CN102751946B - 温度补偿型振荡器、电子设备 - Google Patents

温度补偿型振荡器、电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN102751946B
CN102751946B CN201210112727.XA CN201210112727A CN102751946B CN 102751946 B CN102751946 B CN 102751946B CN 201210112727 A CN201210112727 A CN 201210112727A CN 102751946 B CN102751946 B CN 102751946B
Authority
CN
China
Prior art keywords
circuit
temperature
voltage
signal
compensation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201210112727.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN102751946A (zh
Inventor
寺泽克义
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Seiko Epson Corp
Original Assignee
Seiko Epson Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Epson Corp filed Critical Seiko Epson Corp
Publication of CN102751946A publication Critical patent/CN102751946A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102751946B publication Critical patent/CN102751946B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
    • H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
    • H03L1/022—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature

Landscapes

  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)

Abstract

一种能够在维持高精度的温度补偿的同时实现节电化的温度补偿型振荡器以及搭载有该振荡器的电子设备。所述温度补偿型振荡器具备：输出温度补偿电压的温度补偿电路；基于温度补偿电压而被温度补偿的电压控制振荡电路；对向温度补偿电路的电功率的供给进行导通断开控制的开关电路；在导通状态与断开状态之间进行切换控制的采样保持电路，导通状态为，当电功率向温度补偿电路供给时，与温度补偿电路连接而在保持由温度补偿电路输出的温度补偿电压的同时、将温度补偿电压输出至电压控制振荡电路的状态；断开状态为，当中断向温度补偿电路的电功率的供给时，在切断与温度补偿电路的连接的同时、将所保持的温度补偿电压输出至电压控制振荡电路的状态。

