CN102484860B - 认知无线通信中的功率控制方法、认知无线通信系统以及认知无线通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于，提供一种认知无线通信中的功率控制方法，能够在无线通信中不会过于提高间接成本，且高效地进行功率控制。为达到这样的目的，在本发明的功率控制方法中，先根据关于干涉的控制信息推算SNR的目标值，之后，根据由所述推算步骤推算出的SNR的目标值调整所述通信功率的功率调整步骤。从而能够不会过于提高间接成本，且高效地进行功率控制。

Description

认知无线通信中的功率控制方法、认知无线通信系统以及认知无线通信装置

技术领域

本发明涉及一种认知无线通信中的功率控制方法、认知无线通信系统以及认知无线通信装置。

背景技术

动态频谱接入技术(DSA：dynamic spectrum access)是一种为了有效利用频谱资源而作出的技术。因而，采用动态频谱接入技术能够比现有的无线通信系统承受更多的用户(用户终端)，并且能够提高网络的吞吐量。

认知无线通信系统(CRS：cognitive radio system)即是一种利用动态频谱接入技术(DSA)的无线通信系统。认知无线通信系统中(CRS)，允许未被授权的次级用户(SU)动态地接入，已授权给能够进行无线通信的主用户(PU)的频谱中。

在认知无线通信系统中(CRS)，为了实现动态频谱接入技术(DSA)，需要进行频谱检测。并且，在认知无线通信系统中，根据通过频谱检测所得到的检测信息来解析频谱的使用情况，从而确定能够接入的频谱(白区)，从而使次级用户(SU)能够利用白区进行通信。

然而，在认知无线通信系统中，次级用户(SU)如果没能检测出主用户(PU)的导频信号，与主用户(PU)所使用的频谱相同的频段开始进行通信时，对主用户(PU)会产生干涉。此外，在次级用户(SU)以比规定的界限值高的功率进行通信时也会产生干涉。

为了保护主用户(PU)的通讯不受干涉影响，有人提出了对次级用户(SU)产生的干涉进行限制(例如，参照非专利文献1)。在非专利文献1所记载的技术中，利用波束成形而对干涉进行抑制。

为了波束成形，次级用户(SU)必需获得瞬时性的信道信息，该瞬时性的信道信息涉及的是从次级用户(SU)的无线接收机到主用户(PU)的无线接收机的信道的信息。然而，为了获取该瞬时性的信道信息，必需在短期间中跟踪级用户(SU)到主用户(PU)的衰减信道的统计数据。因而，获取所需信息所需的处理较复杂，从而导致无线通信系统的间接成本(overhead)较高。

现有技术文献

非专利文献

非专利文献1：《A survey of dynamic spectrum access：Signalprocessing，networking，regulatory policy》，Q.Zhao与B.M.Sadler，IEEESignal Processing Magazine，第24卷，第3号，p.79～89，2007年5月

发明内容

发明所要解决的技术问题

因而，本发明的目的在于，提供一种认知无线通信中的功率控制方法与认知无线通信系统，能够在无线通信中不会过于提高间接成本(overhead)，且高效地进行功率控制。另外，本发明的目的还在于提供一种认知无线通信用的无线通信装置。

解决技术问题的技术方案

本发明涉及一种用于控制认知无线通信中所使用的通信功率的功率控制方法。该功率控制方法中执行下述两个步骤，即，根据关于干涉的控制信息推算SNR(SN比)的目标值的推算步骤；根据由所述推算步骤推算出的SNR的目标值调整所述通信功率的调整步骤。从而，不会增加间接成本，能够有效地进行功率控制。“与干涉相关的控制信息”的一个表征量是干涉功率等级，其表示主用户(PU)的无线信息接收机中的干涉功率的等级。另一个是最大或然率ξ，其表示主用户(PU)的干涉值超过干涉功率等级η时的或然率的最大值。

在本发明的其他方面，进行所述认知无线通信的无线通信系统包括：认知无线通信用的基地站、能够进行无线通信的第1无线通信装置、能够进行无线通信的第2无线通信装置。此处，所述第1无线通信装置包括无线信息接收机，所述第2无线通信装置包括无线信息发送机。并且，所述功率控制方法中还执行：所述基地站将关于所述干涉的控制信息发送给所述第1无线通信装置的所述无线信息接收机的步骤。

此时，在所述推算步骤中，所述第1无线通信装置的无线信息接收机根据所述控制信息推算SNR的目标值，并且将包含该SNR的目标值的指令通知给所述第2无线通信装置的无线信息发送机。在所述调整步骤中，所述第2无线通信装置的无线信息发送机根据所述SNR的目标值调整用于对所述第2无线通信装置发送无线信号的信息发送功率。从而，所述第1无线通信装置与所述第2无线通信装置能够以所述信息发送功率进行所述认知无线通信。

另外，在本发明的其他方面，所述SNR对应于从多个输出值中选择出的一个。此时，在所述调整步骤中还执行下述两个步骤，即，从所述多个输出值中选择不超过所述SNR的目标值的输出值中最大的一个即最大值的步骤；作为所述通信功率的调整，将输出值变更为取所述最大值的输出值的步骤。从而能够在遵循关于干涉的控制信息的范围内以最大的功率进行认知无线通信。

再者，本发明的其他方面涉及一种包括多个无线通信装置的认知无线通信系统。该认知无线通信系统包括：根据关于干涉的控制信息推算SNR的目标值的第1无线通信装置；根据所述SNR的目标值调整所述通信功率的第2无线通信装置。从而，在所述第1无线通信装置与所述第2无线通信装置能够以被调整后的通信功率进行认知无线通信。因而，能够获得与上述相同的技术效果。

还有，本发明的又一方面涉及一种认知无线通信用的无线通信装置。该无线通信装置包括：使其他的无线通信装置根据SNR的目标值调整所述认知无线通信所使用的通信功率的机构，所述SNR的目标值是根据关于干涉的控制信息推算的。从而，在所述无线通信装置与所述其他的无线通信装置间能够以被调整后的通信功率进行认知无线通信。因而，此时也能够获得与上述相同的技术效果。

