CN102647153A - 石英振荡电路的设计值决定方法及电子设备 - Google Patents

石英振荡电路的设计值决定方法及电子设备 Download PDF

Info

Publication number
CN102647153A
CN102647153A CN2012100507820A CN201210050782A CN102647153A CN 102647153 A CN102647153 A CN 102647153A CN 2012100507820 A CN2012100507820 A CN 2012100507820A CN 201210050782 A CN201210050782 A CN 201210050782A CN 102647153 A CN102647153 A CN 102647153A
Authority
CN
China
Prior art keywords
ios
value
load capacitance
relational expression
driving current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN2012100507820A
Other languages
English (en)
Inventor
相马弘之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Seiko Instruments Inc
Original Assignee
Seiko Instruments Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Seiko Instruments Inc filed Critical Seiko Instruments Inc
Publication of CN102647153A publication Critical patent/CN102647153A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
    • H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
    • H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
    • H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
    • H03B5/364—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising field effect transistors

Landscapes

  • Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)

Abstract

本发明的目的在于明确使用石英振动器的振荡电路的负载电容CL值、负性电阻RL值及驱动电流Ios值的关系，提供石英振荡电路的设计值的决定方法。本发明在使用石英振动器的石英振荡电路中，决定负性电阻值RL、负载电容值CL及驱动电流Ios这3个设计值中的2个值后，使用关系式或关系曲线，决定剩余的1个值。

