CN110868068A - 一种多相交错并联直流变换器及其均流控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多相交错并联直流变换器及其均流控制方法，多相交错并联直流变换器包括高压侧直流滤波电容C_H、低压侧直流滤波电容C_L和N相设置在二者之间的桥式功率单元，桥式功率单元的高压侧与高压侧直流滤波电容C_H的一端相连，桥式功率单元的低压侧通过串联设置滤波电感Ln与低压侧直流滤波电容C_L的一端相连，n为a、b、c……N；桥式功率单元的高压侧和低压侧分别设置有高压侧电压采集装置和低压侧电压采集装置；还包括一个用于采集低压侧总电流I_Lo的电流采集装置，电流采集装置连接设置在多个滤波电感Ln的低压侧。本发明的多相交错并联直流变换器及其均流控制方法具有能够在降低成本的同时，实现各相间的静态和动态均流等优点。

Description

一种多相交错并联直流变换器及其均流控制方法

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，特别的涉及一种多相交错并联直流变换器及其均流控制方法。

背景技术

随着电力电子发展，变换器功率越来越大，由于开关器件的电流受限于封装技术，提高功率常采用器件并联，但会引起均流与驱动可靠性等问题，而交错并联技术能够很好的解决上述问题。

此外，采用交错并联技术可以减小电流纹波与电压纹波，以交错并联Buck变换器为例，可以明显减小输出电流的纹波，同时有效降低电感尺寸，改善输出侧电压纹波。

然而多相交错并联双向变换器中存在各相间电流不平衡的问题，导致模块间功率不均衡，输出侧谐波含量增加，使得器件发热，从而降低系统的可靠性与电能质量。

发明内容

针对上述现有技术的不足，本发明所要解决的技术问题是：如何提供一种能够在降低成本的同时，实现各相间的静态和动态均流的多相交错并联直流变换器及其均流控制方法。

为了解决上述技术问题，本发明采用了如下的技术方案：

一种多相交错并联直流变换器，包括高压侧直流滤波电容C_H、低压侧直流滤波电容C_L和N相设置在二者之间的桥式功率单元，所述桥式功率单元的高压侧与所述高压侧直流滤波电容C_H的一端相连，所述桥式功率单元的低压侧通过串联设置滤波电感Ln与所述低压侧直流滤波电容C_L的一端相连，n为a、b、c……N；其特征在于，所述桥式功率单元的高压侧和低压侧分别设置有用于采集高压侧电压U_HV的高压侧电压采集装置和用于采集低压侧电压U_LV的低压侧电压采集装置；还包括一个用于采集低压侧总电流I_Lo的电流采集装置，所述电流采集装置连接设置在多个所述滤波电感Ln的低压侧。

进一步的，所述桥式功率单元包括上桥臂开关器件S_n1和下桥臂开关器件S_n2，所述上桥臂开关器件S_n1的漏极与所述高压侧直流滤波电容C_H的一端相连，所述上桥臂开关器件S_n1的源极通过串联设置滤波电感Ln与所述低压侧直流滤波电容C_L的一端相连。

进一步的，所述高压侧电压采集装置和/或低压侧电压采集装置为电压互感器、霍尔式电压传感器或电阻分压式电压传感器。

进一步的，所述电流采集装置为电流互感器、霍尔式电流传感器或电阻式电流传感器。

进一步的，所述上桥臂开关器件S_n1和下桥臂开关器件S_n2均为场效应管。

进一步的，所述电流采集装置连接设置在所述低压侧直流滤波电容C_L的低压侧。

一种多相交错并联直流变换器的均流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、先获取如上所述的多相交错并联直流变换器；

步骤2、确定各相的寄生电阻：将多相交错并联直流变换器工作在Buck模式，使用相同占空比D_n分别控制多相所述桥式功率单元独立运行，由戴维宁定理和基尔霍夫定律得到：

D_nU_HV＝U_LV+I_LoR_sn

其中，D_n为各相所述桥式功率单元独立运行的占空比；R_sn为各相的寄生电阻，所述寄生电阻为该相所述桥式功率单元的导通电阻、滤波电感Ln的电阻以及连接导线电阻之和，计算得到各相的寄生电阻为：

