CN103269177A - 一种分布式isop逆变器及其输入均压输出同幅值控制方法 - Google Patents

一种分布式isop逆变器及其输入均压输出同幅值控制方法 Download PDF

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CN103269177A CN2013101511442A CN201310151144A CN103269177A CN 103269177 A CN103269177 A CN 103269177A CN 2013101511442 A CN2013101511442 A CN 2013101511442A CN 201310151144 A CN201310151144 A CN 201310151144A CN 103269177 A CN103269177 A CN 103269177A
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Abstract

本发明公开了一种分布式ISOP逆变器及其输入均压输出同幅值控制方法，属于直流-交流变换器领域。该逆变器包括电源电路和个逆变器模块，每个逆变器模块均采用高频隔离的两级式结构，前级为全桥直流变换器，后级为全桥逆变器；该逆变器的控制环路主要包括各逆变器模块的输出电压环，电流内环和输入均压环，三个环路配合作用实现各模块输出电感电流的幅值一致，并结合输入均压的作用从而实现输出均流；每个模块之间仅通过三根母线连接，即输出电压基准同步母线、输入均压母线和平均电流母线。本发明在保证逆变器系统中各个模块输入均压及输出均流的前提下，实现了分布式控制，从而真正实现了模块化。

Description

一种分布式ISOP逆变器及其输入均压输出同幅值控制方法
技术领域
本发明涉及一种分布式ISOP逆变器及其输入均压输出同幅值控制方法，属于电能变换装置的直流-交流变换器领域。
背景技术
近年来，随着对电力电子技术的深入研究，人们对电能变换装置的要求越来越高，特别是在许多高直流输入电压的应用场合，对其后级变换器中器件的选取比较困难。例如在城市轨道交通车辆中，它们的受流器从架空接触网或第三轨接收直流电能，其供电电网有750V直流及1500V直流两种体制，前者允许电压变化范围为500--900V，后者允许电压变化范围为1000--1800V。又例如我国铁路旅客列车采用600V直流供电，其电压变化范围为500--660V直流，船舶供电系统中电源电压有的采用850--1250V直流，高速电气铁路中的直流母线电压更是高达2160--2600V。可见，如此高的输入电压幅值，对上述电气系统中的逆变电源器件的选取提出了严峻的挑战。另外，在某些场合，比如三相输入，如果采用功率因数校正技术，功率因数校正变换器的输出电压可能高达800--1000V，后级变换器很难选择合适的开关器件。
标准化模块的串并联组合系统作为电力电子系统集成的重要分支，采用串并联的组合连接方式，可以由多个小功率、低压(输入和输出)的标准化模块得到灵活多变的、任意输入和输出性能的功率变换系统。其中的输入串联型逆变器系统(包括输入串联输出并联和输入串联输出串联逆变器)非常适用于上述船舶、高速电气铁路和城市轨道交通等电气系统中的逆变电源。由于该类系统输入端采用串联结构，每个模块的输入电压将降低到原来的                                                
Figure 2013101511442100002DEST_PATH_IMAGE001
(
Figure 926440DEST_PATH_IMAGE002
为模块数)，很容易选择合适的开关器件，同时，输入串联输出并联逆变器系统还特别适用于输出电流较高的交流用电场合。对于该类变换器系统，目前需要解决的关键问题是各模块输入电压和输出电流的均衡问题。
发明内容
针对高压直流输入、大电流交流输出场合，本发明提出了一种分布式ISOP逆变器及其输入均压输出同幅值控制方法，以解决输入电压和输出电流的均衡问题以及系统的模块化问题。
本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：
一种分布式ISOP逆变器，包括电源电路和
Figure 108022DEST_PATH_IMAGE002
个逆变器模块，所述电源电路包括输入源
Figure 2013101511442100002DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 687908DEST_PATH_IMAGE002
个输入分压电容
Figure 525414DEST_PATH_IMAGE004