【发明的效果】

采用本发明，能够在无线通信中不会过于提高间接成本，且高效地进行功率控制。

附图说明

图1为所示为实施本发明的功率控制方法的认知无线通信系统的结构示意图；

图2所示为图1的无线通信系统中具有次级用户(SU)的功能的第2无线通信装置的结构示意框图；

图3为图1的认知无线通信系统中所进行的认知无线通信的说明图；

图4为表示图1所示的认知无线通信系统中所进行的功率控制方法的处理步骤的流程图；

图5为检测正确率的结果曲线化得到的曲线图；

图6所示为使次级用户(SU)的天线数量变化时的累积分布函数(CDF)的函数曲线；

图7所示为将实施例1与比较例1中的正确率P_r{I_n＞η|MD}曲线化的图；

图8为用于说明次级用户(SU)间进行的通信的BER(误码率)的性能的说明图；

图9所示为上述的比较例1的恒定功率控制方法的处理顺序的流程图。

具体实施方式

下面参照附图对本发明的具体实施方式进行说明。不过，下面所说明的方式仅仅是例子而已，对于本领域的技术人员而言，可以在适当的范围内进行适当的变更。

图1所示为实施本发明的功率控制方法的认知无线通信系统的结构示意图。

图1所示的认知无线通信系统100包括：一个第1基地站1、一个第2基地站5、多个第1无线通信装置10、多个第2无线通信装置20。另外，认知无线通信系统100所包括的基地站1与5的数量也可以是多个。另外，认知无线通信系统100所包括的无线通信装置10与20的数量只要是两个以上即可。

第1基地站1用于控制第1无线通信装置10与第2无线通信装置20，具体而言，将无线通信所需要的指示信息以无线信号的方式发送给第1无线通信装置10与第2无线通信装置20。第1基地站1包括数据存档库(DA：data archive)，根据存储在该数据存档库(DA)中的信息生成指示信息。包含该指示信息的无线信号所能够达到的区域相当于第1无线通信装置10与第2无线通信装置20能够接收到信息的区域(coverage，覆盖范围)。该区域形成第1无线通信装置10与第2无线通信装置20在认知无线通信中能够进行无线通信的区域(或空间)。因此，位于该区域中的无线通信装置即是认知无线通信中的主用户(PU)。因而，在本说明书中将此区域称为PU区域。

第2基地站5配置在第1基地站的PU区域内，将来自于第1基地站1的指示信息进行转发(中继)，并且，根据需要，代替第1基地站1发送指示信息。因而，第2基地站5也用于控制第1无线通信装置10与第2无线通信装置20。第2基地站5包括数据存档库(DA)，根据存储在该数据存档库(DA)中的信息生成指示信息。另外，第2基地站5发送认知无线通信所需的指示信息。包含该指示信息的无线信号所能够达到的区域相当于第1无线通信装置10与第2无线通信装置20能够接收到该无线信号的区域(coverage，覆盖范围)。该区域一般比上述PU区域范围小。该区域形成第1无线通信装置10与第2无线通信装置20在认知无线通信中能够进行无线通信的区域(或空间)。换言之，位于该区域中的无线通信装置为能够利用主用户(PU)的白区进行认知无线通信的次级用户(SU)。因而，在本说明书中将该区域称为SU区域。

第1无线通信装置10与第2无线通信装置20都是能够进行无线通信的装置。无线通信装置10与20可以是便携式的装置(例如，手机、笔记本电脑)，也可以是固定式的装置。在本说明书中，第1无线通信装置10在认知无线通信系统100中相当于仅具有主用户(PU)的功能的无线通信装置，第2无线通信装置20在认知无线通信系统100中相当于仅具有次级用户(SU)的功能的无线通信装置。

图2所示为图1的无线通信系统100中具有次级用户(SU)的功能的第2无线通信装置20的结构示意框图。

图2中，第2无线通信装置20包括信息接收部21、频谱检测器部27、基带(基本频带)处理器29。

信息接收部21包括复合天线22、多个带通滤波器23、多个RF(高频)24。

在本实施方式中，复合天线22由多个(N个)单级天线构成。然而，单级天线的数目因第2无线通信装置20的不同而不同。多个带通滤波器23与RF24与构成复合天线22的单级天线的数量相同，一组带通滤波器23与RF24串接在一个单级天线上。通过各单级天线输入的无线信号被输入带通滤波器中。各带通滤波器23之间所能够获取的频段不同，或者有部分重叠，从而，在整体上能够获取较宽范围频段的无线信号。

频谱检测器根据输入带通滤波器中的信号切换带通滤波器与RF之间的导通状态与切断状态。从而能够从多个单级天线所接收到的无线信号中获取所需的频段的无线信号。

另外，图2所示的结构也能够适用于具有主用户(PU)的功能的第1无线通信装置10。然而，在第1无线通信装置10中，单级天线的数量可以是多个也可以是一个。在本实施方式中，第1无线通信装置10具有一个单级天线。

接下来对无线通信装置间所形成的信道进行说明。

图3为图1的认知无线通信系统100中所进行的认知无线通信的说明图。具体而言，图3所示的例子为，在第1无线通信装置10为被授权的状态下，两个第2无线通信装置20间(20a、20b)进行无线通信。

如图3所示，具有主用户(PU)的功能的第1无线通信装置10与具有次级用户(SU)的功能的第2无线通信装置20之间形成两种信道。一种是检测信道30，该信道为从主用户(PU)到次级用户(SU)单方向的信道。另一种是干涉信道40，该信道为从次级用户(SU)到主用户(PU)单方向的信道。

另外，如图3所示，分别具有第1次级用户(SU1)与第2次级用户(SU2)的功能的第2无线通信装置20a、20b之间形成用户信道50。用户信道的数量取决于一侧的无线通信装置20(例如无线通信装置20a)的单级天线的数量以及另一侧的无线通信装置20(例如无线通信装置20b)的单级天线的数量。在各用户信道中能够进行双向通信。

另外，在本说明书中，图3所示的三种信道30、40与50之间能够利用相同的频段进行无线通信。另外，这三种信道30、40与50为独立的分组衰落(block fading)信道。另外，在三种信道30、40与50中，信道的衰落状态在一个数据帧的通信期间中是固定的，但在多个数据帧中则是变动的。

图4为表示图1所示的认知无线通信系统100中所进行的功率控制方法的处理步骤的流程图。图4所示的处理在第1与第2次级用户(SU1、SU2)间进行认知无线通信时执行。并且，图4所示的处理的大部分在第1次级用户(SU1)的无线信息发送机中执行。

图4中，首先，第1次级用户(SU1)在与第2次级用户(SU2)间进行认知无线通信开始前，执行步骤S1～S8的处理。首先，在步骤S1中，第1次级用户(SU1)的无线信息收发机被初始化。