Description

温度补偿型振荡器、电子设备
技术领域
本发明涉及一种能够在维持高精度的温度补偿的同时、实现节电化的温度补偿型振荡器以及搭载有该振荡器的电子设备。
背景技术
一直以来，作为微型计算机和移动电话机等的电子设备的基准时钟源，使用了不受周围的温度和电子元件固有的特性所左右的、作为稳定的振荡电路而性能优异的温度补偿型水晶振荡器(Temperature Compensated CrystalOscillator：TCXO)等的水晶振荡器。
图9图示了专利文献1所记载的温度补偿型水晶振荡器。如图9所示，温度补偿型振荡器100由振荡电路102和温度补偿电路106构成。振荡电路102具有如下结构，即，在包含了作为振源的水晶振子104的电路中，连接有多个使开关Sn(n：自然数)与电容Cn(n：自然数)串联的串联电路的结构，并且，通过使开关Sn导通断开，从而能够使振荡电路102内的电容发生变化，进而对振荡信号的振荡频率进行控制。另一方面，温度补偿电路106根据由温度传感器108获得的温度的信息，而对补正值进行选择，并将与补正值相对应的导通断开控制用信号输出至振荡电路102，其中，所述补正值为，以对伴随温度变化而产生的、水晶振子104的振荡频率的变化进行抑制的方式对频率进行控制的值。而且，在振荡电路102中，通过所输入的导通断开控制用信号，从而单独对开关S1、……Sn进行导通和断开。
在专利文献2所记载的温度补偿型水晶振荡器中，虽然与专利文献1同样地由振荡电路和温度补偿电路构成，但是在振荡电路中设置有，电容根据所施加的电压而发生变化的变容二极管，温度补偿电路输出以对伴随水晶振子的温度变化而产生的频率变化进行抑制的方式对变容二极管的电容值进行控制、以使频率可变的控制信号。由此，振荡电路向变容二极管施加与控制信号相对应的电压。
由此，在专利文献1或2中的温度补偿型水晶振荡器中，由于振荡电路内的电容而引起的频率变化(在专利文献1中为其近似值)具有与水晶振子的振荡频率的偏差的温度特性相比极性相反的温度特性。
因此，专利文献1或2中的温度补偿型水晶振荡器能够通过伴随振荡电路内的电容变化而产生的频率的变化，来抑制水晶振子的振荡频率的温度特性的变化，并输出具有温度依存性较小的温度特性的振荡信号，在专利文献3中也公开了同样的技术。
但是，在专利文献1的温度补偿型水晶振荡器100中，存在电容变化离散、频率随着电容的变化而急剧变化的问题，和为了提高温度补偿的精度而需要增加Cn的个数从而成本较高等的问题。
此外，专利文献2的温度补偿型水晶振荡器被构成为，当振荡信号的频率偏出了以基准频率为中心的固定的容许范围时，使温度补偿电路驱动。但是，由于水晶振荡器的频率通过数字数据而被控制，因此，由于温度补偿恢复时应补偿的值与数字数据的补偿值之间存在差异等的原因，而与专利文献1的情况同样地，存在频率急剧变化的问题。此外，为了实现更加高精度的温度补偿，需要在不设定容许范围的条件下常时对温度补偿电路进行驱动，但此时，存在温度补偿电路的功率消耗变大的问题。
专利文献
专利文献1：日本特开2003-258551号公报
专利文献2：日本特开昭62-38605号公报
专利文献3：日本特开2007-208584号公报
发明内容
因此，本发明着眼于上述问题点，其目的在于提供一种能够在维持高精度的温度补偿的同时、实现节电化的温度补偿型振荡器以及搭载有该振荡器的电子设备。
本发明是为了解决上述课题中的至少一部分而完成的，其能够作为以下的应用例来实现。
应用例1
一种温度补偿型振荡器，其具有：温度补偿电路，其输出根据所测定的温度而得出的温度补偿电压；电压控制振荡电路，其根据所述温度补偿电压而实施对振荡频率的温度补偿，所述温度补偿型振荡器的特征在于，具备：开关电路，其对向所述温度补偿电路的电功率的供给进行导通断开控制；采样保持电路，其在导通的状态与断开的状态之间进行切换控制，其中，所述导通的状态为，当经由所述开关电路而供给所述电功率时，与所述温度补偿电路连接并在保持由所述温度补偿电路输出的所述温度补偿电压的同时、将所述温度补偿电压输出至所述电压控制振荡电路的状态；所述断开的状态为，当通过所述开关电路而中断所述电功率的供给时，在切断与所述温度补偿电路的连接的同时、将所保持的所述温度补偿电压输出至所述电压控制振荡电路的状态。
根据上述结构，能够在如下的状态之间进行切换，即，使温度补偿电路驱动，并且采样保持电路在保持由温度补偿电路输出的温度补偿电压的同时、将温度补偿电压输出至电压控制振荡电路的状态；和停止对温度补偿电路的驱动的同时、将已经被保持在采样保持电路中的温度补偿电压输出至电压控制振荡电路的状态。因此，成为抑制了功率消耗的温度补偿型振荡器。
应用例2
如应用例1所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，具备输出电路，所述输出电路输出用于实施所述开关电路的导通的状态和断开的状态之间的切换控制、以及所述采样保持电路的所述切换控制的导通断开信号。
根据上述结构，能够使温度补偿电路的导通断开控制和采样保持电路的切换控制同步。
应用例3
如应用例2所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，所述输出电路具有LC振荡电路，以作为所述导通断开信号的振荡源电路。
根据上述结构，能够使温度补偿电路的导通断开控制和采样保持电路的切换控制以预定的周期而同步实施。
应用例4
如应用例2所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，所述输出电路的所述导通断开信号的振荡源电路为所述电压控制振荡电路。