--
Figure 2013101511442100002DEST_PATH_IMAGE005
，
Figure 278475DEST_PATH_IMAGE002
个输入分压电容--
Figure 878401DEST_PATH_IMAGE005
依次串接后并联于输入源
Figure 455400DEST_PATH_IMAGE003
的正负输入端之间，所述个逆变器模块均是由全桥直流变换器连接全桥逆变器构成，全桥直流变换器的输入端作为逆变器模块的输入端，全桥逆变器的输出端作为逆变器模块的输出端，其中
Figure 840431DEST_PATH_IMAGE002
为大于等于2的自然数，所述
Figure 637486DEST_PATH_IMAGE002
个逆变器模块的输入端分别并联于相应输入分压电容的两端，个逆变器模块的输出端并联后并联于负载的两端，每个逆变器模块具有自己的控制环路，仅通过输出电压基准同步母线、输入均压母线和平均电流母线三根母线将系统中的逆变器模块连接起来，实现系统模块化。
一种分布式ISOP逆变器的输入均压输出同幅值控制方法，包括如下步骤：
(1)每个逆变器模块输出电压采样信号经
Figure 544448DEST_PATH_IMAGE006
倍衰减后得到输出电压反馈
Figure 2013101511442100002DEST_PATH_IMAGE007
，
Figure 492812DEST_PATH_IMAGE006
为逆变器模块输出电压闭环采样系数，输出电压反馈
Figure 647719DEST_PATH_IMAGE007
与基准电压
Figure 681534DEST_PATH_IMAGE008
相减后再经输出电压调节器
Figure 2013101511442100002DEST_PATH_IMAGE009
得到输出信号
Figure 311580DEST_PATH_IMAGE010
，其中基准电压
Figure 380030DEST_PATH_IMAGE008
通过数字信号处理器DSP同步；将所有逆变器模块输出电压调节器输出信号
Figure 705838DEST_PATH_IMAGE010
取平均，得到平均电感电流给定信号
Figure 2013101511442100002DEST_PATH_IMAGE011
，通过平均电流母线将平均电感电流给定信号
Figure 226949DEST_PATH_IMAGE011
引入各个逆变器模块，作为每个逆变器模块的初始电感电流给定信号；
(2)各逆变器模块的输入电压信号先经
Figure 663616DEST_PATH_IMAGE012
倍衰减后，通过精密电阻
Figure 2013101511442100002DEST_PATH_IMAGE013
连接到输入均压母线，得到输入电压给定信号
Figure 586572DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 83282DEST_PATH_IMAGE012
为输入电压衰减系数；输入电压给定信号
Figure 91689DEST_PATH_IMAGE014
与每个逆变器模块输入电压采样信号相减后再经均压调节器
Figure DEST_PATH_IMAGE015
得到各逆变器模块的直流误差信号，其中均压调节器采用比例调节器，将每个逆变器模块的初始电感电流给定信号
Figure 780050DEST_PATH_IMAGE011
和各自的直流误差信号
Figure 10174DEST_PATH_IMAGE016
通过等幅值移相电路，其输出信号作为各个逆变器模块的电感电流基准信号；
(3)各逆变器模块的逆变级电感电流采样信号均先经
Figure 54222DEST_PATH_IMAGE018
倍衰减后与相应逆变器模块的电感电流基准相减再通过三态滞环电流调节器得到各逆变器模块的输出电感电流，
Figure 524704DEST_PATH_IMAGE018
为电流内环采样系数；各逆变器模块的输出电感电流减去输出电容电流后得到各自的输出电流，将所有逆变器模块的输出电流相加后乘以输出阻抗
Figure DEST_PATH_IMAGE019
即得到系统输出电压
Figure 507703DEST_PATH_IMAGE020
。
本发明的有益效果如下：
1、逆变器系统的主电路拓扑采用高频隔离的两级式结构，便于实现各模块输入端串联输出端并联的架构。
2、实现了输入串联输出并联逆变器系统的输入均压及输出均流，且仅通过三根母线将逆变器模块连接，实现了分布式控制，即模块化。
3、提出了一种新的控制方式，即输入均压结合输出同幅值控制方式。
附图说明
图1为本发明输入串联输出并联逆变器系统的主电路拓扑图。