接下来，在步骤S2中，第1次级用户(SU1)的无线信息接收机执行第1频谱检测。由该第1频谱检测确定服务中能够利用的信道(例如，感知导频信道(CPC：cognitive pilot channel))与频谱检测用辅助控制信道(ACS：auxiliary control channel for sensing)，而将他们作为控制信道。

并且，在步骤S3中，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机利用在步骤S2中所确定的控制信道接收规定规则信息。规定规则信息中包含表示主用户(PU)的干涉限制值的信息。另外，在认知无线通信系统100中，这样的规定规则信息从基地站1、5所包含的数据存档库(DA)中取得。在数据存档库(DA)独立于基地站1、5配置时，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机可以直接从数据存档库(DA)取得规定规则信息。

下面对干涉限制值进行说明。

表示干涉限制值的信息由两个参变量(η，ξ)决定。一个参变量为干涉功率等级η，其表示主用户(PU)的无线信息接收机中的干涉功率等级。另一个参变量为最大或然率ξ，其表示主用户(PU)中的干涉值超过干涉功率等级η时的或然率的最大值。

在取得干涉限制值后，在步骤S4中，第1次级用户(SU1)由第1次级用户(SU2)的无线接收机的输出SNR(信噪比)中推算使主用户(PU)的无线信息接收机满足干涉限制值条件的SNR的最大值。

接下来在步骤S5中，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机进行第2频谱检测。通过该第2频谱检测，在不能确定有关能够利用频谱的机会(频谱机会)的信息时(步骤S6中否)，重复进行本处理。

另外，在能够确定频谱机会时(步骤S6中是)，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机将在步骤S4中推算出的SNR的最大值通知给第2次级用户(SU2)的无线信息接收机(步骤S7)。

并且，在步骤S8中，第2次级用户(SU2)的无线信息接收机推算信道，根据该推算生成指令，将所生成的指令发送给第1次级用户(SU1)的无线信息发送机。所发送的该指令用于使第1次级用户(SU1)的无线信息发送机根据输出SNR的目标值提高或降低信息发送功率。

具体而言，在步骤S8中，在各衰落分组中，次级用户(SU)的无线信息接收机计量信道的衰落状态，将有关所计量的信道的衰落状态的信息通知给无线信息发送机。接收通知的无线信息发送机为通信功率超过输出SNR的目标值的无线信息发送机。

之后，在步骤S9中，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机与第2次级用户(SU2)的无线信息接收机之间进行认知无线通信。具体而言，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机根据在步骤S8中接收到的指令调整信息发送功率，用调整后的信息发送功率将无线信号(数据)发向第1次级用户(SU2)。

采用上述实施方式，在进行认知无线通信时，第1次级用户(SU1)根据输出SNR的目标值调整(增大或减小)向第2次级用户(SU2)发送无线信号时的信息发送功率。因而，能够在认知无线通信中不会过于增加间接成本，能够有效地进行功率控制。

另外，上述调整根据来自于第2次级用户(SU2)的指令进行。因而，能够使该调整针对第2次级用户(SU2)，所以能够更有效地进行功率控制。另外，通过针对第2次级用户(SU2)而进行调整，从而能够以尽可能大的信息发送功率(在不会对主用户(PU)带来干涉的程度内)进行主用户(PU)间的认知无线通信。

另外，上述指令是根据来自于主用户(PU)的规定规则信息中所包含的干涉限制值而生成的，因而，能够可靠地将第1次级用户(SU1)与第2次级用户(SU2)之间的通信对主用户(PU)带来的干涉抑制在干涉限制值内。从而，能够维持主用户(PU)的通信的性能。

另外，考虑第2次级用户(SU2)的SNR值而进行上述调整，因而，能够尽可能地提高第2次级用户(SU2)的无线信息接收机的输出SNR值，从而能够提高认知无线通信的性能(例如，误码率(BER))。

如上面所详细说明的，采用上述实施方式，通过利用图4所示的功率控制方法，从而能够将次级用户(SU)对主用户(PU)的干涉限制在规定的限制值范围内，并在此状态下，使次级用户(SU)能够最大限度地利用频谱。另外，关于次级用户(SU)对主用户(PU)的干涉的抑制，采用在本发明的最佳功率控制方法的话，由于对衰落信道的长期间的统计数据进行跟踪即可，因而，与利用波束成形的方法相比，不会产生对短期间的衰落状态进行跟踪造成的间接成本升高、系统庞大这样的问题。

另外，采用上述实施方式，功率控制方法根据干涉信道的长期间内的INR的平均值以及用户信道的长期间内的SNR的平均值进行。通过对衰落信道的长期间内的统计数据进行跟踪，从而能尽可能的少占用频谱资源，并且，与利用波束成形的方法相比，能够抑制无线通信系统的间接成本。

再者，采用上述实施方式的功率控制方法，由于所依据的是长期间内的信道的统计数据，因而不需要瞬时性的信道信息。此处，长期间内的信道的统计数据为，次级用户的无线信息发送机与主用户的无线信息接收机之间的信道的统计数据，用于计算次级用户的输出SNR的最大值。因而，采用本实施方式，能够容易地得到有关长期间内的统计数据的信息。与此相对，采用现有的功率控制方法的话，有关从次级用户的无线信息发送机到主用户的瞬时性的信道信息的信息的取得是必需的，并且这非常困难。相比可知，与现有的功率控制方法相比，采用本实施方式的功率控制方法，能够减少无线通信系统的间接成本(overhead)。

【实施例】

接下来对本发明的实施例(实施例1与比较例1)进行说明。具体而言，作为实施例，构建了关于实施例1与比较例1的分析模型，对各分析模型进行数值模拟仿真，比较实施例1与比较例1的性能。

<系统模型>

系统模型是分析模型的基础(前提)，在被实施例中按照如下所述而构建。

在图1所示的认知无线通信系统中，主用户(PU)为无效的状况时表示为状况H₀，此时的次级用户(SU)的第i号天线所接收到的信号x_i如下式(1)所示。

x_i＝z_i             (1)

上式(1)中右边的z_i为各次级用户的信号接收天线的AWGN(加性高斯白噪声，Additive White Gaussion Noise)。其中，分配给信息接收天线的为独立且完全相同的随机变量(i.i.d.RV：independent andidentically distributed randam variable)，该随机变量的数学模型为，均值为零(zero mean)离散值为δ_z ²。

