_C控制的电压控制电流源，由此，引入电压控制环路进行恒压控制。在此前提下，电流源Iref满足：i＝gm*V_C，其中gm为受控电流源的放大系数，进而可得：

R_{I N} = \frac{V_{O U T} * C r e f}{g m * V_{C}} \cdot \frac{\frac{{GT}_{O F F}}{T_{O N} + {GT}_{O F F}}}{T_{O F F}}

如果给电压补偿信号V_C引入一个增益K，则可得：

R_{I N} = \frac{V_{O U T} * C r e f}{g m * K * V_{C}} \cdot \frac{\frac{{GT}_{O F F}}{T_{O N} + {GT}_{O F F}}}{T_{O F F}}

由于引入了恒压控制，输出电压V_OUT在电流控制环路带宽频率范围内为固定值，进而，电压补偿信号V_C也为固定值。在电容Cref的电容值不变时，如果使得就可以使得输入阻抗表现为恒阻状态，进而实现PF为1的PFC控制目的。

由此，在现有的电流控制环路基础上，在电压控制电流源的控制端和反馈与补偿电路之间增加一个乘数为K的乘法电路，可以实现PFC控制目的。

图6是图2所示的功率变换器的一个优选实施方式电路示意图。如图6所示，控制电路2包括电流检测电路21、控制信号生成电路22和反馈与补偿电路23。其中，反馈与补偿电路23包括分压电路、误差放大器gm和补偿电路CMPA。分压电路用于将输出电压V_OUT分压后输出到误差放大器gm，误差放大器gm将反馈电压与参考电压V_REF比较后输出放大的误差信号，并经由补偿电路CMPA获得电压补偿信号V_C。控制信号生成电路22包括乘法电路MUL1和生成电路GEN1。具体地，生成电路GEN1包括开关S_g、电容Cref和受控电流源Iref、比较器CMP和RS触发器RS。乘法电路MUL1连接在受控电路源Iref的控制端和电压补偿信号输出端cp之间，用于输出正比于K*V_C的电压信号或电流信号(可称为第一乘积信号)。

优选地，乘法电路MUL1可以通过根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第一乘积信号。图7是图6所示的乘法电路的电路示意图。如图7所示，乘法电路MUL1包括开关S1-S4、电阻R1-R3、电容C1-C3以及运算放大器OP1。开关S1连接在电压补偿信号输出端cp和第一端a之间。开关S2连接在第一端a和接地端之间。电阻R1连接在第一端a和第二端b之间。电容C1连接在第二端b和接地端之间。开关S1-S2与电阻R1和电容C1一同组成了乘法电路MUL1的第一级电路。其中，开关S1在开关控制信号Q切换为关断至电感电流下降为零期间GT_OFF导通(为了更加直观，图中在相应开关的控制端示出导通的时间区间)。开关S1的控制信号可以通过电流检测电路21检测输入电流的过零点获取。开关S2在开关控制信号Q导通期间T_ON导通。在开关S1导通期间，开关S2关断，电压补偿信号输入端cp的电压V_C经由电阻R1对电容C1充电。在开关S2导通期间，开关S1关断，电容C1经由电阻R1对地放电。由于电阻R1和电容C1组成的RC电路可以平滑脉冲输入，在连续的脉宽调制信号控制下，乘法电路的第一级输出是具有极小纹波叠加分量的平滑直流电压和直流电流，该电压V2满足：

V 2 = V_{C} \cdot \frac{{GT}_{O F F}}{T_{O N} + {GT}_{O F F}}

乘法电路MUL1的第一级电路的结构和占空比获取电路的结构相同，通过控制开关通断来在输入信号上附加与开关控制信号参数相关的函数。

运算放大器OP1、开关S3-S4、电阻R2-R3以及电容C2-C3组成了所述乘法电路MUL1的第二级电路。

运算放大器OP1的同相输入端与第二端b连接，反相输入端与第三端c连接。开关S3连接在运算放大器OP1的输出端和第四端d之间。开关S4连接在第四端d和接地端之间。其中，开关S3在开关控制信号Q关断期间T_OFF导通。开关S4在开关控制信号Q导通期间T_ON导通。电阻R2连接在第三端c和第四端d之间。电容C2连接在第三端c和接地端之间。电阻R3连接在运算放大器OP1的输出端和第一乘积信号输出端之间。电容C3连接在第一乘积信号输出端和接地端之间。