根据上述结构，能够在不设置新的振荡电路的条件下，使温度补偿电路的导通断开控制和采样保持电路的切换控制以预定的周期而同步实施。
应用例5
如应用例3或4所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，所述输出电路具有：积分电路，其对来自所述振荡源电路的振荡信号进行积分；比较器，其将表示被积分后的该信号的电压与阈值电压之间的大小关系的信号，作为所述导通断开信号而输出至所述开关电路侧以及所述采样保持电路侧。
根据上述结构，能够对温度补偿电路的导通状态的持续时间和断开状态的电压的持续时间进行变更。尤其是，通过以缩短导通信号的持续时间的方式而对阈值电压进行调节，从而能够大幅削减温度补偿电路的功率消耗。
应用例6
如应用例5所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，所述输出电路具有对所述阈值电压进行控制的电压控制单元。
根据上述结构，能够根据温度补偿电路的特性等而对成为导通状态的持续时间任意地进行调节。
应用例7
如应用例5或6所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，所述输出电路具有：延迟电路，其被输入所述比较器的输出信号，并输出使该比较器的输出信号的电压变化延迟的延迟信号；或运算电路，其将成为所述导通断开信号与所述延迟信号的或运算解的信号作为所述导通断开信号而输出至所述开关电路；与运算电路，其将成为所述比较器的输出信号与所述延迟信号的与运算解的信号作为所述导通断开信号而输出至采样保持电路。
根据上述结构，采样保持电路的驱动的开启迟于温度补偿电路的驱动的开启，采样保持电路的驱动的关闭早于温度补偿电路的驱动的关闭。由此，温度补偿电路能够在到采样保持电路开启为止的期间内使温度补偿电压的输出稳定，且由于在温度补偿电路开启之前使采样保持电路关闭，因此能够切实地实施对由温度补偿电路输出的温度补偿电压的保持。
应用例8
如应用例1至7中任意一例所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，在所述温度补偿电路与所述采样保持电路之间、或所述采样保持电路与所述电压控制振荡电路之间中的至少一个位置处，配置有低通滤波器。
在刚刚将温度补偿电路设为导通状态时，采样保持电路将从所保持的温度补偿电压切换为由温度补偿电路新输入的温度补偿电压。由此，在该切换时，温度补偿电压在时间方向上不连续，从而有可能对电压控制振荡电路造成负面影响。因此，通过上述结构，能够使新输入的温度补偿电压的时间变化变得平缓，从而减轻对电压控制振荡电路的负担。
应用例9
一种电子设备，其特征在于，搭载有应用例1至4中任意一例所述的温度补偿型振荡器。
根据上述结构，从而成为能够在维持高精度的温度补偿的同时、以简易的结构来实现节电化的电子设备。
附图说明
图1为第一实施方式所涉及的温度补偿型振荡器的整体框图。
图2为第一实施方式所涉及的电压控制振荡电路的电路图。
图3为第一实施方式所涉及的采样保持电路的电路图。
图4为第一实施方式所涉及的输出电路的框图。
图5为表示第一实施方式所涉及的占空比调节电路的电路图和时序图的图。
图6为表示第一实施方式所涉及的分支电路的电路图和时序图的图。
图7表示了第二实施方式所涉及的温度补偿型振荡器的框图，其中，图7(a)为在温度补偿电路和采样保持电路之间配置了低通滤波器的图，图7(b)为在采样保持电路与电路控制振荡电路之间配置了低通滤波器的图。
图8为表示第一实施方式所涉及的温度补偿型振荡器和第二实施方式所涉及的温度补偿型振荡器的温度补偿电压的时间依存的图。
图9为专利文献1所记载的温度补偿型振荡器的框图。
具体实施方式
以下，利用附图所示的实施方式对本发明进行详细说明。但是，对于该实施方式所记载的结构要素、种类、组合方式、形状、其相对位置等，只要不作特定的记载，则其只不过是单纯的说明示例，而并不表示将本发明的范围仅限定于此的含义。
图1中图示了本实施方式的温度补偿型振荡器的整体框图。第一实施方式的温度补偿型振荡器10具有，以串联的方式依次连接有温度传感器20、温度补偿电路22、采样保持电路28、电压控制振荡电路12、缓冲器18的结构，并且具有调节器(固定电压输出电路)26，调节器26用于向上述的结构要素和后文所述的输出电路36供给固定的电压(电功率)。而且，在调节器26和温度补偿电路22之间连接有开关电路24。并且，具备向开关电路24输出第一导通断开信号(SW1)、且向采样保持电路28输出第二导通断开信号(SW2)的输出电路36。另外，导通断开信号如后文所述，是指分别用于连续地反复执行开关电路24的输入输出之间的导通与断开的切换、和采样保持电路28的输入输出之间的导通与断开的切换的切换控制信号。
图2中图示了本实施方式所涉及的电压控制振荡电路12的电路图。电压控制振荡电路12例如为考必兹型振荡电路，且为以压电振子14为振荡源的振荡电路。压电振子14可以采用例如由水晶形成的厚度剪切振子或音叉型振子。而且，通过向压电振子14施加交流电压，从而能够以预定的共振频率来输出振荡信号。
此外，在电压控制振荡电路12中安装有成为可变电容的变容二极管16。电压控制型振荡电路12通过使施加在变容二极管16上的电压(温度补偿电压)发生变化，从而使变容二极管16的电容发生变化，进而使振荡信号的振荡频率根据该电容变化而发生变化。另外，缓冲器18为输入阻抗极大的电路，其能够仅将由电压控制振荡电路12输出的振荡信号的电压传输至作为连接目标的设备侧。由此，电压控制振荡电路12能够在不受连接目标的设备的影响的条件下输出振荡信号。