Description

石英振荡电路的设计值决定方法及电子设备
技术领域
本发明涉及石英(水晶)振荡电路的设计值决定方法及电子设备。
背景技术
在钟、及便携电话等便携设备中，因为要求该设备能够在非充电的状态下长时间动作或降低所搭载的电池的充电频率，所以越来越需要降低该设备中使用的装入石英振动器等压电元件的振荡电路的驱动电力或振荡电路待机时(振荡电路处于振荡状态且无负载状态时)的超低耗电化。
图9是典型的使用石英振动器的振荡电路，具有成为反相放大器的CMOS反相器IV01、在CMOS反相器IV01的输入端子XCIN和输出端子XCOUT之间连接的石英振动器X2、构成在CMOS反相器IV01的输入端子XCIN和接地电位的电源端子Vss之间连接的负载电容Cg的电容元件以及构成在CMOS反相器IV01的输出端子XCOUT和接地电位的电源端子Vss之间连接的负载电容Cd的电容元件。
另外，CMOS反相器IV01包括在供给电源电压Vdd的第1电源端子和供给接地电位的第2电源端子之间串联连接的PMOS晶体管PM11和NMOS晶体管NM11及反馈电阻Rf。
驱动电流调整用电阻元件r1及r2用于限制激振石英振动器X2的驱动电流，它们在CMOS反相器IV01的PMOS晶体管PM11的源极和第1电源端子之间以及在CMOS反相器IV01的NMOS晶体管NM11和第2电源端子之间连接。
近几年来，人们要求搭载于便携设备等的振荡电路实现低耗电化，因此需要降低振荡电路中的石英振动器的驱动电流。为此而减小振荡电路中的CMOS反相器的互导Gm虽然可行，但是减小互导Gm后，有时会使振荡电路的振荡余量降低。
振荡电路的振荡余量M，可由下列公式(1)决定，
M＝{|-Gm|/(ω2Cg·Cd)}*(1/R1(max))＝+RL/R1(max)...(1)
式中：ω是振荡频率的角频率，RL是负性电阻，R1(max)是石英振动器的有效电阻R1的最大值，振荡余量M应为5以上的值。
由于石英振动器的有效电阻R1是根据石英振动器小型化的要求决定的值，所以不能够太小。因此可知：即使减小互导Gm也要维持振荡电路的振荡余量M，只要降低构成外置在CMOS反相器的负载电容的电容器的负载电容值Cg及/或Cd即可。这样，为了实现该目的，要求振荡电路的石英振动器具有符合装入的微机等IC需要的低耗电化的规格的负载电容CL。就是说，本专利申请人已经提出了对于一直使用的石英振动器的负载电容CL的12.5pF，降低负载电容CL即低CL化(3pF～5pF)的方案。(专利文献1)
可是，减小负载电容CL后，负载电容CL的电容容许差和振荡频率的频率偏差Δf的问题非常显著。例如负载电容CL在通常的电容容许差的范围C(±5％)中变化的情况下，振荡频率的稳定性Δf(ppm)在负载电容CL是12.5pF时ΔC为1.25pF、振荡频率的稳定性Δf成为7.3ppm，在负载电容CL是6pF时ΔC为0.6pF、振荡频率的稳定性Δf成为13.2ppm，在负载电容CL是3pF时ΔC为0.3pF、振荡频率的稳定性Δf成为20.5ppm。
就是说，在负载电容CL是3pF时，与以往的12.5pF的情况相比，频率偏差增大到2.8倍，所以为了实现负载电容CL的低电容化(低CL化)，需要提高对于负载电容CL的电容容许差而言的振荡频率的稳定性。
图10是图9中的输入输出端子间XCIN及XCOUT间的石英振动器侧的等效电路。作为负载电容CL与石英振动器X2串联连接、电极间电容C0与等效地表现了石英振动器通过压电效应产生的机械性的谐振的电感L1、电容C1、电阻R1的串联谐振电路并联连接的电路表现。另外，虽然在CMOS半导体基板及信号布线的作用下，在输入输出端子间XCIN及XCOUT间存在着各种杂散电容，但是将这些(合成)杂散电容定为Cs时，就如图11所示，负载电容CL就成为与杂散电容Cs串联连接的外部(外置)电容Cg及Cd的并联连接。
因此，成为CL＝Cs+Cg*Cd/(Cg+Cd)...(2)
这样，如果选择与振荡频率匹配的外置电容元件Cg及Cd，使其成为满足(2)的关系的那种CL值(2pF～6pF)，就能够提高振荡频率的稳定性。就是说，因为负载电容CL是杂散电容Cs和外部电容元件(电容器)Cext{＝Cg*Cd/(Cg+Cd)}之和，所以如果选定外部电容元件Cext的值，使其相当于负载电容CL和杂散电容Cs之差，就能够满足(2)式，使石英振动器的负载电容CL和从石英振动器的角度看的振荡电路侧的负载电容匹配(耦合)。
专利文献1：日本特开2008-205658号公报
如上所述，我们认为采用较低的负载电容CL，能够保持振荡频率的稳定性的同时，达成较低的互导Gm。可是，采用具有较低的负载电容CL值的石英振动器的石英振荡电路时，能够获得哪种程度的驱动电流成为问题。关于较低的负载电容CL值和驱动电流之间的关系迄今为止尚不明确。可是，设计IC时，能够事先推定石英振荡电路的驱动电流值，就使IC设计易于反掌。或者作为IC的规格，适当地设定石英振荡电路的驱动电流值的目标值时，知道是否存在能够实现该驱动电流值的石英振动器非常重要。因此，人们迫切希望能够知道石英振荡电路的驱动电流值Ios和负载电容CL值的关系。