图2为本发明输入串联输出并联逆变器系统的控制原理图。
图3为本发明输入串联输出并联逆变器系统的主电路简化拓扑图。
图4为本发明等幅值移相电路图。
图5(a)为稳态时的相量图，图5(b)为动态时的相量图。
以上附图中的主要符号名称：
Figure 86933DEST_PATH_IMAGE003
为系统输入电压；
Figure DEST_PATH_IMAGE021
为系统输入电流；
Figure 573409DEST_PATH_IMAGE004
--
Figure 848402DEST_PATH_IMAGE005
为输入分压电容；--为输入分压电容电压瞬时值；
Figure 173390DEST_PATH_IMAGE024
--
Figure DEST_PATH_IMAGE025
为输入分压电容电压稳态值；--
Figure DEST_PATH_IMAGE027
为各逆变器模块的输入电流瞬时值；
Figure 163529DEST_PATH_IMAGE028
--
Figure DEST_PATH_IMAGE029
为各逆变器模块的输入电流稳态值；
Figure 842159DEST_PATH_IMAGE030
--
Figure DEST_PATH_IMAGE031
为输入分压电容电流瞬时值；
Figure 969384DEST_PATH_IMAGE032
--
Figure DEST_PATH_IMAGE033
为输入分压电容电流稳态值；
Figure 430452DEST_PATH_IMAGE034
--为各逆变器模块的输出电流；
Figure 719351DEST_PATH_IMAGE020
为系统输出电压；
Figure 147927DEST_PATH_IMAGE008
为输出电压参考基准；
Figure 688630DEST_PATH_IMAGE036
为系统输出电流；
Figure DEST_PATH_IMAGE037
--
Figure 188226DEST_PATH_IMAGE038
为输入电压衰减系数；
Figure 788972DEST_PATH_IMAGE015
为输入均压环比例调节器；--
Figure 376948DEST_PATH_IMAGE040
为各逆变器模块的直流误差信号；
Figure DEST_PATH_IMAGE041
--
Figure 659024DEST_PATH_IMAGE042
为输出电压闭环采样系数；
Figure DEST_PATH_IMAGE043
--
Figure 281636DEST_PATH_IMAGE044
为输出电压比例积分调节器；
Figure 974654DEST_PATH_IMAGE014
为输入电压给定信号；--
Figure 128555DEST_PATH_IMAGE046
为每个逆变器模块输出电压调节器的输出信号；为平均电感电流给定信号，亦为每个逆变器模块的初始电感电流给定信号；
Figure DEST_PATH_IMAGE047
--为各逆变器模块的电感电流基准信号；
Figure DEST_PATH_IMAGE049
--
Figure 292710DEST_PATH_IMAGE050
为各逆变器模块的逆变级输出电感电流瞬时值；--
Figure 917596DEST_PATH_IMAGE052
为各逆变器模块的逆变级输出电容电流瞬时值且
Figure DEST_PATH_IMAGE053
；
Figure 728426DEST_PATH_IMAGE018
为电流内环采样系数；为系统负载阻抗；
Figure 194007DEST_PATH_IMAGE054
为逆变器模块输出电容电流相量；和
Figure 56921DEST_PATH_IMAGE056
分别为1号逆变器模块和2号逆变器模块的输出滤波电感电流相量；
Figure DEST_PATH_IMAGE057
和分别为1号逆变器模块和2号逆变器模块的输出电流相量；
Figure DEST_PATH_IMAGE059
为系统输出电压相量；为调节过程中1号逆变器模块的输出滤波电感电流相量；
Figure DEST_PATH_IMAGE061
为调节过程中1号逆变器模块的输出滤波电感电流相量；
Figure 328874DEST_PATH_IMAGE062
为调节过程中1号逆变器模块的输出电感电流有效值；
Figure DEST_PATH_IMAGE063
为调节过程中1号逆变器模块的输出电流有效值；
Figure 413505DEST_PATH_IMAGE064
为调节过程中1号逆变器模块输出功率因数角；
Figure DEST_PATH_IMAGE065
为调节过程中1号逆变器模块输出电感电流与输出电压的夹角；