步骤3、确定未经均流的调制占空比：对多相交错并联直流变换器的低压侧电压进行采样，将采样得到的U_LV与给定值

比较，将输出的误差信号ΔU_LV送入电压控制器，输出未经均流补偿的调制占空比D_m；

步骤4、确定占空比补偿分量：任选一相k的占空比D_k为基准量，并对其他各相引入占空比补偿分量ΔD_n实现相间平均输出电流相等，其中：

其中R_sk为k相的寄生电阻，N为总相数；

步骤5、确定补偿后的调制占空比：对多相交错并联直流变换器的高压侧电压和低压侧总电流进行采样，得到各相补偿后的调制占空比：

D_n＝D_m+ΔD_n

步骤6、利用补偿后的N相调制占空比D_n分别与相位相差2π/N的等幅值三角载波比较，得到N相脉冲序列，用于驱动桥式功率单元在Buck或Boost模式下运行。

本发明具有如下优点：

1、本发明首先明确造成交错并联变换器相间电流不平衡是由每相中寄生电阻差异性造成的。因此本发明中提出新型在线均流控制方法。系统在开机前采用在线参数辨识出每相中等效寄生电阻，并利用直流侧电流传感器所测量得到的电流值，分别对应补偿每相中的占空比函数，使得输出每相中电流平均值差异在5％以内，满足国标GB/T3797-1989要求。

2、与采用独立调节器分别控制每相输出电流实现均流的方法相比，本发明所述的均流控制方法仅采用一个电流传感器，有效降低了系统的成本并提高了系统的可靠性；与无电流传感器均流控制方法相比，本发明所述的均流控制方法，增加了在线参数辨识功能和低压侧电流传感器，能够在不同低压侧总电流下实时补偿相间电流偏差量，保证系统具有良好的动态均流能力和较好的鲁棒性。

附图说明

图1为本发明实施例中多相交错并联直流变换器拓扑图；

图2为本发明实施例中三相交错并联双向直流变换器拓扑图；

图3为本发明实施例中三相交错并联双向直流变换器Buck模式戴维宁等效电路图；

图4为本发明实施例中三相交错并联双向直流变换器Buck模式控制框图；

图5为本发明实施例中未采用均流控制方法负载为3Ω时仿真波形；

图6为本发明时实力中未采用均流控制方法负载为1.5Ω时仿真波形；

图7为本发明实施例中采用本发明所提出的均流控制方法负载为3Ω时仿真波形；

图8为本发明实施例中采用本发明所提出的均流控制方法负载为1.5Ω时仿真波形；

图9为本发明实施例中采用无电流传感器均流控制方法负载突变时仿真波形；

图10为本发明实施例中采用本发明所提出的均流控制方法负载突变时仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。

具体实施时，多相交错并联直流变换器结构如图1所示，为便于说明，在本实施例中，以三相交错并联直流变换器为例进行叙述，如图2所示，包括：高压侧直流滤波电容C_H，三个上桥臂开关器件S_a1、S_b1、S_c1，三个下桥臂开关器件S_a2、S_b2、S_c2，三个滤波电感L_a、L_b、L_c，低压侧直流滤波电容C_L；所述六个开关器件均为碳化硅场效应管。高压侧直流滤波电容C_H一端分别连接S_a1、S_b1、S_c1的漏极，而S_a1、S_b1、S_c1的源极分别连接滤波电感L_a、L_b、L_c的一端，L_a、L_b、L_c的另一端连接低压侧直流滤波电容C_L；在电感与C_L之间设有电流采集装置，用于采集电感的总电流，该电流采集装置可采用电流互感器或其他种类电流传感器；高压则和低压侧均设有电压采集装置，采集电压U_HV和U_LV，该电压采集装置可采用电压互感器或其他种类电压传感器。

当变换器运行在Buck模式且理想条件下，开关管S_a1、S_b1、S_c1的导通时间相同，各相输出电压幅值与电流平均值相同。但在实际电路中，由于各相中驱动电路、开关器件导通压降以及寄生电阻的差异性，将引起相间电流不均衡的问题。

