CN102412812B

CN102412812B - 脉宽调制器

Info

Publication number: CN102412812B
Application number: CN201110281093.6A
Authority: CN
Inventors: G.普法芬格
Original assignee: Harman Becker Automotive Systems GmbH
Current assignee: Harman Becker Automotive Systems GmbH
Priority date: 2010-09-21
Filing date: 2011-09-21
Publication date: 2014-12-31
Anticipated expiration: 2031-09-21
Also published as: US8633779B2; CN102412812A; US20120068781A1; EP2432124A1; EP2432124B1

Abstract

本发明揭示了用于依照输入信号调制矩形载波信号的脉宽调制器。该调制器包括：接收输入信号并被配置成生成数字输出字的调制单元，其中输出字具有预定义个数字，其包括第一组连续的“1”和第二组连续的“0”数字，并且在其中数字“1”的部分代表数字输入信号。该调制器进一步包括被配置成生成伪随机序列的随机数生成器，以及翻转单元，该翻转单元被配置成依照该伪随机序列翻转或不翻转由调制单元提供的输出字，因此，提供了随机调整数字脉宽调制输出信号。

Description

脉宽调制器

技术领域

本发明涉及电磁辐射减少的数字式脉宽调制器。

背景技术

脉宽调制(PWM)是一种广泛流传的技术，利用该技术来依照在给定的间隔内可能有限或无限个值的调制信号调制矩形信号的脉冲宽度。例如，在-15V至15V的范围内的电压信号可被变换成脉宽调制矩形信号，此信号只有两种状态，即，-15V和+15V。脉宽调制矩形信号的占空比代表电压信号(即调制信号)的电压值，由此，在本示例中，占空比50％对应0V，占空比为零对应于-15V，且占空比100％对应于+15V。经调制的矩形信号的频率因而通常是恒定的，并被表示为PWM频率。脉宽调制信号的频谱由调制信号的频谱以及归因于矩形载波信号的其他频谱分量(即PWM频率和相应的高次谐波)构成。因此，可以通过简单的低通滤波从脉宽调制信号中重建原始信号(调制信号)。但是，取决于应用，为了提供对PMW频率与相关谐波的充分的衰减，不得不采用复杂的滤波电路。然而，归因于载波的这些频谱分量通常出现在射频波段，并因此引起不希望的电磁干扰(EMI)。

PWM调制器通常用于开关式电源中。此外，脉宽调制也适用于所谓的D类放大器中的音频信号。为了降低开关式电源中的纹波电压(ripplevoltage)或改善数字放大器的信噪比(SNR)，并进一步为了能够实现简单而廉价的滤波电路和提高PWM应用的电磁适应性(EMC)，存在对于改进的PWM方法和相应系统的需求。

发明内容

揭示了一种用于依照数字的输入信号或备选地依照模拟的输入信号调制矩形载波信号的脉宽调制器。该调制器包括：接收数字输入信号并被配置成生成数字输出字的调制单元，其中输出字具有预定义个数字，其包括第一组连续的“1”和第二组连续的“0”数字，并且其中数字“1”的部分代表数字输入信号。该调制器进一步包括被配置成生成伪随机序列的随机数生成器，以及翻转单元，该翻转单元被配置成依照伪随机序列翻转或者不翻转由调制单元提供的输出字，从而提供随机调整的数字脉宽调制输出信号。

附图说明

参照以下附图与说明可以更好地理解本发明。图中的部件无需按比例绘制，重点放在说明本发明的原理上。而且在图中，相似的参考编号指示相应的部分。在附图中：

图1是说明传统的D类放大器的框图；

图2是说明标准PWM调制器的框图；

图3更详细地说明了图2的PWM调制器的功能；

图4是说明根据本发明的一个示例的包括MLS-PWM调制器的D类放大器的框图；

图5更详细地说明了MLS-PWM调制器的一个示范性实施例；

图6通过已调制的PWM信号的时序图说明MLS脉宽调制的效果；以及

图7通过对比传统PWM信号的频谱来说明MLS PWM信号的频谱；

图8示出了MLS-PWM调制器的另一示范性实施例。

具体实施方式

图1是说明了使用PWM调制的全数字D类音频放大器的基本组件的框图。数字输入信号x[n]被供给到数字处理单元10，该数字处理单元10可以执行一些诸如均衡或类似处理的音频信号处理任务。经处理的数字音频信号表示为s[n]，其作为输入信号被供给到PWM调制器20，该PWM调制器20被配置成使用音频信号s[n]来调制矩形载波信号，因而在其输出端提供相应的PWM信号m(t)。该PWM信号m(t)具有预定周期(PWM周期T_PWM)，此周期是PWM频率f_PWM的倒数。PWM信号m(t)通过开关输出级(switchingoutput stage)30被放大，该开关输出级30通常被实现为连接在正负电源线之间的晶体管半桥。经放大的PWM信号由低通滤波器40(备选地可采用带通滤波)进行滤波，并被供给到负载，在此情况下中，该负载为扬声器50。