Figure 569067DEST_PATH_IMAGE066
为调节过程中1号逆变器模块和2号逆变器模块输出电感电流的夹角。
具体实施方式
下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。
这里先分析本发明实现输入串联输出并联逆变器系统输入均压输出均流的控制原理。
由于逆变器的输出功率既包含有功功率，又包含无功功率，所以上述控制目标就是要在实现输入均压的同时，通过控制输出有功功率和无功功率的均衡实现输出均流。
本发明涉及的输入串联输出并联逆变器系统的主电路简化拓扑如图3所示，假设每个逆变器模块的变换效率均为100%，那么各逆变器模块的输入功率等于其输出有功功率，即：
(1)
式(1)中：
Figure 875284DEST_PATH_IMAGE068
--
Figure DEST_PATH_IMAGE069
为各逆变器模块的输入功率；
Figure 517486DEST_PATH_IMAGE070
--
Figure DEST_PATH_IMAGE071
为各逆变器模块的输出有功功率；
Figure 541943DEST_PATH_IMAGE072
--为各逆变器模块的输出电流有效值；
Figure 45737DEST_PATH_IMAGE074
--
Figure DEST_PATH_IMAGE075
为各逆变器模块的输出电感电流有效值；为系统的输出电压有效值；--
Figure 16634DEST_PATH_IMAGE078
为各逆变器模块的输出功率因数角；--
Figure 262808DEST_PATH_IMAGE080
为各逆变器模块电感电流与输出电压的夹角。
如果在系统输入端采用输入均压控制，当系统达到稳态时，各逆变器模块相应的输入分压电容上的电流保持不变，其平均值为零，即：
(2)
进一步可得：
Figure 570292DEST_PATH_IMAGE082
 (3)
而由于采用输入均压控制，故可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE083
 (4)
结合式(1)、(3)、(4)可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE085
其中，
Figure 978664DEST_PATH_IMAGE072
--
Figure 962670DEST_PATH_IMAGE073
为各逆变器模块的输出电流有效值，
Figure 509189DEST_PATH_IMAGE074
--
Figure 604053DEST_PATH_IMAGE075
为各逆变器模块的输出电感电流有效值。
若在式(6)的基础上同时控制各逆变器模块输出电感电流的幅值或相位相同，即使以下两式其中之一成立：
Figure 614734DEST_PATH_IMAGE086
 (7)
(8)
若使式(6)和式(7)成立，则可得式(8)成立，又或使式(6)和式(8)成立，则可得式(7)成立，这两种情况最终都可得到各逆变器模块输出电感电流的幅值及相位均分别相等，从而下式(9)成立，即输出均流：
Figure 707324DEST_PATH_IMAGE088
 (9)
式(9)中
Figure 803456DEST_PATH_IMAGE049
--
Figure 452743DEST_PATH_IMAGE050
为各逆变器模块的输出电感电流瞬时值。
这里需要指出的是，由于我们实现输出均流的目的是要实现输出端的功率平衡，也即意味着要使得各模块功率器件(开关管)上的电压电流应力的平衡。正因为流过各模块开关管的电流是电感电流而非输出电流，所以此处输出均流指的是输出电感电流均流。
通过以上分析可知，对于输入串联输出并联逆变器系统，若在系统输入端控制其输入均压，则只能保证各逆变器模块输出有功功率的均衡，而无功功率未必均衡，也就不能保证输出均流；而如果在控制系统输入均压的基础上，同时控制各逆变器模块输出电感电流的幅值或相位相同，则可实现输出均流。
本发明涉及的输入串联输出并联逆变器系统的主电路拓扑结构如图1所示，包括电源电路和
Figure 767531DEST_PATH_IMAGE002
个逆变器模块，所述电源电路包括输入源
Figure 844071DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 161920DEST_PATH_IMAGE002
个输入分压电容--
Figure 787122DEST_PATH_IMAGE005
，
Figure 283832DEST_PATH_IMAGE002
个输入分压电容
Figure 88977DEST_PATH_IMAGE004
--