并且，主用户(PU)为有效的状况时表示为状况H₁，次级用户(SU)的第i号天线所接收到的信号x_i如下式(2)所示。

$x_i=\sqrt{G_S}{h}_{1,i}^{0}u+z_i---\left(2\right)$

在上式(2)中，角标i表示各天线的编号，取1～N的整数值。另外，上式(2)中的h⁰ _1，i为瞬时性的检测信道，该检测信道的从主用户(PU)到次级用户(SU)的第i号天线间的路径损失表示为G_S。G_S为尺寸比较小时的衰减因子，用具有零均值与单位变量的复合圆形高斯分布(complex circular Gaussian)的随机变量RV模型化。另外，上式(2)中的u为主用户(PU)的信号，为具有功率δ_z ²的信号。

另外，假定各天线的衰落是独立的。次级用户(SU)的第i号天线所测定的瞬时性的SNR值ρ_1，i如下式(3-1)所示。从而，检测信道的SNR平均值Γ₀如下式(3-2)所示。

ρ_1，i＝G_S G_S σ_u ²|h⁰ _1，i|²/σ_z ²           (3-1)

Γ₀＝G_S σ_u ²/σ_z ²                           (3-2)

在主用户(PU)进行通信的期间，若次级用户(SU)需要进行通信，则该次级用户(SU)计算出对主用户(PU)的干涉值。另外，该干涉值包含下式(4)所包含的瞬时性的INR(干涉与噪声的比值：Interference-to-noise ratio)。

$I_n=\frac{G_I{P}_t{\mathrm{\&sigma;}}_s^2}{N{\mathrm{\&sigma;}}_w^2}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|g_{i,1}\right|}^2---\left(4\right)$

上式(4)中的P_t为功率控制系数，g_i，1为瞬时性的干涉信道。该瞬时性的干涉信道中具有从次级用户(SU)的第i号信息发送天线到主用户(PU)的信息接收天线之间的路径损失G_I。该路径损失G_I为尺寸比较小时的衰减因子，用具有零均值与单位变量的复合圆形高斯分布的随机变量RV模型化。另外，上式(4)中，δ_s ²为次级用户(SU)的功率，δ_w ²为主用户(PU)的无线信息接收机上的AWGN。

另外，关于干涉信道，在使用次级用户(SU)的信息发送用单级天线时，长期间中的INR的平均值Γ₁如下式(5)所示。

Γ₁＝G_I σ_s ²/σ_z ²             (5)

接下来，设若第1次级用户(SU1)要对第2次级用户(SU2)发送信息。

在进行该信息发送前，第1次级用户(SU1)按照如上所述地进行第1频谱检测(图4中的步骤S2)。并且，在第1次级用户(SU1)不能感知到主用户(PU)的信号的存在时，视为能够利用频谱的机会(步骤S6中是)，次级用户(SU)间的数据通信开始(步骤S9)。在此，各次级用户(SU)中，通信中的各个衰落分组采用最大比合并方式(MRC：maximum ratio combining)。此时，用户信道中的瞬时性的输出SNR能够由第2次级用户(SU2)的无线信息接收机测定，在本数值模拟仿真中，如下式(6)所示。

${\mathrm{SNR}}_0=\frac{G_U{P}_t{\mathrm{\&sigma;}}_s^2}{N{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|h_{i,k}\right|}^2---\left(6\right)$

上式(6)中的h_i，k为瞬时性的用户信道。该瞬时性的用户信道中具有从第1次级用户(SU1)的第i号信息发送天线到第2次级用户(SU2)的第k号信息接收天线之间的路径损失G_U。该路径损失G_U为尺寸比较小时的衰减因子，用具有零均值与单位变量的复合圆形高斯分布的随机变量RV模型化。另外，上式(6)中，δ_n ²为第2次级用户(SU2)的各信息接收用天线的噪声的功率。另外，在第1次级用户(SU1)使用信息发送用单级天线时，用户信道的长期间中的SNR平均值Γ₂如下式(7)所定义。

Γ₂＝G_U σ_s ²/σ_n ²                (7)

<频谱检测>

接下来对作为进行频谱检测的方法的一例的能量检测(ED：energy detection)进行说明。能量检测(ED)能够使用消耗电力较少的装置进行，对该装置的改进能够较容易地进行。另外，作为进行频谱检测的方法，并不限于能量检测(ED)，也可以是匹配滤波检测(matched filter detection)、周期性检测(cyclostationary propertydetection)等。

具体而言，对AWGN信道中的能量检测(ED)中的检测正确率(检测结果正确率)与误检报警率进行说明。另外，关于雷利衰减信道的检测正确率将在后面说明。

在能量检测(ED)中，首先，将检出统计值与检测用的阈值相比较，之后，生成带域确定信息。此处，带域确定信息用“0”或“1”表征。在带域确定信息为“1”时，对应于存在主用户(PU)的信号，为“0”时，对应于不存在主用户(PU)的信号。

并且，第1次级用户(SU1)的第i号中的检测结果统计值如下式(8)所示。

$T_i=\underset{k=1}{\overset{N_0}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|x_i\left(k\right)\right|}^2---\left(8\right)$

上式(8)中的x_i(k)表示信号x_i的第k号的取样。N₀表示取样总数。

在状况H₀的状况下，对规定的检出阈值γ₀的误检报警率如下式(9)所示。

$P_f({\mathrm{\&gamma;}}_0,N_0,{\mathrm{\&sigma;}}_z)=\frac{\mathrm{\&Gamma;}(N_0,\frac{{\mathrm{\&gamma;}}_0}{2{\mathrm{\&sigma;}}_z^2})}{\mathrm{\&Gamma;}\left(N_0\right)}---\left(9\right)$

在上式(9)中，Γ(…，…)表示不完全伽马函数，Γ(…)表示伽马函数。通过使用上式(9)，能够求出对规定的检出阈值γ₀的误检报警率。

在状况H₁的状况下，检出统计值遵循卡方检验的非中央分布。在规定的用户信道具有瞬时性的SNRρ_1，i的情况下，在能量检测(ED)中，在来自于第i号的天线的信号取样采用N₀个时，检测正确率P_d如下式(10)所示。

$P_d=Q_{N_0}(\sqrt{2{\mathrm{\&rho;}}_{1,i}{N}_0},\sqrt{\frac{2{\mathrm{\&gamma;}}_0}{{\mathrm{\&sigma;}}_z^2}})---\left(10\right)$