应该注意的是，D类放大器应该被视为PWM调制器的示范性应用。PWM调制器可有效地应用于其中的其它应用是直流电机的控制、开关模式电源或类似应用。

在下面的讨论中主要使用了数字信号，因此例如离散时间信号x被写成x(n)，其中被方括号括起来的符号n表示时间指数，为整数。类似地，连续的时间信号x被称为x(t)，其中由圆括号括起来的符号t表示时间，为实数。因为在许多情况下数字和模拟的实现可以是等同的，所以如果没有明确指出，下述内容将对数字和模拟信号均适用。

图2说明了常规PWM调制器的示范性实现。在本示例中，调制器包括锯齿波信号发生器201，其提供了锯齿波信号r[n]，该锯齿波信号r[n]具有限定坡度的上升边缘。备选地，可由相应的阶梯波信号代替该锯齿波信号，尤其是采用数字实现时。每个PWM周期T_PWM＝1/f_PWM，信号r[n]从最小值r_min斜坡上升(连续或逐步地)到最大值r_max。在每一个周期结束时，锯齿波(或阶梯)信号从r_max复位到r_min。将输入信号s[n]与参考信号r[n]相比较。只要参考信号r[n]低于输入信号s[n](即当r[n]＜s[n]时)，则比较器单元202输出高信号(开启值)。一旦参考信号r[n]超过输入信号s[n](即，当r[n]≥s[n]时)，比较器单元202输出低信号(关闭值)。调制器的输出为高时的时间间隔的长度被表示为开启时间T_ON，并且开启时间T_ON与PWM周期T_PWM的比T_ON/T_PWM定义为占空比，其与输入信号值s[n]线性相关。本示例涉及所谓的前沿PWM调制器(leading edge PWM modulator)，因为锯齿波信号r[n]在每个PWM周期成斜坡上升。此外，后沿PWM(trailing edge PWM)和双沿PWM调制器(double edge PWM modulator)是已知的。

在图3中通过输入信号s[n]、锯齿波信号r[n]以及已调制的信号m(t)的时序图说明以上讨论的PWM调制器的功能。从图3可以看出，PWM输出信号(已调制的信号m(t))的占空比T_ON/T_PWM按照输入信号s[n]调制。当r[n]＜s[n](即在时间间隔T_ON内)时，已调制的信号m(t)位于高电平，而当r[n]＞s[n](即在剩余的PWM周期T_PWM内)时，已调制的信号m(t)位于低电平。结果，已调制的信号m(t)的占空比与输入信号s[n]的电平成正比。因此，已调制的信号m(t)是输入信号s[n]的数字表现形式(仅包括高、低电平)。图3的底部图说明的示例被称为标准PWM或“前沿”PMW，因为其上升沿，从而导致工作周期(on-period)T_ON总是在PWM周期T_PWM的开始处出现。备选地，可使用“后沿”PWM，其中工作周期出现在PWM周期T_PWM的末端处。

图4是说明了使用增强型PWM调制的D类音频放大器的变形的框图。正如图1的示例中，数字输入信号x[n]被供给数字处理单元10，其可以执行一些诸如均衡或类似的音频信号处理任务。经处理的数字音频信号s[n]被用作随后的PWM调制的输入信号。也就是说，信号s[n]被供给到PWM调制器单元20，此单元被配置成使用音频信号s[n]调制矩形载波信号，因此在其输出端提供了相应的PWM输出信号m(t)，此输出信号的占空比代表了输入信号s[n]的当前电平。正如以上解释的，PWM输出信号m(t)具有表示为T_PWM的PWM周期，该周期是PWM频率f_PWM的倒数。PWM输出信号m(t)被放大，随后通过例如低通滤波器40滤波，被供给到负载，在此情况下该负载为扬声器50。

对比图1中已知的信号处理链，本示例的PWM调制器具有进一步的输入端，其接收随机或者伪随机信号a[n](例如白噪声或有色噪声)。若干种产生伪随机信号或序列的方法是已知的。在本示例中，最大长度序列(MLS)成功地作为数字伪随机信号a[n]被使用。经调整的PWM调制器因而也称为MLS-PWM调制器20。随机信号a[n]被用于针对每个PWM周期T_PWM随机且分别地判定是否将完整PWM周期T_PWM的工作周期T_ON放置在PWM周期T_PWM末端的开始处。结果，由于矩形载波信号具有频率f_PWM和高次谐波，频谱分量的幅度在PWM输出信号m(t)的频谱中显著降低，从而减少了电磁干扰(EMI)，并且提高了使用MLS-PWM调制器的整体应用中的电磁适应性(EMC)。