发明内容
本发明的目的在于提供一种明确使用石英振动器的振荡电路的驱动电流值Ios和负载电容CL值的关系，为了成为所需的驱动电流值Ios使用何种程度的负载电容CL值为宜的方法。进而，还要明确负性电阻RL和驱动电流值Ios及负载电容CL为何种关系。就是说，明确使用石英振动器的振荡电路的负载电容CL值、负性电阻RL值及驱动电流值Ios的关系，提供石英振荡电路的设计值决定方法。另外，还提供搭载使用该设计值决定方法决定设计值的石英振荡电路的电子设备。
具体地说，采用以下的方法进行。
(1)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：在使用石英振动器的石英振荡电路中，决定负性电阻值RL、负载电容值CL及驱动电流Ios这3个设计值中的2个值后，使用关系式或关系曲线，决定剩余的1个值。
(2)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：将负性电阻值RL定为恒定值时，驱动电流Ios及负载电容值CL的关系式，可用Ios＝α*(CL)2+β*(CL)+γ(α、β、γ为常数)的二次方程表示，使用所述关系式，根据负载电容值CL决定驱动电流Ios，或者使用所述关系式，根据驱动电流Ios决定负载电容值CL。
(3)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：预先获得的至少两个负性电阻值RL(RL1、RL2)中的驱动电流值Ios及负载电容值CL关系的式为
Ios＝c1*(CL)2+d1*(CL)+e1(RL＝RL1)
Ios＝c2*(CL)2+d2*(CL)+e2(RL＝RL2)
使用上式，决定负性电阻值RL0时的驱动电流Ios及负载电容值CL的关系式Ios＝c0*(CL)2+d0*(CL)+e0(RL＝RL0)。
(4)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：在RL1＜RL0＜RL2时，使用
Ios＝c1*(CL)2+d1*(CL)+e1(RL＝RL1)
Ios＝c2*(CL)2+d2*(CL)+e2(RL＝RL2)
以简单比例，决定负性电阻值RL0时的驱动电流Ios及负载电容值CL的关系式Ios＝c0*(CL)2+d0*(CL)+e0(RL＝RL0)。
(5)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：将驱动电流Ios作为参数(恒定值)时，将负载电容值CL及负性电阻值RL的关系式作为CL＝a*(RL)b(a、b为常数)的乘幂式表示，使用该关系式，根据负性电阻值RL决定负载电容值CL，或者使用该关系式，根据负载电容值CL决定负性电阻值RL。
(6)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：事先获得的至少两个驱动电流Ios(Ios1、Ios2)中的负性电阻值RL及负载电容值CL的关系式为
CL＝a1*(RL)b1(Ios＝Ios1)
CL＝a2*(RL)b2(Ios＝Ios2)
使用这些公式，决定驱动电流值Ios0时的负性电阻值RL及负载电容值CL的关系式CL＝a0*(RL)b0(Ios＝Ios0)。
(7)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：在Ios1＜Ios0＜Ios2时，使用
CL＝a1*(RL)b1(Ios＝Ios1)
CL＝a2*(RL)b2(Ios＝Ios2)
以简单比例，决定驱动电流值Ios0时的负性电阻值RL及负载电容值CL的关系式CL＝a0*(RL)b0(Ios＝Ios0)。
(8)本发明是一种振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：根据振荡余量M(用M＝RL/R1(max)表示，R1(max)是石英振动器的有效电阻R1的最大值)决定负性电阻值RL。