由于压电振子14的共振频率根据温度变化而变化，因此，振荡信号的振荡频率反映出压电振子14的共振频率的温度特性，从而能够根据温度变化而变化。因此，由于在变容二极管16上施加有用于抵消该压电振子14的温度特性(将由于压电振子14的温度特性的影响而产生的振荡频率的变动幅度抑制得较小)的温度补偿电压，因此振荡信号的振荡频率成为，以相对于温度变化使频率偏差幅度小于压电振子14的温度特性的方式被补偿了的温度特性。
如图1所示，温度传感器20为，将与所测定的温度相对应的电压输出至温度补偿电路22的部件，其由二极管等形成。当由二极管来形成温度传感器20时，使正向电流流过二极管，并且将根据温度而变化的电压降低的量输出至温度补偿电路22。
温度补偿电路22为，从温度传感器20被输入作为温度的信息的电压，并将与该电压相对应的温度补偿电压输出至采样保持电路28的部件。如果本实施方式中的压电振子14为音叉型振子，则其共振频率的温度特性用二次函数的曲线来描绘；如果为厚度剪切振子，则用三次函数的曲线来描绘。由此，温度补偿电路22中预先输入有，用于对压电振子14的共振频率的温度特性进行近似的、例如零次、一次、二次、三次等的温度系数的信息。由此，将温度的信息设为变量，温度补偿电路22通过对应当将上述这些温度系数作为系数的阶数进行计算，从而基于压电振子14在所测定出的温度下的共振频率的信息而计算出温度补偿电压，并输出至采样保持电路28。
开关电路24为，被连接在调节器26与温度补偿电路22之间，且用于实施对温度补偿电路22从调节器26接受的电功率的导通断开控制的部件。在开关电路24中，从输出电路36被输入第一导通断开信号(SW1)，从而实施对温度补偿电路22的导通断开控制，而当第一导通断开信号(SW1)的电压为H(与基准值相比为高电压)时开关电路24成为导通状态(接通状态)，当第一导通断开信号的电压为L(与基准值相比为低电压)时，开关电路24成为断开状态(非接通状态)。
图3中图示了第一实施方式所涉及的采样保持电路的电路图。采样保持电路28为，在如下的状态之间进行切换控制的部件，即，在保持由温度补偿电路22输出的温度补偿电压的同时、将温度补偿电压输出至电压控制振荡电路12的状态(直接输出状态)；以及切断与温度补偿电路22之间的连接，并将所保持的温度补偿电压输出至电压控制振荡电路12的状态(采样保持(S/H)输出状态)。
采样保持电路28由开关30、电容器32、缓冲器34构成，在开关30的输出侧连接有缓冲器34的输入端，在缓冲器34的输入端与接地之间连接有电容器32。开关30通过由输出电路36供给的第二导通断开信号(SW2)来进行切换控制。具体而言，开关30在第二导通断开信号(SW2)的电压为H(与基准值相比为高电压)时将开关30置于导通状态(接通状态)，而在第二导通断开信号为L(与基准值相比为低电压)时成为断开状态(非接通状态)。由此，采样保持电路28在开关30为导通的状态时成为直接输出状态，而在开关30为断开的状态时成为采样保持(S/H)输出状态。
图4中图示了第一实施方式所涉及的输出电路的框图。输出电路36为，生成第一导通断开信号(SW1)、第二导通断开信号(SW2)的电路，且为以串联的方式依次连接有分频器38、占空比调节电路40、分支电路52的电路。分频器38成为，对由电压控制振荡电路12输出的振荡信号进行分频而输出矩形波(导通断开信号)的振荡源。因此，由分频器38输出的矩形波的周期成为本实施方式的温度补偿型振荡器10的温度补偿的周期。另外，由该分频器38输出的矩形波的电压H(导通信号)的持续时间和电压L(断开信号)的持续时间的比例为，例如大约1∶1。
图5中图示了第一实施所涉及的占空比调节电路的电路图和时序图。占空比调节电路40为，对从分频器38输出的矩形波(导通断开信号)的占空比进行调节的电路，并具有积分电路42、比较器44、电压控制单元。积分电路42为，对矩形波(导通断开信号)进行积分而输出三角波(输出V1)的电路。在此，矩形波(导通断开信号)被分频器38调节为，在电压为H时具有正电压，在电压为L时具有负电压。因此，当矩形波成为电压H时，V1随着时间的经过而以一次函数的方式增加，而当电压成为L时，V1随着时间的经过而以一次函数的方式而减少，从而通过重复该动作而生成三角波V1。
比较器44为，将表示阈值电压Vth与输出V1之间的大小关系的信号(电压H、电压L)作为导通断开信号(V2)来进行输出的部件。当V1为高于Vth的电压时，比较器44输出电压H，而当V1为低于Vth的电压时，比较器44输出电压L。
电压控制单元为，对阈值电压Vth进行控制的构件，其例如由PROM(programmable Read Only Memory：可编程序只读存储器)48和控制电源50构成。
控制电源50将阈值电压Vth设定在从零至V1的最大值的范围内，并利用多个离散的电压值来设定阈值电压Vth，且使各个电压值与存储于PROM48中的数据相对应。因此，控制电源50能够将成为与从PROM48读出的数据相对应的电压值的阈值电压Vth输出至比较器44。因此，电压控制单元通过对存储于PROM48中的数据进行变更，从而能够对阈值电压Vth进行调节。
因此，在随着时间经过而对表示V1与Vth之间的大小关系的信号进行输出的比较器44中，将Vth设定得越高，则导通断开信号(V2)的输出电压H的时间越缩短，而输出电压L的时间越延长。反之，将Vth设定得越低，则导通断开信号(V2)的输出电压H的时间越延长，而输出电压L的时间越缩短。