Figure 80066DEST_PATH_IMAGE005
依次串接后并联于输入源
Figure 106797DEST_PATH_IMAGE003
的正负输入端之间，
Figure 587457DEST_PATH_IMAGE002
个逆变器模块的输入端分别并联于相应输入分压电容的两端，
Figure 83160DEST_PATH_IMAGE002
个逆变器模块的输出端并联后并联于负载的两端。为满足本系统输入端串联输出端并联组合的要求，各逆变器模块的主电路拓扑采用高频隔离的两级式结构——直-直变换级和直-交逆变级，其中隔离型DC-DC变换器将输入电压变换到逆变器要求的输入电压并实现电气隔离，其采用的高频变压器具有体积小重量轻等优点，易于实现模块化。直-直变换级采用全桥直流变换器，该变换器中各开关器件承受的电压应力为输入电压，并可采用移相软开关技术，以减小开关管和整流二极管的电压应力，提高变换器的效率；直-交逆变级采用全桥逆变器，全桥逆变器适用于较大功率的应用场合，并且它存在桥臂间的输出电压为零电压，即输出滤波电感电流自然续流的状态，因此可以实现桥臂输出电压三态调制，从而可在较低的开关频率下获得更好的输出效果。
本发明提出的输入串联输出并联逆变器系统的输入均压输出同幅值控制方法的控制原理图如图2所示。在该控制方案中，其控制环路主要包括各逆变器模块的输出电压闭环，各模块的输入均压环和各模块的电流内环。各逆变器模块的输出电压闭环控制各自的输出电压稳定，由于输入串联输出并联逆变器系统是输出并联型系统，所以每个模块的输出电压就是系统的输出电压，所以系统输出电压可以得到很好的控制。每个模块的输出电压采样信号经倍衰减得到的输出电压反馈
Figure 762108DEST_PATH_IMAGE007
与基准电压
Figure DEST_PATH_IMAGE089
相减后经输出比例积分调节器
Figure 600620DEST_PATH_IMAGE009
得到调节器输出信号
Figure 318040DEST_PATH_IMAGE010
，其中基准电压
Figure 713249DEST_PATH_IMAGE089
可以通过数字信号处理器(DSP)同步。由于采样环节和反馈网络中的器件具有一定的离散性，输出电压调节器的输出信号
Figure 714572DEST_PATH_IMAGE010
不可能完全相同，所以将所有模块输出电压调节器的输出信号
Figure 474718DEST_PATH_IMAGE010
取平均，得到平均电感电流给定信号
Figure 928702DEST_PATH_IMAGE011
，通过平均电流母线将平均电感电流给定信号
Figure 127602DEST_PATH_IMAGE011
引入各个模块，作为每个逆变器模块的初始电感电流给定信号；在各输入均压环中，各逆变器模块的输入电压信号先经
Figure 734164DEST_PATH_IMAGE012
倍衰减后，通过精密电阻
Figure 911549DEST_PATH_IMAGE013
连接到输入均压母线，得到输入电压给定信号
Figure 665878DEST_PATH_IMAGE014
，
Figure 606152DEST_PATH_IMAGE012
为输入电压衰减系数。输入电压给定信号
Figure 316488DEST_PATH_IMAGE014
与每个模块输入电压采样信号相减后再经均压调节器
Figure 418436DEST_PATH_IMAGE015
得到各逆变器模块的直流误差信号
Figure 660062DEST_PATH_IMAGE016
，其中均压调节器
Figure 387715DEST_PATH_IMAGE015
采用比例调节器。将每个逆变器模块的初始电感电流给定信号
Figure 703290DEST_PATH_IMAGE011
和各自的直流误差信号
Figure 304036DEST_PATH_IMAGE016
通过等幅值移相电路，其输出信号
Figure 954329DEST_PATH_IMAGE017
作为各个逆变器模块的电感电流基准信号。各逆变器模块的电流内环采用三态滞环控制，采样的是各模块的逆变级输出电感电流，各模块电感电流基准信号
Figure 236406DEST_PATH_IMAGE017
与
Figure 468804DEST_PATH_IMAGE018
倍衰减后的电感电流之差送入三态滞环电流调节器，三态滞环电流调节器输出信号通过驱动电路驱动开关管，将直流电逆变成桥臂间电压
Figure 430331DEST_PATH_IMAGE090
，桥臂间电压
Figure 318653DEST_PATH_IMAGE090