依据本发明，查明振荡电路的重要参数即负载电容值CL及负性电阻值RL和振荡电路中的驱动电流之间具有一定的关系，使用该关系，能够决定各参数的设计值。这在设计低消耗电流的振荡电路时非常有用。例如决定驱动电流的目标值Ios0后，因为可以用负性电阻值RL的乘幂式CL＝a*(RL)b表示负载电容值CL，所以能够决定适当的对于负性电阻值RL0而言的负载电容值CL0。或者选择负载电容值CL0后，能够决定与其对应的负性电阻值RL0。另外，将负性电阻值RL作为参数后，因为可以用负载电容值CL的二次方程Ios＝α*(CL)2+β*(CL)+γ表示驱动电流值Ios，所以选择适当的负载电容值CL0后，就能够求出这时的振荡电路的驱动电流值Ios0。或者能够决定用于获得目标的驱动电流值Ios0的负载电容值CL0。迄今为止，在具有低CL值(8pF以下)的振荡电路中，不知道能够实现哪种程度的驱动电流值Ios，与该低CL值对应的负性电阻值需要哪种程度。可是使用本发明后，这些关系都变得清楚，振荡电路设计变得非常容易。另外，由于石英振荡电路的低CL化，所以能够实现驱动电流的微小化，能够实现石英振荡电路的低耗电化。作为其结果，还能够实现装入该石英振荡电路的电子设备的低耗电化。
附图说明
图1是为了明确驱动电流Ios、负载电容值CL及负性电阻RL的关系而使用的测量电路的图。
图2是表示将驱动电流Ios作为参数(Ios恒定)时的负载电容值CL及负性电阻RL的关系的曲线图。
图3是表示将驱动电流Ios作为参数(Ios恒定)时的负载电容值CL及负性电阻值RL的关系的曲线图。
图4是表示将负性电阻值作为参数(RL恒定)时的驱动电流Ios及负载电容值CL的关系的曲线图。
图5是表示将负性电阻值作为参数(RL恒定)时的驱动电流Ios及负载电容值CL的关系的曲线图。
图6是表示将负性电阻作为参数(RL恒定)时的驱动电流Ios及负载电容值CL的关系的曲线图。
图7是表示将负性电阻作为参数(RL恒定)时的驱动电流Ios及负载电容值CL的关系的曲线图。
图8是表示将驱动电流Ios作为参数(Ios恒定)时的负载电容值CL及负性电阻值RL的关系的曲线图。
图9是表示使用石英振动器的振荡电路的图。
图10是表示图9中的输入输出端子间XCIN及XCOUT间的石英振动器侧的等效电路的图。
图11是表示构成负载电容值CL的电容的图。
具体实施方式
本发明的目的在于提供一种明确使用石英振动器的石英振荡电路的驱动电流Ios和负载电容CL值及负性电阻RL的关系，并且为了设计所需的驱动电流Ios使用何种程度的负载电容CL值及负性电阻RL值为宜的方法。
图1是表示在使用石英振动器的石英振荡电路中为了明确驱动电流Ios和负载电容CL及负性电阻RL的关系而使用的测量电路的图。基本上是和图9同样的图，在石英振动器11中，使用SII制石英振动器SSP-T7-FL(基本频率32.768KHz)。12是CMOS反相器，13是恒电流源，使恒定的电流(该电流为驱动电流Ios)流入石英振荡电路，使用各种电容Cg及Cd，测量了负载电容CL值及负性电阻RL值。另外，作为反馈电阻Rf，使用了10MΩ。
图2及图3是表示将驱动电流Ios作为参数(Ios恒定)时的负载电容CL及负性电阻RL的关系的曲线图。图2(a)是Ios＝397nA时的曲线图，图2(b)是Ios＝287nA时的曲线图，图3(a)是Ios＝172nA时的曲线图，图3(b)是Ios＝91nA时的曲线图。这4个曲线图都存在着y＝a*xb+c(a、b、c为常数)的乘幂式关系(y与CL对应，x与RL对应)。因此，根据乘幂近似值求出各常数后，Ios＝397nA时，图2(a)成为y＝194.06x-0.5(相关系数R＝1)；Ios＝287nA时，图2(b)是y＝163.74x-0.4985(相关系数R＝1)；Ios＝172nA时，图3(a)成为y＝131.73x-0.5054(相关系数R＝0.999)；Ios＝91nA时，图3(b)成为y＝91.406x-0.5(相关系数R＝1)，相关系数也极高，可以认为b＝-0.5、c＝0。该关系式CL＝a*(RL)-0.5是在上述公式(1)中根据RL＝|-Gm|/(ω2Cg·Cd)预料的公式，可以获得非常适当的关系式(近似式)。因此，低CL化的石英振荡电路即使用非常低的消耗电流也能够动作，能够实现低耗电化。
图4及图5是表示将负性电阻RL作为参数(RL恒定)时的驱动电流Ios及负载电容CL的关系的曲线图。这些曲线图是根据使用图2及图3所示的数据的关系式获得的。图4(a)～图4(d)是负性电阻RL＝300kΩ、400kΩ、500kΩ及600kΩ时的曲线图，图5(a)～图5(f)是负性电阻RL＝700kΩ、800kΩ、900kΩ、1000kΩ、1100kΩ及1200kΩ时的曲线图。这10个曲线图都存在着y＝α*x2+β*x+γ(α、β、γ为常数)的二次方程的关系(y与Ios对应，x与CL对应)。各曲线图示出各负性电阻RL值中的驱动电流Ios及负载电容CL的关系式。因为具有极高的相关系数，所以可以认为驱动电流Ios与负载电容CL的平方成正比。这能够根据在由上述公式(1)导出的RL＝|-Gm|/(ω2Cg·Cd)中，使Cg＝Cd＝2CL时，互导Gm与CL2成正比的情况预料。因此可知低CL化后能够实现非常低的驱动电流值Ios。