对于运算放大器OP1，其两个输入端的电压相等，因此，第三端c的电压V3等于第二端b的电压V2。同时，开关S3-S4、电阻R2、和电容C2构成的连接子运算放大器OP1的输出端和反向输入端之间的反馈电路结构与乘法电路的第一级电路相同。运算放大器OP1的输出端电压V_OP与第二端b的电压V2满足：

V 2 = V_{O P} \cdot \frac{T_{o f f}}{T_{o n} + T_{o f f}}

进而有：

\begin{matrix} V_{O P} = V 2 \cdot \frac{T_{O N} + T_{o f f}}{T_{o f f}} = V_{C} \cdot \frac{{GT}_{o f f}}{T_{o n} + {GT}_{o f f}} \cdot \frac{T_{O N} + T_{o f f}}{T_{o f f}} = V_{C} \cdot \frac{{GT}_{O F F}}{(T_{O N} + {GT}_{O F F}) \cdot T_{O F F}} \cdot T_{S} \\ = V_{C} \cdot K \cdot T_{S} \end{matrix}

其中，T_S＝T_OFF+T_ON为开关周期。由于本实施方式中的开关周期固定。因此，运算放大器OP1的输出端电压V_OP正比于K*V_C。电阻R3和电容C3组成的RC电路用于对运算放大器OP1的输出端电压V_OP进行平滑后输出第一乘积信号。

在上述实施例中，生成电路通过RS触发器接收时钟信号控制开关控制信号进行状态切换(由导通状态切换为关断状态)。也即，上述实施例中的开关控制信号具有固定的开关周期，对于功率变换器的控制是一种定频控制。但是，本发明实施例并不限于固定开关周期的控制电路。对于以准定频控制方式进行开关控制信号生成的电路，由于其开关周期在大部分时候都是固定的或近似相等的，因此，也可以使用与本实施例相同的方式来实现PFC控制。具体地，可以采用例如中国专利CN102594118中公开的导通信号发生电路或类似电路作为准定频信号生成电路来生成准定频信号。准定频信号是在一段时间周期内频率恒定的准定频信号。在此前提下，控制信号生成电路接收准定频信号控制所述开关控制信号进行状态切换。由此，无需内置时钟信号生成电路即可以近似于定频的方式控制功率开关。

第一乘积信号作用到生成电路GEN1的受控电流源Iref的控制端，使得其输出正比于K*V_C的电流信号。从而生成电路GEN1以使得输入的电流检测信号与所述电流信号成正比为目标生成开关控制信号Q同时实现恒压控制和PFC控制。

如上所述，由于CCM模式和BCM模式均可以视为DCM模式的特殊情况(也即，在CCM模式和BCM模式中，GT_OFF＝T_OFF)因此，本实施例的技术方案可以适用于所有模式，在所有工作模式下实现PFC控制。

当然，对于其它类型的功率级电路，其电压变换函数不同，在此前提下，可以根据功率级电路的拓扑结构选择对应的电压变换函数进行操作，以实现在不同的拓扑结构下对不同工作模式(比如，CCM模式、BCM模式或DCM模式)下通用的PFC控制。

同时，控制信号生成电路也可以采用数字电路来实现。图8是图2所示的功率变换器的另一个优选实施方式的电路示意图。如图8所示，控制电路2包括电流检测电路21、控制信号生成电路22和反馈与补偿电路23。其中，电流检测电路21包括模拟电流检测电路和模数转换电路ADC1。模数转换电路ADC1用于将模拟形式的电流检测信号V_Ig转换为数字信号DV_Ig。同时，反馈与补偿电路23也包括模数转换电路ADC2，用于先将分压获得的反馈电压V_FB转换为数字信号DV_FB，然后再通过数字反馈和补偿电路输出数字信号形式的电压补偿信号DV_C。控制信号生成电路22包括乘法电路MUL1’和生成电路GEN1’。乘法器MUL1’对电压补偿信号DV_C乘以系数K以后，输出乘积信号。而生成电路GEN1’输入数字电流检测信号DV_Ig和数字乘积信号K*DV_C，以使得两者相等或不为1的系数成比例为目标通过数字脉宽调制生成开关控制信号Q。容易理解，在以数字方式进行开关控制信号生成的实施方式中，可选地，控制信号生成电路22中的乘法电路MUL1’和生成电路GEN1’可以是专门设置的数字逻辑电路；可替换地，控制信号生成电路22也可以是通用数字信号处理电路，而乘法电路MUL1’和生成电路GEN1’通过通用数字信号处理电路执行对应的程序或功能模块实现。