因此，从占空比调节电路40输出的导通断开信号(V2)虽然与原来的矩形波周期相同，但相位发生反转，且占空比(电压H的时间/(电压H的时间+电压L的时间))发生变化。因此，通过将Vth设定得较高，从而能够降低导通断开信号(V2)的占空比，且通过将Vth设定得较低，从而能够提高导通断开信号(V2)的占空比。
因此，通过对阈值电压Vth进行调节，而对导通断开信号(V2)的电压H的时间进行调节，并且通过使该时间与温度补偿电路22计算出温度补偿电压所需的时间一致，从而能够削减温度补偿电路22中的功率消耗。
另外，在本实施方式中，可以取代构成输出电路36的分频器36而使用哈特利(Hartley)型或考必兹型的LC振荡电路(未图示)，以作为导通断开信号的振荡源电路。由此，能够以独立于电压控制振荡电路12的振荡信号的方式而生成导通断开信号。
在本实施方式的温度补偿型振荡器10中，整体上共消耗约1mA的电流。其中，温度补偿电路22中消耗整体的1/3、电压控制振荡电路12中消耗1/3、缓冲器18中消耗1/3。例如，当以1ms的间隔而对温度补偿电路22进行导通断开时，温度补偿电路2的电流(功率消耗)将成为一半，且根据(1/3)×(1-(1/2))而进行计算，能够削减约17％的电功率消耗。此外，温度补偿电路22的导通断开的占空比为导通20％、断开80％时，根据(1/3)×(1-20％/(20％+80％)而进行计算，能够削减约27％的电功率消耗。另外，在输出电路36中，当使用上述的LC振荡电路时，虽然电功率消耗将增加，但是由于所使用的电流为几十μA的程度，因此不会给温度补偿型振荡器10整体的电功率消耗带来影响。
然而，在本实施方式的温度补偿型振荡器10中，温度补偿电路22在从经由开关电路24而投入有电功率起至稳定地输出温度补偿电压为止，需要一定的时间。因此，如果在温度补偿电压不稳定的状态下，对采样保持电路28内的开关30进行连接，则将向电压控制振荡电路12输出不稳定的温度补偿电压，从而振荡信号有可能不稳定。
此外，由于当在采样保持电路28内的开关30已连接的状态下停止来自温度补偿电路22的温度补偿电压的输出时，采样保持电路28内的电容器32将放电，因此难以保持正确的温度补偿电压。因此，在本实施方式中优选采用如下方式，即，在温度补偿电路22开启并经过了一定的时间后，连接采样保持电路28的开关，从而在采样保持电路28的开关30被切断后，停止向温度补偿电路22供给电功率。
因此，在本实施方式中，为了能够按照上述顺序进行连接以及解除连接，利用以下所说明的分支电路52，而对输出至开关电路24的第一导通断开信号(SW1)、与输出至采样保持电路28的第二导通断开信号(SW2)之间给予时间差。
即，在第一导通断开信号(SW1)的导通信号所产生的正时、与第二导通断开信号(SW2)的导通信号所产生的正时之间给予时间差，或在第一导通断开信号(SW1)的断开信号所产生的正时、与第二导通断开信号(SW2)的断开信号所产生的正时之间给予时间差。
图6中图示了第一实施方式所涉及的分支电路的电路图和时序图。如图6所示，分支电路52由延迟电路54、或运算(OR)电路64、与运算(AND)电路66构成。延迟电路54成为，在由电阻56(R)和电容器58(C)构成的低通滤波器的输入侧以及输出侧上连接缓冲器60、62以作为逆变器电路的电路。在这里，当从比较器44输出的导通断开信号(V2)为电压L时，缓冲器60的输出为电压H，电容器58被充电，并且缓冲器62的输出、即延迟信号(Vd)成为电压L。此外，V2为电压H时，缓冲器60的输出成为电压L且电容器58放电，并且缓冲器62的输出、即延迟信号(Vd)成为电压H。
接下来，当V2从电压L上升为电压H时，电容器58根据与电容器58的电容相对应的时间常数而进行放电，从而施加在电容器58上的电压随着时间经过而被收敛为低电压(零)。由此，延迟信号(Vd)从电压L以延迟预定时间的形式而收敛为电压H。此外，当V2从电压H下降为电压L时，电容器58根据所述时间常数而进行充电，从而被施加在电容器58上的电压被收敛为预定电压。由此，延迟信号(Vd)从电压H以延迟了预定时间的形式而收敛为电压L。
或运算电路64为，将成为导通断开信号(V2)和延迟信号(Vd)的或运算解的信号作为第一导通断开信号(SW1)而输出至开关电路24的部件。或运算电路64为，将导通断开信号(V2)的电压L识别为电压L，并将导通断开信号(V2)的电压H识别为电压H的电路。另一方面，或运算电路64被调节为，当延迟信号(Vd)的电压超过了延迟信号(Vd)的电压H与电压L之间的电压Vm、例如为(电压H+电压L)/2的电压Vm时，将延迟信号(Vd)识别为电压H，而当低于Vm时，将延迟信号(Vd)识别为电压L。
当将导通断开信号(V2)以及延迟信号(Vd)中的某一个信号识别为电压H时，或运算电路64将成为电压H的第一导通断开信号(SW1)输出。由此，当导通断开信号(V2)从电压L上升为电压H时，由于或运算电路64在导通断开信号(V2)上升至电压H的同时、将导通断开信号(V2)识别为电压H，因此能够输出成为电压H的第一导通断开信号(SW1)。
另一方面，当导通断开信号(V2)从电压H下降至电压L时，或运算电路在导通断开信号(V2)下降至电压L的同时、将导通断开信号(V2)识别为电压L。但是，由于或运算电路64在延迟信号(Vd)的电压达到Vm以下之前，将延迟信号(Vd)识别为电压H，因此继续输出电压为H的第一导通断开信号(SW1)。而且，由于或运算电路64在延迟信号(Vd)的电压达到Vm以下之后，将延迟信号(Vd)识别为电压L，因此能够输出成为电压L的第一导通断开信号(SW1)。