在上式(10)中，Q_M(…，…)为通用MarcumQ函数。另外，误检测(MD：miss detection)的或然率相当于1-P_d。

<分析模型>

接下来，构建分析模型。

实施例1涉及的分析模型利用的是本发明的最佳功率控制方法，比较例1涉及的分析模型利用的是单纯恒定功率(仅仅是使功率恒定)控制方法。另外，如后面所述，通过对这些分析模型进行数值模拟仿真，在本实施例中比较了两者的性能。

关于分析模型的构建，按照以下的顺序进行说明。第1，对关于检测正确率的封闭式的算式的推导进行说明。第2，对按照上述的方法进行处理的情况进行说明。第3，对下述事项进行说明，即，利用封闭式的算式将各功率控制方法应用到次级用户(SU)的信息发送用的分析模型中。另外，关于数值结果，将在后面说明。

《伴随雷利衰减下的选择性合成的能量检测》

第1，为了推导关于检测正确率的封闭式的算式，在基于能量检测(ED)的结果的雷利衰减条件下，使用了能量检测(ED)的选择性合成(SC：selective combining)。

在通信开始进行前，第1次级用户(SU1)进行频谱检测，得到能够利用频谱的机会。此处，视为第1次级用户(SU1)利用复合天线并且使用了能量检测(ED)的选择性合成(SC)。如上所述，图2所示的频谱检测器的一部分选择了复合天线的分支(带通滤波器与RF之间的节点)的一个。此处，所选择的节点为，检测到了用于执行频谱检测的检测信道的瞬时性的SNR为最大值。另外，为了选择节点所需的信息从来自于主用户(PU)的导频信号或指向波取得。由于是复合天线，因而具有多样性的优点，并且，频谱检测器的安装不受天线的数量的影响。

可以想到，用r_i作为上述i.i.d.RV(然而，r_i的下角标i取1～N的整数)。该i.i.d.RV遵循具有零均值的雷利衰减。则，如下式(11)所示，零均值(即r_i ²)遵循指数分布。

$f_{r_i^2}\left(x\right)=e^{-x}---\left(11\right)$

在此，定义下式(12)，并且，用标准RV变换如下式(13)所示地表征下式(12)中的r_SC的正确率密度函数(PDF：probabilitydensity function)。

r_SC＝max{r₁，r₂，…，r_N}       (12)

$f_{r_{\mathrm{SC}}}\left(x\right)=2\mathrm{Lx}{(1-e^{-x^2})}^{N-1}{e}^{-x^2}---\left(13\right)$

若在上式(10)中的关于检测信道的瞬时性的实现的检测正确率P_d为已知的话，则也可知道能够用MarcumQ函数进行表征。因而，使用雷利衰减信道中的选择性合成(SC)进行能量检测(ED)，由该能量检测(ED)检测出正确率，用式(13)将该正确率如下式(14)所示地使之通用。

$P_{d,\mathrm{SC}}(N,N_0)={\&Integral;}_0^{\&infin;}{f}_{r_{\mathrm{SC}}}\left(x\right)Q_{N_0}(\mathrm{ax},b)\mathrm{dx}$

$=2N{\&Integral;}_0^{\&infin;}{e}^{-x^2}x{Q}_{N_0}(\mathrm{ax},b)\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\begin{array}{c}N-1\\ n\end{array}\right){(-e^{-x^2})}^n\mathrm{dx}$

$=2N\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^n\left(\begin{array}{c}N-1\\ n\end{array}\right){\&Integral;}_0^{\&infin;}{e}^{-(n+1)x^2}x{Q}_{N_0}(\mathrm{ax},b)\mathrm{dx}.---\left(14\right)$

上式(14)中的积分部分采用公知的式子(例如，1975年由A.H.Nuttall通过IEEE Trans.Inform.Theory所表示的算式)，从而得到下式(15)所示的封闭式算式。该封闭式算式也表示通过雷利衰减信道中的选择性合成(SC)进行能量检测(ED)而得到的正确率。另外，下式(15)中的p为{2×(n+1)}^1/2。

${\stackrel{\&OverBar;}{P}}_{d,\mathrm{SC}}(N,N_0)=2N\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(-1)}^n\left(\begin{array}{c}N-1\\ n\end{array}\right)\frac{1}{p^2}\exp \left(\frac{b^2}{2}\right)$

$\&times;\left\{{\left(\frac{p^2|a^2}{a^2}\right)}^{M-1}\right[\exp \left(\frac{1}{2}{b}^2\frac{a^2}{p^2+a^2}\right)$

$\underset{m=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{1}{m!}{\left(\frac{1}{2}{b}^2\frac{a^2}{p^2+a^2}\right)}^m]+\underset{m=0}{\overset{M-2}{\mathrm{\&Sigma;}}}\frac{1}{m!}{\left(\frac{b^2}{2}\right)}^m\}---\left(15\right)$

上(15)中的a以及b都是基于，取样数N0、检测用阈值γ₀、检信道的长期间中的SNR平均值Γ₀、第1次级用户(SU1)的无线信息接收机的噪音的标准偏差δ_z定义的。

a＝(2Γ₀N₀)^1/2             (16)

b＝(2γ₀)^1/2/σ_z           (17)

《比较例1的恒定功率控制方法》

接下来对比较例1的单纯恒定功率控制方法进行说明。比较例1的功率控制方法用于与实施例1的功率控制方法进行比较。该单纯恒定功率控制方法中，并不实施上述图4中的步骤S8～S9。

具体而言，在比较例1的恒定功率控制方法中，首先，例如，通过是动态频谱接入技术(DSA)用的软件装入，从而进行各次级用户(SU)的初始化(步骤S1′)。

接下来，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机进行第1频谱检测，从而确定控制信道(步骤S2′)。利用该控制信道，第1次级用户(SU1)接收主用户(PU)的干涉限制值(步骤S3′)。另外，如上所述，干涉限制值由两个参变量(η，ξ)确定。

并且，简单地，将第1次级用户(SU1)的发送信息用功率恒定地确定为满足所得到的干涉限制值的信息发送功率的最大值P_t(步骤S4′)。接下来，第1次级用户(SU1)使用复合天线，进行第2频谱检测，即，执行使用选择性合成(SC)的能量检测(ED)(步骤S5′)。