在以上的实施方式中，控制信号生成电路获取电流检测信号V_Ig和电压变换函数F(X)，直接以使得V_Ig正比于F(X)为目标生成开关控制信号。另一方面，还可以将电压变换函数F(X)分解为两个部分，例如，将F(X)分解为F₂(X)/F₁(X)，控制信号生成电路可以对电流检测信号V_Ig乘以电压变换函数的一部分后，与电压变换函数的另一部分进行比较，以使得两者成比例为目标生成开关控制信号。也即，以使得V_Ig*F₁(X)正比于F₂(X)为目标生成开关控制信号。这可以间接实现与上述实施例相同的目的。又一方面，控制信号生成电路还可以对电流检测信号V_Ig乘以电压变换函数的倒数1/F(X)得到V_Ig/F(X)，以使得V_Ig/F(X)为常数或一个近似于常数的量，例如，电压补偿信号V_C，为目标来生成开关控制信号。由此，也可以间接实现与上述实施例相同的目的。

图9是本发明另一个实施例的功率变换器的电路示意图。如图9所示，功率级电路1以及控制电路2中的电流检测电路21和反馈与补偿电路23与在前的实施例相同，在此不再赘述。在图9中，控制电路2包括控制信号生成电路22。控制信号生成电路22包括乘法电路MUL2和MUL3以及生成电路GEN2。乘法电路MUL2用于输出第二乘积信号，所述第二乘积信号用于表征第一变换函数F₁(X)和电流检测信号V_Ig的乘积。乘法电路MUL3用于输出第三乘积信号。第三乘积信号用于表征第二变换函数F₂(X)和电压补偿信号V_C的乘积。生成电路GEN2用于输出开关控制信号以保持第二乘积信号F₁(X)*V_Ig和第四乘积信号F₂(X)*V_C基本成正比。其中，第二变换函数与第一变换函数的商F₂(X)/F₁(X)等于所述电压变换函数F(X)。由于F₁(X)*V_Ig与F₂(X)*V_C成正比，则，V_Ig与V_C*F₂(X)/F₁(X)成正比，也即，V_Ig与F(X)*V_C基本成正比。从而可以使得功率变换器的PFC为1，同时实现恒压控制和PFC控制。

本实施例的控制信号生成电路22可以使用模拟电路实现，例如，乘法电路MUL2和MUL3可以用于根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第二乘积信号。

图10是图9所示的功率变换器的一个优选实施方式的电路示意图。如图10所示，乘积电路MUL2包括开关S5-S6、电阻R4和电容C4。开关S5连接在电流检测信号输出端(比较器的反相输入端)和第五端e之间。开关S6连接在第五端e和接地端之间。电阻R4连接在第五端e和第二乘积信号输出端之间。电容C4连接在第二乘积信号输出端和接地端之间。其中，开关S5在开关控制信号关断期间导通，开关S6在开关控制信号导通期间导通。由此，乘法电路MUL2的输出信号为：

V_{I g} \cdot \frac{T_{o f f}}{T_{o n} + T_{o f f}}

乘积电路MUL3包括开关S7-S8、电阻R5和电容C5。开关S7连接在电压补偿信号输出端和第六端f之间。开关S8连接在第六端f和接地端之间。电阻R5连接在第六端f和第三乘积信号输出端之间。电容C5连接在第三乘积信号输出端和接地端之间。其中，开关S7在开关控制信号切换为关断至电感电流下降为零期间GT_OFF导通。开关S8在开关控制信号导通期间T_ON导通。由此，乘法电路MUL3的输出信号为：生成电路GEN2用于输出开关控制信号以保持所述第二乘积信号和所述第三乘积信号基本成正比。其原理以及结构与在前所述的生成电路相同，在此不再赘述。