图5更详细地说明了依照本发明的例如在如图4中说明的D类放大器中使用的PWM调制器的一个示例。图5中说明的示范性PWM调制器采用4比特数字输入信号s[n]操作，该4位数字输入信号s[n](在离散时间n处)具有当前二进制值0101，其代表十进制中的数字5。输入信号s[n]被馈给调制单元220，该调制单元220在其输出端提供了具有对应于s[n]当前值的多个数字“1”的16位字m₁[n]，在此情况中的16位字m₁[n]是由5个数字“1”和11个数字“0”组成的，因为输入信号s[n]的当前值等于5(即二进制的0101)。通常，调制器220的输出信号m₁[n]是一个2^b位字的序列，其中b是输入信号s[n]的位元数(即，在该示例中b＝4，且2^b＝16)。

输出信号m₁[n]可被视为数字PWM信号，因为该字m₁[n]是由一组s[n](在当前示例中等于5)个连续数字“1”，跟随着一组2^b-s[n](在当示例中等于11)个连续数字“0”组成的，从而形成一种代表了一个PWM周期T_PWM的数字标准(前沿)PWM样本。使用转换率为2^b·f_PWM的1位元数字/模拟转换器将这样的数字PWM信号m₁[n]按位转换成模拟信号，将直接产生适宜的常规PWM信号，正如使用图2的调制器所实现的那样。因此，1位元数字/模拟转换器可以如单极开关那样的简单方式实现。然而，取决于应用，更为复杂的数字/模拟转换可能是适宜的。

在数字/模拟转换前，数字PWM信号m₁[n](调制器单元220的输出)被供给到翻转单元(flipping unit)230，该翻转单元230被配置成依照随机(或伪随机)信号当前值翻转(或者不翻转)代表当前调制器输出的2^b位元字m₁[n]。翻转单元可以被实现成例如双向移位寄存器(例如在硬件实现中)，或者，被实现成可转换的FIFO/FILO内存(尤其在软件实现中)。可转换的FIFO/FILO可被视为双向移位寄存器的软件实施。而且，当使用适当的数字信号处理器时，特殊的机器指令可以用于执于翻转操作。在本示例中，翻转单元230可以被看作移位寄存器，在每个PWM周期将数字PWM信号m₁[n]的当前值(2^b位元的字)加载到该移位寄存器中一次。然后此2^b位元的字m₁[n]被向左或向右移位(根据随机值a[n])，以提供一系列输出数据流(例如，具有2^b·f_PWM的时钟频率)，其被供应到1位元D/A转换器240以便生成模拟PWM信号m(t)。将此2^b位元字m₁[n]向左还是向右移位取决于信号a[n]的随机值。例如，如果当前随机值a[n]是“1”，那么可将字m₁[n]向左移位，从而使m₁[n]的位元序列不变；而如果当前随机值a[n]是“0”，那么可将字m₁[n]向右移位，从而颠倒(即，翻转)m₁[n]的位元序列。

通过图6的时序图进一步说明了包括翻转装置230的MLS-PWM调制器20的功能。图6的上图说明了如果不存在翻转单元230将观测到的经数模转换的PWM输出信号m(t)。图6的上图的PWM信号m(t)表示了具有PWM周期f_PEM ^-1的常规的前沿PWM信号。图6的中部图表示由随机发生器250提供的随机序列a[n]。该随机序列可以是，例如，最大长度序列。如上所述，序列a[n]可以例如被假设成伪随机序列，其中如果相应的随机值a[n]是“0”，则代表一个PWM周期的调制器单元220的输出字被颠倒(翻转)，而如果相应的随机值a[n]是“1”，则所述输出字保持不变。结果，在与随机值“0”相关联的PWM周期内，图6的上图说明的前沿PWM信号被翻转成后沿PWM信号。在与随机值“1”相关联的PWM周期内，没有执行翻转。当然，可在不改变MLS-PWM调制器20的功能的情况下颠倒随机序列。

利用相对于图5和图6描述的MLS-PWM调制器20，有可能生成不具有在PWM频率f_PWM处的突起的谱线并不具有高次谐波的脉宽调制信号。也就是说，将PWM调制器20的操作模式从前沿PWM随机改变到后沿PWM破坏了所提及的谱线，且反之亦然，并且PWM载波信号的功率分布在较宽的频谱范围内，因此，消除了在f_PWM处的突起的谱线和相应的高次谐波。这种效果可在图7中看出。