之后，在暂时获取能够利用频谱的机会后(步骤S6′中是)，用步骤S4′中确定的信息发送功率P_t进行次级用户(SU)之间的数据通信。图9所示为上述的比较例1的恒定功率控制方法的处理顺序的流程图。

然而，为了确定上述步骤S4′中的信息发送功率的最大值，第1次级用户(SU1)需要一个作为表征恒定发信函数的算式，该算式是关于干涉信道中的瞬时性的INR的分配的算式。

因而，根据上述分析模型，瞬时性的INR如下式(18)所示。

$I_n=\frac{P_t{\mathrm{\&Gamma;}}_1}{2N}{\mathrm{\&beta;}}^2---\left(18\right)$

在上式(18)中，β²遵从具有自由度2N的卡方分布(即χ_2N ²)。并且，关于瞬时性的INR的累积分布函数(CDF：cumulative distributionfunction)如下式(19)所示。

$F_{I_n}\left(x\right)=\frac{\mathrm{\&Gamma;}(\frac{\mathrm{xN}}{P_t{\mathrm{\&Gamma;}}_1},N)}{\mathrm{\&Gamma;}\left(N\right)}---\left(19\right)$

可知，采用比较例1的恒定功率控制方法，第1次级用户(SU1)的信息发送功率始终是恒定的。即，在比较例1的恒定功率控制方法中，一旦获取了能够利用频谱的机会，在次级用户(SU)间进行的数据通信中，信息发送功率不会变化。这是由于，在比较例1的恒定功率控制方法中，不会执行图4所说明的步骤S8～S9的处理。另外，在比较例1的恒定功率控制方法中，INR的分布由干涉信道的雷利衰减所决定。

因而，采用比较例1的恒定功率控制方法时，如上所述，在发生误检测(MD)的情况下，次级用户(SU)有可能会给主用户(PU)带来干涉。换言之，在比较例1的恒定功率控制方法中，在第1次级用户(SU1)对主用户(PU)的信号存在的检测结果为失败时，第1次级用户(SU1)的信息发送功率较大，从而导致，在超过干涉限制值中所包含的作为规定阈值的干涉功率η时，次级用户(SU)会对主用户(PU)带来干涉。

因而，在误检测(MD)时，INR超过阈值η时的正确率如下式(20)所示。

$\mathrm{Pr}\{I_n>\mathrm{\&eta;}|\mathrm{MD}\}=\{1-{\stackrel{\&OverBar;}{P}}_{d,\mathrm{SC}}(N,N_0)\left\}\right\{1-F_{I_n}\left(\mathrm{\&eta;}\right)\}---\left(20\right)$

在上式(20)中，P_r{I_n＞η|MD}是P_t的函数，由于这是已知的，因而，在上述步骤S4′中，第1次级用户(SU1)的无线信息发送机能够根据P_r{I_n＞η|MD}计算出比干涉限制值中包含的参变量ξ小的最大值P_t′。

在多个次级用户(SU)中，一旦获得了能够利用频谱的机会，第1次级用户(SU1)用最大比合成方式(MRC)以恒定发信功率P_t′进行数据通信。另外，假定第1次级用户(SU1)间的数据通信为二相相移键控(BPSK：Binary Phase Shift Keying)式的信号发送方式，则关于第2次级用户(SU2)的无线信息接收机的瞬时性的输出SNR的BER(误码率)如下式(21)所示。在此，瞬时性的输出SNR根据上式(6)，考虑信息发送功率P_t′而得到。另外，下式(21)中的μ由下式(21-1)表征。

$P_e={((1-\mathrm{\&mu;})/2)}^{\mathrm{NK}}\underset{m=0}{\overset{\mathrm{NK}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\left(\begin{array}{c}\mathrm{NK}-1+m\\ m\end{array}\right){\left(\frac{1+\mathrm{\&mu;}}{2}\right)}^m---\left(21\right)$

$\mathrm{\&mu;}=\sqrt{\frac{P_t^{\&prime;}{\mathrm{\&Gamma;}}_2}{N+P_t^{\&prime;}{\mathrm{\&Gamma;}}_2}}---(21-1)$

《实施例1的最佳功率控制方法》

接下来对实施例1的最佳功率控制方法进行说明。

如用图4所说明的，首先，进行次级用户(SU)的无线信息接收机的初始化(步骤S1)。接下来，通过第1频谱检测确定控制信道(步骤S2)，取得干涉限制值(步骤S3)。最后，维持第2次级用户(SU2)的无线信息接收机的恒定输出的SNR并尽量最大化，使对主用户(PU)的干涉位于干涉限制值的范围内。(步骤S8～S9)。

在步骤S4中，第1次级用户(SU1)在对主用户(PU)的干涉功率处于干涉限制值的范围内，使其信息发送输出最优化，从而算出(推算出)第2次级用户(SU2)的无线信息接收机中所得到的输出SNR的最大值。

在步骤S5中，第1次级用户(SU1)进行第2频谱检测，即，执行使用了选择性合成(SC)的能量检测(ED)。接下来，若得到了能够利用频谱的机会(步骤S6)，则第1次级用户(SU1)的无线信息发送机以所求得的输出SNR的最大值为目标等级向第2次级用户SU2发送信息。

在接下来的步骤S8中，第2次级用户(SU2)的无线信息接收机计测各衰减分组的信道，将指令发送给第1次级用户(SU1)的无线信息发送机，从而，使地1次级用户(SU1)的无线信息发送机的信息发送功率增大或减小，从而使输出SNR维持在目标等级。之后，在两者间进行数据通信。

然而，在上述步骤S4中，第1次级用户(SU1)需要一个表征瞬时性的INR(考虑了信息发送功率的变换之后的结果)的分配与用户信道的恒定输出的SNR(信号与信号噪声、噪声之比)的函数的数式。下面对该数式的推导进行说明。将该数式与关于使用了选择性合成(SC)的能量检测(ED)的检测正确率的数式一起使用，从而能够得到第2次级用户(SU2)的无线信息接收机的恒定输出的SNR的最大值。在本实施例1中，通过使用该SNR值，研究了次级用户间(SU)进行的使用了BPSK的信号的数据通信。

基于上式(6)，使用N个信息发送天线与K个信息接收天线时的最大比合成方式(MRC)的通信用用户信道的输出SNR如下式(22)所示。

${\mathrm{SNR}}_0=\frac{P_t{\mathrm{\&Gamma;}}_2{\mathrm{\&gamma;}}^2}{2N}---\left(22\right)$