经输出LC滤波器后，得到正弦输出电压。各逆变器模块的输出电感电流减去输出电容电流后得到各自的输出电流，将所有逆变器模块的输出电流相加后便得到系统输出电流，系统输出电流与负载阻抗相乘就得到输出电压
Figure 388109DEST_PATH_IMAGE020
。
下面详细分析等幅值移相电路的工作原理。如图4所示为等幅值移相电路，其中可变电阻
Figure DEST_PATH_IMAGE091
由数字电位器来实现，并且电阻
Figure 678276DEST_PATH_IMAGE092
。由图4可以得到：
Figure DEST_PATH_IMAGE093
 (10)
由式(10)可以得到等幅值移相电路的幅频特性和相频特性：
Figure 807775DEST_PATH_IMAGE094
 (11)
Figure DEST_PATH_IMAGE095
 (12)
从式(11)可以看出，该电路的幅频特性与输入信号
Figure 370343DEST_PATH_IMAGE011
的频率无关。
从式(12)可以看出
Figure 994222DEST_PATH_IMAGE017
和
Figure 201213DEST_PATH_IMAGE011
之间的相位差取决于电容
Figure 522121DEST_PATH_IMAGE096
和电阻
Figure 385035DEST_PATH_IMAGE091
，调节电容
Figure 796293DEST_PATH_IMAGE096
和电阻可以改变
Figure 79824DEST_PATH_IMAGE017
和
Figure 679302DEST_PATH_IMAGE011
之间的相位差。由于实时调节电阻
Figure 707300DEST_PATH_IMAGE091
的阻值相对于实时调节电容
Figure 826566DEST_PATH_IMAGE096
的容值来说较易实现，因为可变电阻
Figure 468769DEST_PATH_IMAGE091
可以由数字电位器来实现，其阻值随着直流误差信号
Figure 40696DEST_PATH_IMAGE016
的变化而变化。逆变器系统的调节速度取决于电容和电阻
Figure 98355DEST_PATH_IMAGE091
，实际电路中电容
Figure 662192DEST_PATH_IMAGE096
是恒定不变的，所以系统的调节速度实际上取决于电阻
Figure 783731DEST_PATH_IMAGE091
。调节过程如下：开始时，直流误差信号
Figure 340483DEST_PATH_IMAGE016
为零，电阻
Figure 434341DEST_PATH_IMAGE091
的阻值也为零。当系统输入电压受到扰动引起模块输入电压发生变化，此时直流误差信号
Figure 418347DEST_PATH_IMAGE016
最大，电阻
Figure 27183DEST_PATH_IMAGE091
的阻值将被调节到一个相对较大的值，相应地和
Figure 70411DEST_PATH_IMAGE011
之间的相位差也被调节至最大，此时系统调节速度最快，从而使得输入电压高的模块其输出功率增大，输入电压低的模块其输出功率减小。与此同时，输入电压高的模块其输入电压减小，输入电压低的模块其输入电压增大，从而直流误差信号
Figure 38367DEST_PATH_IMAGE016
会缓慢减小，电阻
Figure 72182DEST_PATH_IMAGE091
的阻值也会相应减小，相应地和
Figure 832995DEST_PATH_IMAGE011
之间的相位差也会减小，系统调节速度变缓。经过几个周期的调节后，每个模块又平分系统输入电压。两模块系统稳态时的相量图如图5(a)所示，图5(b)所示为上述动态调节过程的相量图。
由于采用了等幅值移相电路，所以上述控制也就保证了各模块输出电感电流幅值的一致，即有式(7)成立。输入均压环通过调节逆变级的输出电感电流
Figure DEST_PATH_IMAGE097
，进而改变前级直-直变换器的负载电流
Figure 96486DEST_PATH_IMAGE098
以达到实现各模块输入电压均衡的目的，从而有式(4)和式(6)成立。而由式(6)和式(7)可得式(8)成立，并最终可得式(9)成立。结合式(4)和式(9)可知，上述输入均压结合输出同幅值的控制方案同时实现了输入均压和输出均流。
图2中，各模块的电流内环采用三态滞环控制，由于逆变器开关频率远高于其输出电压频率，故电流内环可等效为电流跟随器，且其放大倍数为
Figure DEST_PATH_IMAGE099
。 

Claims (2)

1.一种分布式ISOP逆变器，包括电源电路和                                                