根据戴维宁定理，含有独立电源的单口网络可等效为一个电压源与电阻的串联网络结构，因此将三相交错并联双向直流变换器的Buck运行模式等效为三相并联一端口网络，如图3所示。V_a，V_b，V_c分别表示a、b、c相等效平均输入电压，I_a，I_b，I_c分别表示a、b、c相平均电感电流；R_sa，R_sb，R_sc分别表示a、b、c相中开关管的导通电阻、电感电阻以及连接导线电阻之和，U_LV、I_Lo分别表示变换器低压侧平均输出电压、负载电流(即低压侧总电流)。

如图3所示，根据基尔霍夫定律得到：

D_aU_HV＝U_LV+I_aR_sa (1)

D_bU_HV＝U_LV+I_bR_sb (2)

D_cU_HV＝U_LV+I_cR_sc (3)

I_Lo＝I_a+I_b+I_c (4)

将式(1)～(4)整理得到a、b、c相平均输出电流：

因此可知每相中平均输出电流不仅取决于该相中的寄生电阻和有效占空比，同时也与其他相中寄生电阻和有效占空比有关。由于实际电路中每相寄生电阻和有效占空比存在差异，导致相间电流不均衡。

这里以a相占空比D_a为基准量，假设通过对b、c两相引入占空比补偿分量ΔD_b、ΔD_c，实现相间平均输出电流相等，即满足

D_b＝D_a+ΔD_b (8)

D_c＝D_a+ΔD_c (9)

联立式(5)～(10)，得到：

由式(11)和(12)可知，只需测量得到各相寄生电阻R_sa，R_sb，R_sc，负载电流I_Lo，输入电压U_HV，即可求出b、c两相占空比补偿分量ΔD_b、ΔD_c，从而实现三相间功率平均分配及输出均流。

由此，本发明采用单电流传感器的多相交错并联直流变换器均流控制方法如图4所示，包括如下步骤：

步骤1：运行所述均衡控制方法之前，需要辨识影响电流均衡的寄生电阻R_sa、R_sb、R_sc。使变换器工作在Buck模式，在相同占空比下控制a、b、c三相依次独立运行，联立式(1)～(3)得到

分别通过电压、电流采集装置检测出高压侧电压、低压侧电压和负载电流，然后分别计算出每相中的寄生电阻R_sa、R_sb、R_sc。

步骤2：对三相交错并联双向直流变换器低压侧电压进行采样，将采样得到的U_LV与给定值

比较，其输出误差信号ΔU_LV进入电压控制器；由于控制量为直流分量，电压控制器采用传统PI控制器即可实现对误差信号ΔU_LV的稳态无静差控制，因此电压控制器将输出未经均流补偿的调制占空比D_m。

步骤3：对高压侧电压、负载电流进行采样，并利用步骤1中已辨识出的寄生电阻R_sa、R_sb、R_sc，联立式(11)和(12)得出a、b、c三相补偿后的调制占空比D_a＝D_m+ΔD_a，D_b＝D_m+ΔD_b，D_c＝D_m+ΔD_c。

步骤4：利用均流控制方法补偿后的N相控制量分别与相位相差2π/N的等幅值三角载波比较，得到N相脉冲序列驱动开关管，在Buck或Boost模式下实现同步整流运行。

对本发明所提出的单电流传感器实现多相交错并联直流变换器的均流控制方法进行仿真分析，其主要系统参数包括：U_HV＝150V，U_LV＝90V，开关频率f_s＝20kHz，L_a＝L_b＝L_c＝1mH，C_H＝C_L＝220uF，R_sa＝0.13Ω，R_sb＝0.10Ω，R_sc＝0.08Ω。

当负载为3Ω和1.5Ω时，变换器每相电感电流的稳态值分别如图5和图6所示。可以看出，在没有补偿占空比的情况下，相间电流差异性较明显，负载电流越大不平衡现象越加显著。

采用本发明所提出的均流控制方法后，如图7和图8所示，相间电流差别非常小，均流效果改善明显。

当负载在某一时刻由3Ω切换至1.5Ω时，其中采用无电流传感器均流控制方法，如图9所示，初始情况下具有相间均流作用，而当负载突变后其均流效果较差；然而通过图10可知，本发明所提出的均流控制方法，由于将总输出电流作为反馈量实现了对每相占空比的动态补偿，均流效果较好。