上式(22)中γ²的遵循具有2NK自由度(即χ_2NK ²)的卡方分布。进行本发明的最优化的功率控制时，调整信息发送功率P_t从而使次级用户(SU)的输出SNR维持在由期望值所确定的SNR₀。该期望的输出SNR值能够由关于规定的频段的容量方程式(Shannon capacityequation)算出。此处，假定了信息发送功率P_t不会丧失普遍性地被调整从而使输出SNR恒定地维持在公称值α。即，在考虑到下式(23-1)时，信息发送功率P_t由下式(23-2)所表征。

$\frac{{\mathrm{SNR}}_0}{{\mathrm{\&Gamma;}}_2}=\mathrm{\&alpha;}---(23-1)$

$P_t=\frac{2\mathrm{\&alpha;N}}{{\mathrm{\&gamma;}}^2}---(23-2)$

由上式(23-2)可知，信息发送功率P_t为随即变量RV，其分布依存于γ²。

按照上述的系统模型，主用户(PU)的瞬时性的INR如下式(24)所示。

$I_n=\frac{\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Gamma;}}_1{\mathrm{\&beta;}}^2}{{\mathrm{\&gamma;}}^2}---\left(24\right)$

由上式(24)可知，INR的分布依存于两个卡方分布RV的比值。与比较例1的恒定功率控制方法的不同点在于，在本实施例1的最佳功率控制方法中，考虑雷利衰减，在干涉限制值以下调整次级用户(SU)的信息发送功率，从而使第2次级用户(SU2)的无线信息接收机的恒定输出SNR为最大值。即，通过本实施例1的最佳功率控制方法，在确定主用户(PU)的瞬时性的INR的分配时，考虑到了干涉信道的雷利衰减以及信息发送功率的变动。

通过使用标准RV变换从而得到了主用户(PU)的瞬时性的INR(即I_n)的正确率密度函数(PDF)，如下式(25-1)所示。进而，通过使用该PDF得到了主用户(PU)的瞬时性的INR的累积分布函数(CDF)，如下式(25-2)所示。

$f_{I_n}\left(x\right)=\frac{1}{\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Gamma;}}_1}{\&Integral;}_0^{\&infin;}{\mathrm{\&nu;\&chi;}}_{2N}^2\left(\frac{\mathrm{x\&nu;}}{\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Gamma;}}_1}\right){\mathrm{\&chi;}}_{2\mathrm{NK}}^2\left(\mathrm{\&nu;}\right)\mathrm{d\&nu;}$

$={\left(\frac{x}{\mathrm{\&alpha;}}\right)}^{N-1}{(1+\frac{x}{\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Gamma;}}_1})}^{N(K+1)}\frac{\mathrm{\&Gamma;}(\mathrm{NK}+N)}{\mathrm{\&Gamma;}\left(N\right)\mathrm{\&Gamma;}\left(\mathrm{NK}\right)\mathrm{\&alpha;}{\mathrm{\&Gamma;}}_1}---(25-1)$

上式(25-2)中的₂F₁(a，b；c；z)为超几何函数。然而，该计算中，作为表示干涉信道的长期间中的统计数据的数值，需要INR的平均值。

考虑检测，在主用户(PU)的INR为误检测(MD)时，比干涉功率等级η大的正确率P_r如下式(26)所示。

$\mathrm{Pr}\{I_n>\mathrm{\&eta;}|\mathrm{MD}\}=\{1-{\stackrel{\&OverBar;}{P}}_{d,\mathrm{SC}}(N,N_0)\left\}\right\{1-F_{I_n}^{\&prime;}\left(\mathrm{\&eta;}\right)\}---\left(26\right)$

由上式(26)可知，该P_r为公称值α的函数。将本实施例1的最佳功率控制方法用于次级用户(SU)间的通信中，由于恒定输出的SNR为α′Γ₂，因而直接地根据下式(27)计算出了关于BPSK信号的BER(误码率)。

P_e＝Q(2α’Γ₂)^1/2            (27)

<数值结果>

接下来对上述实施例1与比较例1的分析模型的数值结果进行说明。具体而言，数值结果表示的是次级用户(SU)间进行的数据通信的性能。

在上面，针对雷利衰减信道中使用选择性合成(SC)进行能量检测(ED)的检测正确率推导了上述封闭式的数式(式(15))，下面对针对该数式的推导进行检证的数值结果进行说明。

第1次级用户(SU1)中有N个天线，考虑到了用相等的SNR的平均值Γ₀检测独立的雷利衰减的状况。在各衰减分组中，选择了瞬时性的SNR为最大值的天线。并且，使用所选择的天线进行能量检测(ED)，从而确定是否存在主用户(PU)的信号。

图5为用于说明将检测正确率曲线化得到的结果的附图。图5中示出了，在检测信道的SNR的平均值Γ₀从-10dB到5dB变化的情况下，使天线的数量N不同时，使用上式(15)算出的检测正确率(理论值)。在此，检测阈值使用的是，在上式(9)中将误检报警P_f置为0.01而得到的结果。另外，图5中还示出了，由实现10⁵的信道的蒙特-卡洛模拟(Monte-Carlo simulation)而得到的经验性的检测正确率(数值模拟结果)。

由结果可知，在使用了选择性合成(SC)的能量检测(ED)中，性能得到了改善。例如，在天线数为3的情况下，进行使用了选择性合成(SC)的能量检测(ED)时，检测信道的SNR为0dB时，则检测结果正确的可能性改善为从0.3～0.6。另外，由于理论性的检测正确率与经验性的检测正确率显示出了非常好的一致性，因而可以确定，上述式(15)的推导是正确的。

关于实施例1的最佳功率控制方法，研究了主用户(PU)的瞬时性的INR的分布。采用上式(25-2)，得出了，在将最佳功率控制方法应用于第1次级用户(SU1)的无线信息发送机时的主用户(PU)的INR的累积分布函数(CDF)。另外，如上所述，该累积分布函数(CDF)是由上式(22)所定义的公称值α的函数。

图6所示为，在上式(25-2)中，公称值α为1，且Γ₁为0的情况下，使次级用户(SU)的天线数量变化时的累积分布函数(CDF)的函数曲线。另外，用实现10⁵的信道的蒙特-卡洛模拟而得到的经验性的累积分布函数(CDF)的数值模拟结果也表示在图6中。