图6及图7是将这些曲线图叠加而成的图。图6是每隔200kΩ地记入300kΩ～1100kΩ的负性电阻值的曲线图，图7是每隔200kΩ地记入400kΩ～1200kΩ的负性电阻值的曲线图。由这些曲线图可知：相同的负性电阻RL值时，负性电阻值越高驱动电流Ios越连续性地变小。这样，选择某个负性电阻值RL0时，就能够求出这时的驱动电流Ios与负载电容CL的关系。例如负性电阻值RL0为800kΩ和900kΩ之间的值时，根据800kΩ时的关系式y＝9.077x2-7.504x+23.109，求出负载电容CL0时的驱动电流值Ios1，根据900kΩ时的关系式y＝10.181x2-7.9361x+22.061，求出负载电容CL0时的驱动电流值Ios2，再通过简单的比例计算，就能够根据这些驱动电流值Ios1及Ios2，求出在负性电阻值RL0中负载电容CL0时的Ios0。另外，求出对于各种负载电容值CL而言的驱动电流值Ios，绘图后套用二次方程式，也可以获得负性电阻值RL0中的驱动电流Ios和负载电容CL的关系式(二次方程式)。同样，关于300kΩ～1200kΩ间的任意的负性电阻RL，也能够求出对于特定的负载电容CL值而言的驱动电流值Ios，也可以获得驱动电流Ios和负载电容CL的关系式(二次方程式)。300kΩ以下的负性电阻RL或1200kΩ以上的负性电阻RL时，采用外分比，同样能够求出对于特定的负载电容CL值而言的驱动电流值Ios，也可以获得驱动电流Ios和负载电容CL的关系式(二次方程式)。
图8是将图2及图3所示的负载电容CL和负性电阻RL的关系的曲线图归纳成一个的图。还记入根据近似式进行部分计算后的数据。如由该曲线图可知的那样，能够预料对于任意的负性电阻RL而言，使负载电容CL增加后，驱动电流Ios也连续性地增加。使用该曲线图及关系式，能够导出恒定的驱动电流Ios中的负载电容CL和负性电阻RL的关系。就是说，使用关系式已经搞清楚的两个关系曲线CL＝a1*(RL)b1(Ios＝Ios1)及CL＝a2*(RL)b2(Ios＝Ios2)，在任意的负性电阻值RL中，以简单比例求出负载电容值CL，就能够求出恒定的驱动电流Ios0中的负性电阻RL及负载电容CL的关系曲线CL＝a0*(RL)b0(Ios＝Ios0)。如果Ios1＜Ios0＜Ios2，那么以简单比例求出任意的负性电阻RL值中的负载电容CL值，绘图后求出关系曲线CL＝a0*(RL)b0(Ios＝Ios0)即可。例如如果是172nA＜Ios0＜287nA，那么使用y＝131.73x-0.5054以及y＝163.74x-0.4985，再使用简单的比例，求出任意的RL(但200kΩ＜RL＜1600kΩ)中的负载电容CL，绘图后套用近似式，就能够获得希望的关系式。根据这些结果可知：负载电容CL＜8pF时，如果使负性电阻RL在不等式200kΩ＜RL＜1600kΩ(1600kΩ以上也行)，宜于在不等式400kΩ＜RL＜1600kΩ(1600kΩ以上也行)，更宜于在不等式600kΩ＜RL＜1600kΩ(1600kΩ以上也行)的范围内后，就能够实现驱动电流Ios＜400nA。
接着，讲述根据上述公式(1)的振荡余量M，求出各设计值的方法。首先决定振荡余量M的值(为了确保使M＝M0的稳定的振荡，M通常在5以上)后，就能够根据公式(1)决定负性电阻RL0。{RL0＝M0*R1(max)}。使该RL0在200～1600之间后，就采用上述方法决定Ios＝α0*(CL)2+β0*(CL)+γ0(α0、β0、γ0为常数)的二次方程式。使用该关系式就能够决定目标值的驱动电流值Ios0及负载电容值CL0。如果RL0在200～1600之间，可以采取使用上述外分比的方法决定预料式Ios＝α0*(CL)2+β0*(CL)+γ0的二次方程式。或者可以求出负性电阻RL在这些范围以外时的各种驱动电流值Ios及负载电容值CL，推出根据实测值的新的关系式。以往的使用较高的负载电容(CL＞10pF，例如为12.5pF)时，因为采用增加驱动电流Ios而(加大Gm)增加振荡余量M的方法，所以很难降低消耗功率。可是如果采用本专利申请人正在探索的低CL化的手法，就能够一边维持振荡余量M(一边调整负性电阻)一边减小负载电容CL值而减小驱动电流。
综上所述，本发明是在发现负性电阻、负载电容及驱动电流这3个设计值存在着非常紧密的相关关系后推出的。使用本发明后，即使低CL化也能够设计实现不使振荡余量M下降地具有极低的驱动电流Ios的振荡电路。另外，本发明的振荡电路可以在石英振动器、使用其它的压电振动器的振荡器及所有的被电子设备使用的振荡电路搭载后使用。例如手表、携带电话、携带终端、笔记本电脑等电池驱动的电子设备。进而，还可以在要求节能节电的车载用电子设备、电视机、电冰箱、空调等家电产品等广泛的电子设备中应用。
产业上的利用可能性
本发明能够在使用石英振动器的振荡电路中使用。特别是设计低耗电用的振荡电路时有用。另外，还可以用于搭载使用压电振动器的振荡电路的振荡器及电子设备等。
符号说明
11石英振动器、12CMOS反相器、13恒电流源