Figure 977349DEST_PATH_IMAGE001
个逆变器模块，所述电源电路包括输入源和
Figure 708338DEST_PATH_IMAGE001
个输入分压电容
Figure 118590DEST_PATH_IMAGE003
--
Figure 169723DEST_PATH_IMAGE004
，
Figure 94954DEST_PATH_IMAGE001
个输入分压电容
Figure 256945DEST_PATH_IMAGE003
--
Figure 256125DEST_PATH_IMAGE004
依次串接后并联于输入源的正负输入端之间，所述
Figure 828368DEST_PATH_IMAGE001
个逆变器模块均是由全桥直流变换器连接全桥逆变器构成，全桥直流变换器的输入端作为逆变器模块的输入端，全桥逆变器的输出端作为逆变器模块的输出端，其中
Figure 856367DEST_PATH_IMAGE001
为大于等于2的自然数，其特征在于：
所述
Figure 975633DEST_PATH_IMAGE001
个逆变器模块的输入端分别并联于相应输入分压电容的两端，个逆变器模块的输出端并联后并联于负载的两端，每个逆变器模块具有自己的控制环路，仅通过输出电压基准同步母线、输入均压母线和平均电流母线三根母线将系统中的逆变器模块连接起来，实现系统模块化。
2.基于权利要求1所述的一种分布式ISOP逆变器的输入均压输出同幅值控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)每个逆变器模块输出电压采样信号经
Figure 999882DEST_PATH_IMAGE005
倍衰减后得到输出电压反馈
Figure 503676DEST_PATH_IMAGE006
，
Figure 743027DEST_PATH_IMAGE005
为逆变器模块输出电压闭环采样系数，输出电压反馈
Figure 41285DEST_PATH_IMAGE006
与基准电压
Figure 428404DEST_PATH_IMAGE007
相减后再经输出电压调节器得到输出信号
Figure 564167DEST_PATH_IMAGE009
，其中基准电压通过数字信号处理器DSP同步；将所有逆变器模块输出电压调节器输出信号取平均，得到平均电感电流给定信号
Figure 18916DEST_PATH_IMAGE010
，通过平均电流母线将平均电感电流给定信号
Figure 964351DEST_PATH_IMAGE010
引入各个逆变器模块，作为每个逆变器模块的初始电感电流给定信号；
(2)各逆变器模块的输入电压信号先经
Figure 869990DEST_PATH_IMAGE011
倍衰减后，通过精密电阻
Figure 966122DEST_PATH_IMAGE012
连接到输入均压母线，得到输入电压给定信号
Figure 615409DEST_PATH_IMAGE013
，
Figure 418280DEST_PATH_IMAGE011
为输入电压衰减系数；输入电压给定信号
Figure 557137DEST_PATH_IMAGE013
与每个逆变器模块输入电压采样信号相减后再经均压调节器
Figure 78249DEST_PATH_IMAGE014
得到各逆变器模块的直流误差信号
Figure 265647DEST_PATH_IMAGE015
，其中均压调节器采用比例调节器，将每个逆变器模块的初始电感电流给定信号
Figure 498363DEST_PATH_IMAGE010
和各自的直流误差信号
Figure 506770DEST_PATH_IMAGE015
通过等幅值移相电路，其输出信号
Figure 560177DEST_PATH_IMAGE016
作为各个逆变器模块的电感电流基准信号；
(3)各逆变器模块的逆变级电感电流采样信号均先经
Figure 334710DEST_PATH_IMAGE017
倍衰减后与相应逆变器模块的电感电流基准
Figure 753053DEST_PATH_IMAGE016
相减再通过三态滞环电流调节器得到各逆变器模块的输出电感电流，
Figure 983177DEST_PATH_IMAGE017
为电流内环采样系数；各逆变器模块的输出电感电流减去输出电容电流后得到各自的输出电流，将所有逆变器模块的输出电流相加后乘以输出阻抗
Figure 840275DEST_PATH_IMAGE018
即得到系统输出电压
Figure 472244DEST_PATH_IMAGE019
。
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