与运算电路66为，将成为导通断开信号(V2)和延迟信号(Vd)的与运算解的信号作为第二导通断开信号(SW2)而输出至采样保持电路28的部件。与运算电路66成为，将导通断开信号(V2)的电压L识别为电压L，并将导通断开信号(V2)的电压H识别为电压H的部件。另一方面，与运算电路66被调节为，当延迟信号(Vd)的电压超过了延迟信号(Vd)的电压H与电压L之间的电压Vm、例如为(电压H+电压L)/2的电压Vm时，将延迟信号(Vd)识别为电压H，而当延迟信号(Vd)的电压低于Vm时，将延迟信号(Vd)识别为电压L。
当将导通断开信号(V2)以及延迟信号(Vd)中的某一个信号识别为电压H时，与运算电路66将电压为H的第二导通断开信号(SW2)输出。由此，当导通断开信号(V2)从电压L上升为电压H时，与运算电路66在导通断开信号(V2)上升至电压H的同时、将导通断开信号(V2)识别为电压H。但是，由于与运算电路66在延迟信号(Vd)的电压达到Vm以上之前，将延迟信号(Vd)识别为电压L，因此将成为电压L的第二导通断开信号(SW2)输出。而且，与运算电路66在延迟信号(Vd)的电压达到Vm以上之后，将延迟信号(Vd)识别为电压H，从而能够输出成为电压H的第二导通断开信号(SW2)。
另一方面，当导通断开信号(V2)从电压H下降至电压L时，由于与运算电路66在导通断开信号(V2)下降至电压L的同时、将导通断开信号(V2)识别为电压L，因此无论延迟信号(Vd)的电压如何，均输出成为电压L的第二导通断开信号(SW2)。
通过实施如上所述的控制，从而在由输出电路36输出的第一导通断开信号(SW1)、第二导通断开信号(SW2)中，第一导通断开信号(SW1)先于第二导通断开信号(SW2)而上升，且迟于第二导通断开信号(SW2)而下降。另外，通过对Vm的值、电容器58的电容进行变更，从而能够调节第一导通断开信号(SW1)与第二导通断开信号(SW2)的上升、下降的时间差。
因此，由第一导通断开信号(SW1)控制的开关电路24、即通过开关电路24来进行导通断开控制的温度补偿电路22，能够在由第二导通断开信号(SW2)控制的采样保持电路28成为直接输出状态的时刻的一定时间之前成为导通的状态。而且，温度补偿电路22能够在采样保持电路28达到采样保持(S/H)输出状态之后成为断开状态。而且，在本实施方式中，由于SW1、SW2由同一振荡源(分频器38、或LC振荡器)生成，因此SW1的电压H和电压L的切换的周期，与SW2的电压H和电压L的切换的周期一致。因此，采样保持电路28的切换控制以与温度补偿电路22的导通断开控制联动的方式而被实施。
图7中图示了第二实施方式所涉及的温度补偿型振荡器的框图，其中，图7(a)为在温度补偿电路和采样保持电路之间配置了低通滤波器的图，图7(b)为在采样保持电路与电压控制振荡电路之间配置了低通滤波器的图。
第二实施方式所涉及的温度补偿型振荡器70基本上与第一实施方式相同，但在如下点上有所不同，即，在温度补偿电路22与采样保持电路28之间、和采样保持电路28与电压控制振荡电路12之间的至少一个位置处，连接低通滤波器72。低通滤波器72可以使用例如与由上述的延迟电路54中的电阻56和电容器58构成的电路相同的电路。虽然低通滤波器72可以应用图7(a)、图7(b)中的任意一种方式，但是，通过以图7(b)所示的方式而连接在采样保持电路28的后段，能够降低采样保持电路28的切换控制时所产生的电噪声。
图8中图示了第一实施方式的温度补偿型振荡器和第二实施方式所涉及的温度补偿型振荡器的温度补偿电压的时间依存。在图8中，由于温度补偿型振荡器10、70的周围的温度随着时间经过而单调增加，因此要考虑温度补偿电压随着时间经过而单调增加的情况。在第一实施方式中，在刚刚将温度补偿电路22设为导通状态之后，采样保持电路28将从所保持的温度补偿电压切换为由温度补偿电路22新输入的温度补偿电压。由此，在进行该切换时，温度补偿电压在时间方向上将不连续，从而有可能对电压控制振荡电路12造成负面影响。因此，通过以第二实施方式的温度补偿型振荡器70的方式来配置低通滤波器72，从而能够使新输入的温度补偿电压的时间变化变得平缓，进而减轻对电压控制振荡电路12的负担。另外，在采样保持电路28为采样保持(S/H)输出状态时温度补偿电压会降低的原因在于，采样保持电路28内的电容器30放出电荷。
另外，在任何一个实施方式中，在从温度补偿电路22的开启时到稳定为止的时间极短、且采样保持电路28的电容器32的容量足够大的情况下，均不需要上述的分支电路52。而且，当以与电压控制振荡电路12的共振频率相同的频率实施温度补偿时，不需要分频器38，并且如果不需要调节导通断开信号的占空比，则也不需要占空比调节电路40。而且，在任何一个实施方式中，均能够构筑可以搭载在GPS接收器和移动电话等上、且能够在维持高精度的温度补偿的同时实现节电化的电子设备。
符号说明
10……温度补偿型振荡器；12……电压控制振荡电路；14……压电振子；16……变容二极管；18……缓冲器；20……温度传感器；22……温度补偿电路；24……开关电路；26……调节器；28……采样保持电路；30……开关；32……电容器；34……缓冲器；36……输入电路；38……分频器；40……占空比调节电路；42……积分电路；44……比较器；48……PROM；50……控制电源；52……分支电路；54……延迟电路；56……电阻；58……电容器；60……缓冲器；62……缓冲器；64……或运算电路；66……与运算电路；70……温度补偿型振荡器；72……低通滤波器；100……温度补偿型振荡器；102……振荡电路；104……水晶振子；106……温度补偿电路；208……温度传感器。