由结果可知，天线的数量越增加，则累积分布函数(CDF)的曲线越向左侧移动。例如，瞬时性的INR比0dB小时的正确率提高到0.5～0.97。这表示能够降低对主用户(PU)造成的干涉。另外，由于理论性的累积分布函数(CDF)与经验性的累积分布函数(CDF)显示出了非常好的一致性，因而可知上式(25-2)的推导是正确的。

接下来，用分析结果比较实施例1的最佳功率控制方法的性能与比较例1的恒定功率控制方法的性能。

然而，如预先所说明的，在比较例1的恒定功率控制方法中，以得到满足一定的信息发送功率P_t的最大值为最终目标。另外，在比较例1的恒定功率控制方法中，以得到满足干涉限制值的恒定输出SNR的最大值(即，αΓ₂)为最终目标。

在本数值模拟仿真中，作为干涉限制值，使用的是干涉功率等级η为0、最大正确率ξ为0.1的组合。

图7所示为将实施例1与比较例1中的正确率P_r{I_n＞η|MD}曲线化的图。具体而言，图7所示为用上式(20)与上式(26)所得到的结果。图7所示的各曲线的形状由相应的功率控制方法使用的P_t与公称值α所决定。由图7可知，在次级用户(SU)进行数据通信时，信息发送用天线为2个，信息接收用天线为2个，且使用最大比合成方式(MRC)的情况下，比较例1的恒定功率控制方法的P_t′为0.65，实施例1的最佳功率控制方法的α′为1。如此，能够根据图7提取出P_t′与α′的值。

图8为用于说明次级用户(SU)间进行的通信的BER(误码率)的性能的说明图。具体而言，图8中示出了，使用户信道Γ₂的SNR的平均值不同时的，比较例1的恒定功率控制方法的误码率BER以及实施例1的最佳功率控制方法的误码率BER。另外，用于分析BER(误码率)的数式对应于使用了P_t′与α′的上式(21)与(27)。此处，假定了检测信道以及干涉信道二者的长期间中的SNR的平均值等于0(即，Γ₀＝0dB，Γ₁＝0dB)。由图8可知，与比较例1的恒定功率控制方法相比，实施例1的最佳功率控制方法在天线的数量不同这一点上占优。例如，在BER为10^-3且使用两个无线信息发送用天线与两个无线信息接收用天线以BPSK进行数据通信的情况下，与比较例1的恒定功率控制方法相比，实施例1的最佳功率控制方法在SNR上得到了3dB的改善。将比较例1的恒定功率控制方法应用于认知无线通信系统(CRS)中，则，次级用户(SU)的最大比合成方式(MRC)式的无线信息接收机观测了遵从具有平均值P_t′Γ₂K的卡方分布的随机的SNR值。另一方面，将实施例1的最佳功率控制方法应用于认知无线通信系统(CRS)中，则，次级用户(SU)的最大比合成方式(MRC)式的无线信息接收机生成具有SNR值(α′Γ₂)的等价的AWGN信道。

产业上的可利用性

本发明能够很好地应用在无线通信特别是认知无线通信等领域。

附图标记说明

1、5 基地站；10 无线通信装置(主用户(PU))；20、20a、20b无线通信装置(次级用户(SU))；21 信息接收部；22 复合天线；23 带通滤波器；24 RF；27 频谱检测器部；29 基带处理器；30 检测信道；40 干涉信道；50 用户信道；100 认知无线通信系统。

Claims (5)

1.一种功率控制方法，用于控制认知无线通信中所使用的通信功率，其特征在于，

包括：

根据与干涉相关的控制信息，推算SNR(SN比)的目标值的推算步骤；

根据由所述推算步骤推算出的SNR的目标值调整所述通信功率的调整步骤，

进行所述认知无线通信的无线通信系统包括：认知无线通信用的基地站、能够进行无线通信的第1无线通信装置、能够进行无线通信的第2无线通信装置，

所述第1无线通信装置包括无线信息接收机，

所述第2无线通信装置包括无线信息发送机，

所述第1无线通信装置为次级用户，所述功率控制方法还包括：所述基地站将与所述干涉相关的控制信息发送给次级用户的所述第1无线通信装置的所述无线信息接收机的步骤，所述干涉为对主用户的通信造成的干涉，

在所述推算步骤中，所述第1无线通信装置的无线信息接收机根据所述控制信息推算SNR的目标值，并且将包含该SNR的目标值的指令通知给所述第2无线通信装置的无线信息发送机，

在所述调整步骤中，所述第2无线通信装置的无线信息发送机根据所述SNR的目标值调整由所述第1无线通信装置的无线信息接收机向所述第2无线通信装置发送无线信号的信息发送功率，

从而，使所述第1无线通信装置与所述第2无线通信装置以被调整后的所述信息发送功率进行所述认知无线通信。

2.根据权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，

所述SNR对应于从多个输出值中选择出的一个，

所述调整步骤包括：

从所述多个输出值中选择最大值的步骤，该最大值从不会超过所述SNR的目标值的输出值中选择；

作为所述通信功率的调整，将输出值变更为所述最大值的步骤。

3.根据权利要求1所述的功率控制方法，其特征在于，

与所述干涉相关的控制信息由，所述第1无线通信装置的干涉功率等级以及所述第1无线通信装置的干涉值超过所述干涉功率等级η的概率的最大值这二者表征。

4.一种认知无线通信系统，包括多个无线通信装置，其特征在于，

还包括：

第1无线通信装置，其作为次级用户，获取与干涉相关的控制信息，并根据获取到的与干涉相关的控制信息推算SNR的目标值，将含有该SNR的目标值的指令发送给同样是次级用户的下述第2无线通信装置，该干涉为对主用户的通信造成的干涉；

第2无线通信装置，其根据所述SNR的目标值调整通信功率，

从而，使所述第1无线通信装置与所述第2无线通信装置能够以被调整后的通信功率进行认知无线通信。

5.一种无线通信装置，用于进行认知无线通信，其特征在于，

所述无线通信装置作为次级用户，获取与干涉相关的控制信息，并根据获取到的与干涉相关的控制信息推算SNR的目标值，将含有该SNR的目标值的指令发送给同样是次级用户的其他的无线通信装置，所述干涉为对主用户的通信造成的干涉，

所述其他的无线通信装置包括：根据来自于所述无线通信装置的SNR的目标值调整所述认知无线通信所使用的通信功率的机构，

从而，使所述无线通信装置与所述其他的无线通信装置间能够以被调整后的通信功率进行认知无线通信。