图8说明了对提供随机的(依据随机信号a[n])前沿或后沿PWM信号m(t)的MLS-PWM调制器20的另一种实现。图8的示意性框图说明了可能的数字实现或调制器20。虽然没有直接示出翻转单元230，但是翻转单元可以被看作是计数器222的一部分，计数器222负责从“正计数”模式转换到“倒计数”模式。例如，假设4位元计数器222(即b＝4)从最小值(例如0000)开始正计数，从而生成阶梯波序列r[k]。当达到最大值(例如1111)时，发生计数器溢位，并且从最小值(例如0000)重新开始计数。该计数器使用频率为PWM频率f_PWM的2^b倍(例如，本示例中为16倍)的时钟信号(见时钟发生器210)计时。该阶梯波序列r[k]以及输入信号s[n](时间指数n为表示地板函数(floor function))被馈给比较器单元221，只要比较器单元221便在其输出端生成高电平(即，二进制的“1”)，否则生成低电平(即，二进制的“0”)。因此，该比较器的输出是代表数字前沿PWM信号的一系列2^b位元的字m[k]，数字前沿PWM信号在经过如图5的示例中所示的D/A转换时会产生模拟PWM输出信号m(t)。

当依照信号a[n]的当前随机值将计数器的操作模式转换到“倒计数”时，前沿PWM被变换为后沿PWM，并且比较器221的输出字被颠倒(翻转)，因此产生后沿PWM信号m(t)。鉴于上述内容，计数器222结合比较器221可以被看作是如图5的示例中所说明的调制器单元220，并且负责从“正计数”模式转换到“倒计数”模式的计数器222的部分可以被看作是翻转单元230。

虽然已经详细地描述了本发明及其优点，但是应该理解，在此可做出多种变化、替换和改变，而不会背离如随附权利要求定义的本发明的精神和范围。例如，本领域技术人员将容易理解的是，逻辑电平可被反转，或者可用串行比特流取代并行比特流，而仍在本发明的范围内。

此外，本申请的范围并非意图被局限于说明书中描述的本发明的特定实施例内。正如本领域普通技术人员将很容易从本发明的揭示内容体会到，依据本发明可利用与在此描述的相应实施例执行基本上相同的功能或达成基本上相同的结果的调制器和方式。

Claims

1.一种脉宽调制器，用于依据数字输入信号(s[n])调制矩形载波信号，该调制器包括：

调制单元(220)，其接收所述数字输入信号(s[n])并被配置成生成数字输出字，该输出字(m₁[n]，m[k])具有预定义个数字(2^b)，其包括第一组连续的“1”和第二组连续的“0”数字，其中所述“1”数字的部分代表所述数字输入信号(s[n])；

随机数生成器(250)，其被配置成生成伪随机序列(a[n])；以及

翻转单元(230)，其被配置成依据所述伪随机序列(a[n])的当前值翻转或者不翻转由所述调制单元(220)提供的所述输出字(m₁[n]，m[k])，因此提供了随机调整的数字脉宽调制输出信号。

2.如权利要求1所述的脉宽调制器，其中所述翻转单元(230)是双向移位寄存器，并且其移位方向依据所述伪随机序列(a[n])设定。

3.如权利要求1所述的脉宽调制器，其中所述翻转单元(230)是被配置成依据所述伪随机序列(a[n])以FIFO模式或者FILO模式操作的缓冲器。

4.如权利要求1所述的脉宽调制器，

其中所述调制单元(220)包括生成阶梯波信号(r[k])的计数器(222)以及接收所述数字输入信号(s[n])和所述阶梯波信号(r[k])的数字比较器(221)，该比较器(221)的输出提供了所述调制单元(220)的输出字(m₁[n]，m[k])，并且

其中，所述翻转单元(230)被配置成依据所述伪随机序列(a[n])将所述计数器从正计数模式转换成倒计数模式，和从倒计数模式转换成正计数模式。

5.如权利要求1至4中的任一项所述的脉宽调制器，进一步包括1位数字模拟转换器(240)，该1位数字模拟转换器(240)被配置成将所述随机调整的数字脉宽调制输出信号转换成相应的模拟信号(m(t))。

6.如权利要求1所述的脉宽调制器，其中所述随机序列(a[n])是最大长度序列。

7.如权利要求1所述的脉宽调制器，

其中由所述调制单元(220)接收的所述数字输入信号(s[n])是代表要被PWM调制的输入样本的b位的字，并且

其中由所述调制单元(220)提供的所述输出字(m₁[n]，m[k])是2^b位的字。

8.如权利要求4所述的脉宽调制器，

其中由所述调制单元(220)接收的所述数字输入信号(s[n])是代表将被PWM调制的输入样本的b位的字，并且

其中所述计数器通过时钟发生器(210)计时，该时钟发生器(210)提供频率(f_CLK)为PWM频率的2^b倍的时钟信号。

9.如权利要求8所述的脉宽调制器，

其中依据所述伪随机序列的值，所述脉宽调制输出信号是前沿PWM信号或者后沿PWM信号。

10.如权利要求1所述的脉宽调制器，进一步包括被配置成实现所述随机数生成器、所述调制单元和所述翻转单元的功能的微处理器。