Claims (9)

1.一种石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：在使用石英振动器的石英振荡电路中，决定负性电阻值RL、负载电容值CL及驱动电流值Ios这3个设计值中的2个值后，使用关系式或关系曲线，决定剩余的1个值。
2.如权利要求1所述的石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：将所述负性电阻值RL定为恒定值时，所述驱动电流值Ios及所述负载电容值CL的关系式，用Ios＝α*(CL)2+β*(CL)+γ表示，使用所述关系式，根据所述负载电容值CL决定所述驱动电流值Ios，或者使用所述关系式，根据所述驱动电流值Ios决定所述负载电容值CL，其中α、β、γ为常数。
3.如权利要求2所述的石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：预先获得的至少两个负性电阻值RL(RL1、RL2)中的所述驱动电流值Ios及所述负载电容值CL的关系式为
Ios＝c1*(CL)2+d1*(CL)+e1(RL＝RL1)
Ios＝c2*(CL)2+d2*(CL)+e2(RL＝RL2)
使用这些公式，决定所述负性电阻值RL0时的所述驱动电流值Ios及所述负载电容值CL的关系式
Ios＝c0*(CL)2+d0*(CL)+e0(RL＝RL0)。
4.如权利要求3所述的石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：在所述负性电阻值RL的值具有RL1＜RL0＜RL2的关系时，使用
Ios＝c1*(CL)2+d1*(CL)+e1(RL＝RL1)
Ios＝c2*(CL)2+d2*(CL)+e2(RL＝RL2)
决定所述负性电阻值RL0时的所述驱动电流值Ios及所述负载电容值CL的关系式Ios＝c0*(CL)2+d0*(CL)+e0(RL＝RL0)。
5.如权利要求1所述的石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：将所述驱动电流值Ios定为恒定值时，将所述负载电容值CL及所述负性电阻值RL的关系式用CL＝a*(RL)b表示，使用所述关系式，根据所述负性电阻值RL决定所述负载电容值CL，或者使用所述关系式，根据所述负载电容值CL决定所述负性电阻值RL，其中a、b为常数。
6.如权利要求5所述的石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：事先获得的至少两个驱动电流值Ios(Ios1、Ios2)中的所述负性电阻值RL及所述负载电容值CL的关系式为
CL＝a1*(RL)b1(Ios＝Ios1)
CL＝a2*(RL)b2(Ios＝Ios2)
使用这些公式，决定驱动电流值Ios0时的所述负性电阻值RL及所述负载电容值CL的关系式CL＝a0*(RL)b0(Ios＝Ios0)。
7.如权利要求5或6所述的石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：b＝b1＝b2＝b0＝-0.5。
8.如权利要求6或7所述的石英振荡电路的设计值决定方法，其特征在于：在所述驱动电流值具有Ios1＜Ios0＜Ios2的关系时，使用
CL＝a1*(RL)b1(Ios＝Ios1)
CL＝a2*(RL)b2(Ios＝Ios2)
决定驱动电流值Ios0时的所述负性电阻值RL及所述负载电容值CL的关系式CL＝a0*(RL)b0(Ios＝Ios0)。
9.一种电子设备，其特征在于：搭载了使用权利要求1～8中任一项所述的石英振荡电路的设计值决定方法决定设计值的石英振荡电路。
CN2012100507820A 2011-02-21 2012-02-21 石英振荡电路的设计值决定方法及电子设备 Pending CN102647153A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011034845A JP2012175362A (ja) 2011-02-21 2011-02-21 水晶発振回路の設計値決定方法及び電子機器
JP2011-034845 2011-02-21