同时，控制信号生成电路22也可以采用数字电路实现获取第二乘积信号、第三乘积信号以及生成开关控制信号。

图11是图9所示的功率变换器的另一个优选实施方式的电路示意图。如图11所示，控制电路2包括电流检测电路21、控制信号生成电路22和反馈与补偿电路23。其中，电流检测电路21包括模数转换电路ADC1，用于将模拟形式的电流检测信号V_Ig转换为数字信号DV_Ig。同时，反馈与补偿电路23也包括模数转换电路ADC2，用于先将分压获得的反馈电压V_FB转换为数字信号DV_FB，然后再通过数字误差放大器和补偿电路输出数字信号形式的电压补偿信号DV_C。控制信号生成电路22包括乘法电路MUL2’和MUL3’以及生成电路GEN2’。乘法器MUL2’对电流检测信号DV_Ig乘以系数以后输出第二乘积信号。乘法器MUL3’对电压补偿信号DV_C乘以系数以后，输出第三乘积信号。而生成电路GEN2’输入数字形式的第二乘积信号和第三乘积信号，以使得两者相等或成比例为目标通过数字脉宽调制(DPWM)生成开关控制信号Q。容易理解，在以数字方式进行开关控制信号生成的实施方式中，可选地，控制信号生成电路22中的乘法电路MUL2’、MUL3’和生成电路GEN2’可以是专门设置的数字逻辑电路；可替换地，控制信号生成电路22也可以是通用数字信号处理电路，而乘法电路MUL2’、MUL3’和生成电路GEN2’通过通用数字信号处理电路执行对应的程序或方法流程实现。

图12是本发明又一个实施例的功率变换器的电路示意图。如图12所示，功率级电路1以及控制电路2中的电流检测电路21和反馈与补偿电路23与在前的实施例相同，在此不再赘述。在图12中，控制电路2还包括控制信号生成电路22。控制信号生成电路22包括乘法电路MUL4和生成电路GEN3。其中，乘法电路MUL4用于输出第四乘积信号，所述第四乘积信号用于表征所述电压变换函数的倒数1/F(X)和电流检测信号V_Ig的乘积。生成电路GEN3用于输出开关控制信号以保持所述第二乘积信号V_Ig/F(X)和所述电压补偿信号V_C基本相等或基本成正比。

由于V_Ig/F(X)与V_C基本成正比，则，V_Ig与F(X)*V_C基本成正比。从而可以使得功率变换器的PFC为1，同时实现恒压控制和PFC控制。

本实施例的控制信号生成电路22可以使用模拟电路实现，例如，乘法电路MUL4可以用于根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第二乘积信号。同时，控制信号生成电路22也可以采用数字电路实现获取第四乘积信号以及生成开关控制信号。

图13是本发明又一个实施例的功率变换器的电路示意图。与在前的实施例不同，本实施例的功率变换器包括N路并联的功率级电路1_i以及对应的N路控制电路2_i，i＝1-N。其中，N路功率级电路并联在输入端和输出端之间。每路功率级电路具有不同的输入电流和相同的输出电压。各路功率级电路1_i可以共用一个输出电容。

N路控制电路分别用于控制N路功率级电路。其中，每路控制电路也均包括电流检测电路21_i和控制信号生成电路22_i，i＝1-N。电流检测电路21_i用于检测对应的功率级电路的输入电流，以获取表征对应的功率级电路的输入电流的电流检测信号V_Igi。控制信号生成电路22i用于以使得所述电流检测信号与电压变换函数成比例为目标生成开关控制信号Q_i控制对应的功率级电路1_i。其中，控制信号生成电路可以采用如上各实施例所述的电路结构实现。

在各路功率级电路的电路结构和参数相同或基本相同时，其电压变换函数相同。由于控制电路的控制目标是使得对应的功率级电路的输入电流与电压变换函数成比例，因此，不同的控制电路在进行控制时，不仅对PFC进行了校正，使得功率因子近似为1，同时还可以实现在不同的功率级电路间均流，使得各功率级电路的输入电流相等。可以同时实现多个所需的技术效果，而不需要对电路结构进行大幅修改。

采用如图13所述的多相功率级电路来进行功率转换，可以减小功率器件的负担，提高电源的功率密度，减小输出电压纹波。

进一步地，如图13所示，在控制电路包括电压反馈环路时，也即，控制电路需要依赖于反馈与补偿电路提供电压补偿信号时。N路控制电路2_i可以分别设置反馈与补偿电路。但是，由于各路功率级电路的输出电压相同，因此，N路控制电路2_i也可以共用一个的反馈与补偿电路23(如图13所示)。这可以有效减小电路规模。

综上所述，本发明实施例的方案对于固定的功率级电路拓扑结构，在不同的工作模式下基于相同的电压变换函数均可以实现较好的功率因子校正效果，使得功率变换器具有更大的工作范围。同时，本发明实施例的方案可以适用于多相的功率级电路，也可以适用于单相的功率级电路，可以适用于定频控制方式，也可以适用于准定频控制方式，可以适用于非隔离式功率转换电路，也可以适用于隔离式功率转换电路，可以适用于直流-直流变换器，也可以适用于无桥的交流-直流变换器，具有极为广泛的适用性。