通过上述分析和实验验证可知，采用本发明提出的控制方法，变换器稳态运行时每相电感电流一致性较好，使变换器实现了相间自动均流；此外，本发明的控制方法还可以扩展到交错并联直流变换器相数N≥2的拓扑中，均能实现自动均流。本发明与N相交错并联直流变换器传统控制方法比较，均流效果无明显下降，但避免了多环路参数设计环节以及减少了N-1个电流传感器，从而降低系统成本与开发周期；本发明与N相交错并联直流变换器无电流传感器比较，仅增加一个电流传感器，但是使变换器具有良好的相间动态均流能力，同时利用该电流传感器用于输出过流点保护。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不以本发明为限制，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种多相交错并联直流变换器，包括高压侧直流滤波电容C_H、低压侧直流滤波电容C_L和N相设置在二者之间的桥式功率单元，所述桥式功率单元的高压侧与所述高压侧直流滤波电容C_H的一端相连，所述桥式功率单元的低压侧通过串联设置滤波电感Ln与所述低压侧直流滤波电容C_L的一端相连，n为a、b、c……N；其特征在于，所述桥式功率单元的高压侧和低压侧分别设置有用于采集高压侧电压U_HV的高压侧电压采集装置和用于采集低压侧电压U_LV的低压侧电压采集装置；还包括一个用于采集低压侧总电流I_Lo的电流采集装置，所述电流采集装置连接设置在多个所述滤波电感Ln的低压侧。

2.如权利要求1所述的多相交错并联直流变换器，其特征在于，所述桥式功率单元包括上桥臂开关器件S_n1和下桥臂开关器件S_n2，所述上桥臂开关器件S_n1的漏极与所述高压侧直流滤波电容C_H的一端相连，所述上桥臂开关器件S_n1的源极通过串联设置滤波电感Ln与所述低压侧直流滤波电容C_L的一端相连。

3.如权利要求1所述的多相交错并联直流变换器，其特征在于，所述高压侧电压采集装置和/或低压侧电压采集装置为电压互感器、霍尔式电压传感器或电阻分压式电压传感器。

4.如权利要求1所述的多相交错并联直流变换器，其特征在于，所述电流采集装置为电流互感器、霍尔式电流传感器或电阻式电流传感器。

5.如权利要求2所述的多相交错并联直流变换器，其特征在于，所述上桥臂开关器件S_n1和下桥臂开关器件S_n2均为场效应管。

6.如权利要求1所述的多相交错并联直流变换器，其特征在于，所述电流采集装置连接设置在所述低压侧直流滤波电容C_L的低压侧。

7.一种多相交错并联直流变换器的均流控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、先获取如权利要求1～6中任一权利要求所述的多相交错并联直流变换器；

步骤2、确定各相的寄生电阻：将多相交错并联直流变换器工作在Buck模式，使用相同占空比D_n分别控制多相所述桥式功率单元独立运行，由戴维宁定理和基尔霍夫定律得到：

D_nU_HV＝U_LV+I_LoR_sn

其中，D_n为各相所述桥式功率单元独立运行的占空比；R_sn为各相的寄生电阻，所述寄生电阻为该相所述桥式功率单元的导通电阻、滤波电感Ln的电阻以及连接导线电阻之和，计算得到各相的寄生电阻为：

步骤3、确定未经均流的调制占空比：对多相交错并联直流变换器的低压侧电压进行采样，将采样得到的U_LV与给定值

比较，将输出的误差信号ΔU_LV送入电压控制器，输出未经均流补偿的调制占空比D_m；

步骤4、确定占空比补偿分量：任选一相k的占空比D_k为基准量，并对其他各相引入占空比补偿分量ΔD_n实现相间平均输出电流相等，其中：

其中R_sk为k相的寄生电阻，N为总相数；

步骤5、确定补偿后的调制占空比：对多相交错并联直流变换器的高压侧电压和低压侧总电流进行采样，得到各相补偿后的调制占空比：

D_n＝D_m+ΔD_n

步骤6、利用补偿后的N相调制占空比D_n分别与相位相差2π/N的等幅值三角载波比较，得到N相脉冲序列，用于驱动桥式功率单元在Buck或Boost模式下运行。

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