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN102647153A true CN102647153A (zh) 2012-08-22

Family

ID=46652258

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2012100507820A Pending CN102647153A (zh) 2011-02-21 2012-02-21 石英振荡电路的设计值决定方法及电子设备

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20120212299A1 (zh)
JP (1) JP2012175362A (zh)
CN (1) CN102647153A (zh)
TW (1) TW201236361A (zh)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103645431A (zh) * 2013-12-28 2014-03-19 黄月华 石英晶体振荡器性能测试装置
CN105915180A (zh) * 2016-04-05 2016-08-31 浪潮电子信息产业股份有限公司 一种谐振电路的参数确定方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6956443B2 (en) * 2001-06-07 2005-10-18 Csem Centre Suisse D'electronique Et De Differential oscillator circuit including an electro-mechanical resonator
CN100358237C (zh) * 2001-08-16 2007-12-26 爱普生拓优科梦株式会社 压电振荡器
US7355489B2 (en) * 2006-02-10 2008-04-08 Cypress Semiconductor Corp. High gain, high frequency CMOS oscillator circuit and method

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103645431A (zh) * 2013-12-28 2014-03-19 黄月华 石英晶体振荡器性能测试装置
CN105915180A (zh) * 2016-04-05 2016-08-31 浪潮电子信息产业股份有限公司 一种谐振电路的参数确定方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20120212299A1 (en) 2012-08-23
TW201236361A (en) 2012-09-01
JP2012175362A (ja) 2012-09-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103166604B (zh) 一种低功耗片内时钟产生电路
CN102624332A (zh) 石英振荡电路的负载电容确定方法和用该方法的电子设备
CN104124921A (zh) 基于电流模比较器的低压低功耗cmos张弛振荡器及方法
CN106233618B (zh) 串联谐振振荡器
CN102064801A (zh) 一种基于cmos工艺实现的全硅时钟发生器
CN106774575A (zh) 一种低压差线性稳压器
KR100886993B1 (ko) 온도 보상 기능을 갖춘 ｃｍｏｓ 발진기 및 그 보상 방법
CN102394565B (zh) 振荡电路及振荡系统
CN102647153A (zh) 石英振荡电路的设计值决定方法及电子设备
CN110224689B (zh) 起振电路
US20090058546A1 (en) Oscillator circuit and electronic device having oscillator circuit
JP5034772B2 (ja) 温度補償圧電発振器
US20190229713A1 (en) Temperature compensation circuit for a ring oscillator
CN102160279A (zh) 压电振动元件及使用它的振荡电路
CN210431350U (zh) 一种新型温度补偿振荡器
CN103825555A (zh) 一种振荡电路
CN105227179A (zh) 振荡电路
US20120013414A1 (en) Crystal oscillator circuit for adjusting resonant frequency of crystal oscillator
CN102655392A (zh) 振荡电路及搭载有振荡电路的电子设备
Lo et al. Self-powered SECE-based piezoelectric energy harvesting for sensor supply under shock excitations
CN110492849A (zh) 一种rc振荡电路
CN102684603A (zh) 振荡电路中的负载电容的决定方法、振荡电路及电子设备
CN112865789B (zh) 一种超低功耗数字温度传感器
WO2023162737A1 (ja) 発振回路
KR102383845B1 (ko) 최대전력점 추적이 가능한 에너지 하베스팅 시스템 및 그 동작 방법

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication

Application publication date: 20120822