图14是本发明实施例的功率变换器控制方法的流程图。如图13所示，所述方法包括：

步骤1410、获取输入电流或其检测信号。

步骤1420、以使得功率变换器的输入电流与电压变换函数成比例为目标控制功率级电路。

其中，所述电压变换函数为功率变换器的输入电压与输出电压的比。

优选地，所述电压变换函数随所述开关控制信号变化。

优选地，所述电压变换函数根据所述功率变换器的功率级电路的拓扑变化。

优选地，以使得功率变换器的输入电流与电压变换函数成比例为目标控制功率级电路包括：以使得电流检测信号正比于所述电压变换函数和所述电压补偿信号的乘积为目标生成开关控制信号。其中，所述电流检测信号用于表征所述输入电流。

本实施例的方法通过调制输入电流，使得其与表征输入电压与输出电压之比的电压变换函数成比例，使得整个功率变换器呈现为纯阻态，在不同的工作模式下均可以保持功率因数为1或接近1，有利于功率的扩展提升。同时，可以适用于定频或准定频控制方式，可以适用于单相或多相功率级电路，具有广泛的适用性。而且，本发明的技术方案无须采样输入电压，电路结构更加紧凑。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.一种功率变换器的控制电路，包括：

2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路根据所述功率变换器的拓扑结构选择使用对应的电压变换函数。

3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述电压变换函数是所述开关控制信号参数的函数。

4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括：

5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：

6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述第一乘法电路用于根据所述开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第一乘积信号。

7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述第一乘法电路包括：

第一开关，连接在电压补偿信号输出端和第一端之间；

第二开关，连接在所述第一端和接地端之间；

第一电阻，连接在第一端和第二端之间；

第一电容，连接在第二端和接地端之间；

第四开关，连接在第四端和接地端之间；

第二电阻，连接在第三端和第四端之间；

第二电容，连接在第三端和接地端之间；

第三电容，连接在所述第一乘积信号输出端和接地端之间；

8.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：

9.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第二乘法电路用于根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第二乘积信号；

10.根据权利要求9所述的控制电路，其特征在于，所述第二乘法电路包括：

第五开关，连接在电流检测信号输出端和第五端之间；

第六开关，连接在所述第五端和接地端之间；

第四电阻，连接在第五端和第二乘积信号输出端之间；以及

第四电容，连接在第二乘积信号输出端和接地端之间；

所述第三乘法电路包括：

第七开关，连接在电压补偿信号输出端和第六端之间；

第八开关，连接在所述第六端和接地端之间；

第五电阻，连接在第六端和第三乘积信号输出端之间；

第五电容，连接在第三乘积信号输出端和接地端之间；

11.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：

12.根据权利要求8所述的控制电路，其特征在于，所述第四乘法电路用于根据开关控制信号控制至少一个开关通断以获取所述第四乘积信号。

13.根据权利要求4、5、8、11中任一项所述的控制电路，其特征在于，所述电流检测信号和所述电压补偿信号为数字信号；

所述控制信号生成电路为数字信号处理电路。

14.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路用于接收时钟信号控制所述开关控制信号进行状态切换；或者

15.一种功率变换器，包括：

至少一路功率级电路；以及

至少一个如权利要求1-14中任一项所述的控制电路。

16.根据权利要求15所述的功率变换器，其特征在于，所述功率变换器包括：

17.根据权利要求16所述的功率变换器，其特征在于，所述N控制电路共用一个反馈与补偿电路，所述反馈与补偿电路用于获取表征所述输出电压与参考电压误差的电压补偿信号。

18.根据权利要求15所述的功率变换器，其特征在于，所述功率级电路为降压型拓扑(BUCK)、升压型拓扑(BOOST)、升降压型拓扑(BUCK-BOOST)、反激式拓扑(FLYBACK)或正激式拓扑(FORWARD)。

19.一种功率变换器的控制方法，包括：

20.根据权利要求19所述的功率变换器的控制方法，其特征在于，所述电压变换函数随所述开关控制信号变化。

21.根据权利要求19所述的功率变换器的控制方法，其特征在于，所述电压变换函数根据所述功率变换器的功率级电路的拓扑结构变化。

22.根据权利要求19所述的功率变换器的控制方法，其特征在于，以使得功率变换器的输入电流与电压变换函数成比例为目标控制功率级电路包括：