Claims (6)

1.一种温度补偿型振荡器，其特征在于，具备：
电压控制振荡电路；
温度补偿电路，其输出所述电压控制振荡电路的振荡频率的温度补偿用的温度补偿电压；
开关电路，其对向所述温度补偿电路的电功率的供给进行控制；
采样保持电路，其在导通的状态与断开的状态之间进行切换控制，其中，所述导通的状态为，当向所述温度补偿电路供给所述电功率时，在保持从所述温度补偿电路输出的所述温度补偿电压的同时、将所述温度补偿电压输出至所述电压控制振荡电路的状态；所述断开的状态为，当中断向所述温度补偿电路的所述电功率的供给时，在切断与所述温度补偿电路的连接的同时、将所保持的所述温度补偿电压输出至所述电压控制振荡电路的状态；
输出电路，其输出用于实施所述开关电路的切换控制、以及所述采样保持电路的所述切换控制的导通断开信号，且所述输出电路的所述导通断开信号的振荡源电路为所述电压控制振荡电路，
所述输出电路具有：
积分电路，其对来自所述振荡源电路的振荡信号进行积分；
比较器，其将表示被积分后的该信号的电压与阈值电压之间的大小关系的信号，作为所述导通断开信号而输出至所述开关电路侧以及所述采样保持电路侧。
2.如权利要求1所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，
所述输出电路具有LC振荡电路，以作为所述导通断开信号的振荡源电路。
3.如权利要求1或2所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，
所述输出电路具有对所述阈值电压进行控制的电压控制单元。
4.如权利要求1或2所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，
所述输出电路具有：
延迟电路，其被输入所述比较器的输出信号，并输出使该比较器的输出信号的电压变化延迟的延迟信号；
或运算电路，其将成为所述导通断开信号与所述延迟信号的或运算解的信号作为所述导通断开信号而输出至所述开关电路；
与运算电路，其将成为所述比较器的输出信号与所述延迟信号的与运算解的信号作为所述导通断开信号而输出至采样保持电路。
5.如权利要求1或2所述的温度补偿型振荡器，其特征在于，
在所述温度补偿电路与所述采样保持电路之间、或者所述采样保持电路与所述电压控制振荡电路之间中的至少一个位置处，配置有低通滤波器。
6.一种电子设备，其特征在于，
搭载有权利要求1或2所述的温度补偿型振荡器。
CN201210112727.XA 2011-04-18 2012-04-17 温度补偿型振荡器、电子设备 Active CN102751946B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011092444A JP5776884B2 (ja) 2011-04-18 2011-04-18 温度補償型発振回路、電子機器
JP2011-092444 2011-04-18

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102751946A CN102751946A (zh) 2012-10-24
CN102751946B true CN102751946B (zh) 2015-04-15

Family

ID=47005986

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201210112727.XA Active CN102751946B (zh) 2011-04-18 2012-04-17 温度补偿型振荡器、电子设备

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8669825B2 (zh)
JP (1) JP5776884B2 (zh)
CN (1) CN102751946B (zh)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5787068B2 (ja) * 2011-05-13 2015-09-30 セイコーエプソン株式会社 温度補償型発振回路、電子機器
KR102023439B1 (ko) 2013-02-22 2019-09-23 삼성전자주식회사 무선 송수신기를 위한 아날로그 기저대역 필터 장치
JP6710914B2 (ja) 2015-08-28 2020-06-17 セイコーエプソン株式会社 電子デバイス、電子機器及び移動体
JP6793026B2 (ja) * 2016-12-13 2020-12-02 株式会社堀場エステック バルブ装置及びバルブ制御装置
US10454460B2 (en) * 2017-02-02 2019-10-22 Infineon Technologies Ag Robust trimming scheme for low power RC oscillator compatible with high temperature operation
KR20200098754A (ko) * 2019-02-11 2020-08-21 삼성전자주식회사 Cds 회로, 이미지 센서 및 cds 회로의 출력 신호 분산 방법
JP2021048460A (ja) * 2019-09-18 2021-03-25 セイコーエプソン株式会社 回路装置、発振器、電子機器及び移動体
TW202318790A (zh) * 2021-10-20 2023-05-01 韓商Ｌｘ半導體科技有限公司 振盪器電路及其頻率校正方法和半導體積體電路裝置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1149940A (zh) * 1995-04-14 1997-05-14 松下电器产业株式会社 石英振荡装置及其调整方法
CN1299185A (zh) * 1999-12-06 2001-06-13 精工爱普生株式会社 温度补偿型振荡器及其控制方法和无线通信装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6238605A (ja) 1985-08-13 1987-02-19 Nec Corp 水晶発振器
EP0658004A3 (en) * 1993-12-07 1996-05-01 Meidensha Electric Mfg Co Ltd Crystal oscillator digitally compensated in temperature.
EP0744836A3 (en) * 1995-05-25 1998-03-25 Kabushiki Kaisha Meidensha Temperature compensated crystal oscillator
JPH10145139A (ja) * 1996-11-06 1998-05-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd 水晶発振装置とその調整方法
JPH10209754A (ja) * 1997-01-21 1998-08-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 水晶発振装置とその調整方法
IL120119A0 (en) * 1997-01-31 1997-04-15 Binder Yehuda Method and system for calibrating a crystal oscillator
CA2294861C (en) * 1997-07-11 2005-12-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Function generation circuit, crystal oscillation device, and method of adjusting the crystal oscillation device
US5977840A (en) * 1998-04-29 1999-11-02 Cts Corporation Circuit for minimizing turn-on time of temperature compensated crystal oscillator
JP3991549B2 (ja) * 2000-03-09 2007-10-17 セイコーエプソン株式会社 温度補償型発振器、通信装置及び電子機器
JPWO2003021765A1 (ja) * 2001-08-29 2004-12-24 セイコーエプソン株式会社 発振器及び通信機器
JP3950703B2 (ja) * 2002-02-20 2007-08-01 日本電波工業株式会社 温度補償水晶発振器
JP2003258551A (ja) 2002-03-04 2003-09-12 Seiko Epson Corp 発振回路の温度補償回路およびその温度補償方法
JP2007208584A (ja) 2006-02-01 2007-08-16 Ricoh Co Ltd 周波数調整回路
JP5556342B2 (ja) * 2010-05-07 2014-07-23 セイコーエプソン株式会社 圧電発振器、ｇｐｓ受信装置及び電子機器
JP5787068B2 (ja) * 2011-05-13 2015-09-30 セイコーエプソン株式会社 温度補償型発振回路、電子機器

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1149940A (zh) * 1995-04-14 1997-05-14 松下电器产业株式会社 石英振荡装置及其调整方法
CN1299185A (zh) * 1999-12-06 2001-06-13 精工爱普生株式会社 温度补偿型振荡器及其控制方法和无线通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
US8669825B2 (en) 2014-03-11
CN102751946A (zh) 2012-10-24
US20120262244A1 (en) 2012-10-18
JP2012227665A (ja) 2012-11-15
JP5776884B2 (ja) 2015-09-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102751946B (zh) 温度补偿型振荡器、电子设备
CN102780452B (zh) 温度补偿型振荡器、电子设备
US8237482B2 (en) Circuit and method for generating a clock signal
TWI448084B (zh) 積體電路頻率產生器
CN101584119B (zh) 用于微处理器的锁相回路的动态频率定标的方法及设备
CN102255506B (zh) 具有前馈补偿的高精度振荡器系统及其方法
JP2005012813A (ja) 低電力水晶発振器
EP3471248B1 (en) Energy harvesting circuit with an oscillating structure
US8344814B2 (en) Circuit and method for generating a clock signal
CN106464259A (zh) 减少晶体振荡器启动时间
CN103250347A (zh) 振荡器和ic 芯片
CN103888138A (zh) 一种输出高精准高频时钟信号的方法及其振荡电路
CN105610436A (zh) 一种具备自适应加速锁定结构的电荷泵锁相环
CN104702271A (zh) 锁相环电路及压控振荡器的特性曲线的校准方法
US8264296B2 (en) Voltage controlled oscillator
CN103312267B (zh) 一种高精度振荡器及频率产生方法
CN101093976A (zh) 电压控制晶体振荡器
US7772929B2 (en) Device and method for frequency synthesis
CN102082658B (zh) 一种提高目的时钟频率稳定度的方法及装置
CN102820851A (zh) 振荡电路
KR102007820B1 (ko) 아날로그 전자 시계
CN101064494A (zh) 一种频率可调的晶体振荡电路
Hu et al. A novel design of voltage controlled temperature compensated crystal oscillator
JP2010206432A (ja) 水晶発振器
JP2009232018A (ja) 圧電発振器およびリアルタイムクロック

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant