CN102386955A - 干扰对齐方法和设备及多信道通信系统 - Google Patents

干扰对齐方法和设备及多信道通信系统 Download PDF

Info

Publication number
CN102386955A
CN102386955A CN2010102773665A CN201010277366A CN102386955A CN 102386955 A CN102386955 A CN 102386955A CN 2010102773665 A CN2010102773665 A CN 2010102773665A CN 201010277366 A CN201010277366 A CN 201010277366A CN 102386955 A CN102386955 A CN 102386955A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
desired signal
interference
vector
reception
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2010102773665A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102386955B (zh
Inventor
李斌
罗毅
沈晖
朱胡飞
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN201010277366.5A priority Critical patent/CN102386955B/zh
Priority to PCT/CN2011/074718 priority patent/WO2011137829A1/zh
Priority to EP11777248.3A priority patent/EP2602943B1/en
Priority to ES11777248T priority patent/ES2711836T3/es
Publication of CN102386955A publication Critical patent/CN102386955A/zh
Priority to US13/784,182 priority patent/US8913680B2/en
Application granted granted Critical
Publication of CN102386955B publication Critical patent/CN102386955B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0426—Power distribution
    • H04B7/0434—Power distribution using multiple eigenmodes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0617—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal for beam forming
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)

Abstract

本发明提供一种干扰对齐方法和设备及多信道通信系统。该方法包括获取多信道通信系统中的信道矩阵；根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号；获取预编码向量及接收向量，使得在所述第一期望信号对应的接收端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一接收信号及第二接收信号为在发射端采用对应的预编码向量对发射信号预编码处理后发送给接收端的。本发明实施例可以提高干扰对齐时的系统性能。

Description

干扰对齐方法和设备及多信道通信系统
技术领域
本发明涉及移动通信技术，尤其涉及一种干扰对齐方法和设备及多信道通信系统。
背景技术
无线通信系统中存在高斯干扰信道，如图1所示，为两用户高斯干扰信道，这种信道可自然扩展到K个用户的干扰信道，多个用户间存在着相互干扰的信道称为干扰信道，图1中x1、x2为信号发送点，y1、y2为对应的远端信号接收点，实线箭头表示正常的信号传输，虚线箭头表示某信号发送点的信号对其余信号发送点的远端接收点的干扰，由图1可以看出，对于x1点的待发射信号而言，x2点的发射信号是它的干扰源；当然，x1点的待发射信号对x2点的发射信号而言也是它们的干扰源。换言之，h12和h21为干扰信道，h12和h21将会导致Tx1对Rx2以及Tx2对Rx1形成干扰。该高斯干扰信道下，不同用户的信号存在相互干扰，用户间数据不能共享，无法联合发送，但每个用户均知道完整的信道矩阵。
通过研究发现，干扰对齐的方法可以实现高斯干扰信道的自由度。干扰对齐是指在已知信道矩阵的情况下，通过发射端预处理，将每个接收端的期望信号与干扰信号在空间上分离。现有干扰对齐方式之一是使得在接收端，来自不同发射端的干扰对齐到一个空间维度上，且与期望信号位于不同的空间维度上，从而避免对期望信号的干扰。现有干扰对齐方式之二是使得在接收端经接收向量滤波后的接收信号中的干扰信号相互叠加后形成的信号能够形成格状星座图。
发明人发现现有技术中至少存在如下问题：现有技术一的要求所有的干扰信号对齐在同一个方向上且该对齐方向与期望信号在不同的方向上，当干扰对齐后的干扰和期望信号在空间方向上接近时，这将使得接收端消除干扰时也使得期望信号的功率变小，期望信号的接收端的信噪比比较低，难以满足实际需要；针对现有技术二，现有研究在两个以上用户的干扰信道下，难以用格构造的方法实现干扰对齐。即现有技术中两种方案采用单一的方式都很难使得多信道通信系统的干扰对齐达到最佳性能。
发明内容
本发明实施例是提供一种干扰对齐方法和设备及多信道通信系统，兼并两种现有干扰对齐方案的优势而避免其劣势，以提高干扰对齐的性能。
本发明实施例提供了一种干扰对齐方法，包括：
获取多信道通信系统中的信道矩阵；
根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；
获取预编码向量及接收向量，使得在所述第一期望信号对应的接收端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一接收信号及第二接收信号为在发射端采用对应的预编码向量对发射信号预编码处理后发送给对应的接收端的。
本发明实施例提供了一种干扰对齐设备，包括：
第一获取模块，用于获取多信道通信系统中的信道矩阵；
确定模块，用于根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；
第二获取模块，用于获取预编码向量及接收向量，使得在所述第一期望信号对应的接收端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一接收信号及第二接收信号为在发射端采用对应的预编码向量对发射信号预编码处理后发送给对应的接收端的。
本发明实施例提供了一种发射机，包括上述的干扰对齐设备，以及，用于采用所述干扰对齐设备输出的预编码向量对发射信号进行预编码处理后发送的发射器。
本发明实施例提供了一种多信道通信系统，包括：至少两个接收机和至少两个发射机及干扰对齐设备，其中，所述干扰对齐设备用于获取预编码向量和接收向量，使得在第一期望信号对应的接收机端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收机端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；所述发射机用于采用所述干扰对齐设备输出的对应的预编码向量对发射信号进行预编码处理后，发送给对应的接收机；所述接收机用于采用所述干扰对齐设备输出的对应的接收向量对对应的接收信号进行滤波后，得到期望信号。
由上述技术方案可知，本发明实施例的干扰对齐方法和设备及多信道通信系统，通过获取预编码向量及接收向量，使得第一期望信号对应的接收端的第一接收信号经过滤波后其干扰信号叠加后的信号具有格状星座图的特性，及第二期望信号对应的接收端的第二接收信号经过滤波后其干扰信号被消除，即部分接收信号采用现有技术一的实现原理，另外部分接收信号采用现有技术二的实现原理，可以结合现有两种技术的优势而避免其劣势，使得系统性能最佳。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中高斯干扰的示意图；
图2为本发明第一实施例的干扰对齐方法流程示意图；
图3为本发明第二实施例对应的多信道通信系统结构示意图；
图4为本发明第二实施例的干扰对齐方法的流程示意图；
图5为本发明第三实施例对应的多信道通信系统结构示意图；
图6为本发明第三实施例的干扰对齐方法的流程示意图；
图7a为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图一；
图7b为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图二；
图7c为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图三；
图7d为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图四；
图8为本发明第四实施例的干扰对齐方法流程示意图；
图9为本发明第三实施例中采用迭代法获取预编码向量及接收向量的方法流程示意图；
图10为本发明第四实施例的干扰对齐设备结构示意图；
图11为本发明第五实施例的多信道通信系统结构示意图；
图12为采用本发明实施例中的解析法与采用解析法的现有技术一的比较仿真示意图；
图13为采用本发明实施例中的解析法与采用解析法及迭代法的现有技术一的比较仿真示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在现有的干扰对齐方法中，通常将各期望信号的干扰信号在接收端对齐在同一个空间方向上，虽然多个干扰信号能相互对齐，但由于需要在多个接收端进行对齐，这样的约束使得期望信号投影在干扰信号的正交方向的信号强度较弱，因而接收信噪比较差，影响了系统性能的提升。
发明人发现，在这种情形下，通常在接收端，干扰信号与期望信号的空间均较接近导致了性能的下降，但是，此时如能将干扰信号与期望信号进行较小的空间调整，并通过发射端的功率调整，使得干扰信号与期望信号构造成一个格，将使得干扰信号与期望信号能够较容易的分离，提高了期望信号的接收信噪比，最终提高系统性能。
图2为本发明第一实施例的干扰对齐方法流程示意图，该方法可以包括：
步骤21：获取多信道通信系统中的信道矩阵。
其中，用H表示信道矩阵，这里的信道矩阵包括多信道通信系统中的不同发射端对不同接收端的信道矩阵。
步骤22：根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号，所述第一期望信息采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信息采用波束成形的方式实现干扰对齐。
需要说明的是，这里的第一期望信号和第二期望信号表示的是两种不同类型的期望信号。具体的，一种期望信号即第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，另一种期望信号即第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐。
应当理解的是，每种类型的期望信号可以是一个，也可以是多个，具体根据实际应用来决定。
其中，可以采用和速率最大化准则确定系统的第一期望信号和第二期望信号，具体可以为：根据信道矩阵，计算在不同的第一期望信号和第二期望信号组合下能够实现的和速率；选取在不同的第一期望信号和第二期望信号组合下，和速率最大时所对应的第一期望信号和第二期望信号作为系统的第一期望信号和第二期望信号。
当所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号确定后，可以确定出各干扰信号相对于期望信号的相对等效信道增益qij，本发明实施例中所述的相对等效信道增益是指第一期望信号和第二期望信号经第一期望信号所对应的接收向量滤波后，第一期望信号星座点间的最小欧式距离与第二期望信号星座点间的最小欧式距离之比。
步骤23：获取预编码向量及接收向量，使得在所述第一期望信号对应的接收端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一接收信号及第二接收信号为在发射端采用对应的预编码向量对发射信号预编码处理后发送给对应的接收端的。
其中，所述格构造的方式具体包括：干扰信号经接收向量滤波后，在同一空间方向或彼此正交的两个空间方向上进行叠加，使得叠加后的干扰信号具有规则的星座图，即具有格状星座图的特性。进一步地，可以是星座点的最小距离大于期望信号星座点最小距离的2倍。
另外，获取预编码向量及接收向量可以采用如下方式：确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及确定与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；根据与各第一期望信号及第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、该信道矩阵，确定所述预编码向量及接收向量。
其中，根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵，确定预编码向量及接收向量可以采用解析法或者迭代法。
预编码向量用于在发射端对发射信号进行编码，发射信号可以采用正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)、正交相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，QPSK)或者双相移相键控(Binary Phase Shift Keying，BPSK)方式进行调制。
接收向量用于在接收端对接收信号进行接收滤波。
可见，本实施例通过获取预编码向量和接收向量，可以使得在部分接收端的干扰信号具有格状星座图的特性，部分接收端的干扰信号被消除，可以避免在接收端所有干扰信号采用单一的干扰对齐方式造成的问题，提高系统性能。
在求取预编码向量和接收向量时，可以采用解析法和迭代法，第二实施例及第三实施例是采用解析法针对不同的系统计算预编码向量和接收向量的流程。第四实施例是采用迭代法计算预编码向量和接收向量的流程。
本发明实施例中，将现有技术中的两类干扰对齐方法结合，在现有技术一的干扰对齐的基础上，根据信道条件自适应地选取用户进行信号构造，通过发射端预编码结合功率调整，使得经过滤波后的接收信号的所有干扰信号叠加后的信号能够形成格状星座图，且每个格点对应的期望信号信息是唯一的，同时格点的距离大于或等于期望信号在无干扰条件下的星座点的欧式距离，从而能够有效检测出期望信号，降低干扰的影响。
如果系统实现干扰对齐后，期望信号与干扰信号强相关，通过使qij等于零来达到消除干扰的目的，将使得期望信号的接收功率减小，导致期望信号的接收信噪比较小。如果采用在接收端形成格的方法，虽然通过接收向量后干扰与期望信号仍然叠加在一起，但由于其形成格点(每一个格点包含一个唯一的期望信号信息)，因此可以在不降低期望信号功率的条件下，检测出期望信号，从而提高了系统性能。
图3为本发明第二实施例对应的多信道通信系统结构示意图，参见图3，本实施例以3个发射端和3个接收端为例，当然，并不限于3个，也可以为其他数量的多个发射端和多个接收端组成的多信道通信系统。本实施例的系统包括三个基站和三个用户设备，应当理解的是，这里的基站为发射端，用户设备为接收端，每个基站有两个发射天线，每个用户设备有两个接收天线。其中，第一基站待发送的信号为d1，第二基站待发送的信号为d2，第三基站待发送的信号为d3，第一用户设备的期望信号为d1，第二用户设备的期望信号为d2，第三用户设备的期望信号为d3，多信道通信系统中的信道矩阵分别H11，H12，H13，H21，H22，H23，H31，H32，H33，可以理解为多信道通信系统中不同发射机对应不同接收机的信道矩阵。
请参阅图4，为本发明第二实施例的干扰对齐方法的流程示意图，该方法可以应用于如图3所示的系统中，如图4所示，该方法可以包括：
步骤41：获取多信道通信系统中的信道矩阵H11，H12，H13，H21，H22，H23，H31，H32，H33；
步骤42：根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统中的第一期望信号和第二期望信号。
需要说明的是，这里的第一期望信号和第二期望信号表示的是两种不同类型的期望信号。具体的，一种期望信号即第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，另一种期望信号即第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐。
应当理解的是，每种类型的期望信号可以是一个，也可以是多个，具体根据实际应用来决定。
其中，可以采用如下方式确定第一期望信号和第二期望信号：
根据信道矩阵，计算在不同的第一期望信号和第二期望信号组合下能够实现的和速率；
选取不同的第一期望信号和第二期望信号组合下，和速率最大时所对应的第一期望信号和第二期望信号作为多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号。
步骤43：确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零。
其中，相对等效信道增益qij需要满足的条件为：qij为实数，虚数或零，且|qij|＝0或|qij|≥2qj，其中qj为dj的星座图中最远点的实部或虚部的模，同时，当|qij|≥|qkj|≠0时满足|qij|＝|qkj|或|qij|≥2|qkj|。
qij表示的是第i个流(干扰信号)相对于第j个流(期望信号)的等效信道增益，例如，在图3中，q21代表的是d2相对于d1的等效信道增益，所描述内容可自然扩展，这里不再赘述。
上述qij需要满足的条件可以使得在接收端部分用户的接收信号经过接收向量滤波后具有格状星座图特性，及部分用户的干扰信号对齐在与期望信号不同的同一个空间维度上。
例如，可能存在以下三种情况：
情况一，在接收端1将干扰对齐到一个方向上，且与接收波束1正交，而在接收端2和3上形成格，则此时要求q21＝q31＝0，q12＝q32，q13＝q23。
情况二，在接收端2将干扰对齐到一个方向上，且与接收波束2正交，而在接收端1和3上形成格，则此时要求q21＝q31，q12＝q32＝0，q13＝q23。
情况三，在接收端3将干扰对齐到一个方向上，且与接收波束3正交，而在接收端1和2上形成格，则此时要求q21＝q31，q12＝q32，q13＝q23＝0。
上述情况具体为哪一种，可以根据和速度最大准则确定出第一期望信号及第二期望信号后确定，例如，根据和速率最大准则确定出第一期望信号为接收端1的期望信号，第二期望信号为接收端2、3的期望信号时，则确定为情况一，采用的相对等效信道增益分别为：q21＝q31＝0，q12＝q32，q13＝q23，其余类似。
步骤44：根据qij和H11，H12，H13，H21，H22，H23，H31，H32，H33，采用解析法得到预编码向量v1，v2，v3和接收向量u1，u2，u3。
其中，vn＝[vn1 vn2]T，1≤n≤3；um＝[um1，um2]，1≤m≤3。
具体的，预编码向量及接收向量是通过如下步骤得到的：
如果采用预编码的方式发送，假设预编码向量分别为v1，v2，v3，噪声向量分别为n1、n2，n3(零均值，方差为
Figure BSA00000266837700101
)，则接收信号R1，R2，R3分别为：
R1＝H11v1d1+H21v2d2+H31v3d3+n1
R2＝H12v1d1+H22v2d2+H32v3d3+n2
R3＝H13v1d1+H23v2d2+H33v3d3+n3                           (1)
假设接收向量分别为u1，u2，u3，则经过接收向量滤波后的信号X1，X2，X3分别为：
X 1 = u 1 R 1 X 2 = u 2 R 2 X 3 = u 3 R 3 - - - ( 2 )
而为了使接收信号形成格，则，需要满足如下条件：
X1＝u1H11v1(d1+q21d2+q31d3)+u1n1
X2＝u2H22v2(d2+q12d1+q32d3)+u2n2
X3＝u3H33v3(d3+q13d1+q23d2)+u3n3                           (3)
要使公式(3)成立，则：
u 1 q 21 H 11 v 1 - H 21 v 2 q 31 H 11 v 1 - H 31 v 3 = 0 u 2 q 12 H 22 v 2 - H 12 v 1 q 32 H 22 v 2 - H 32 v 3 = 0 u 3 q 13 H 33 v 3 - H 13 v 1 q 23 H 33 v 3 - H 23 v 2 = 0 - - - ( 4 )
本实施例中，公式(4)为约束方程，由于该约束方程除接收向量外，包含3个预编码向量和6个等式，因此需要选取适当的qij，使得约束方程(4)降阶，即使得其中的3个等式与另外三个等价，再通过常用的代数方法求出v。例如，根据步骤31中三种可能情况时的qij，可以得到v。
即，根据qij和H，采用解析法得到预编码向量和接收向量包括：通过降阶后的约束方程求取预编码向量，所述降级后的约束方程由待求取的预编码向量、与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和信道矩阵组成，再通过约束方程计算出接收向量，，所述约束方程由待求取的接收向量、计算得到的预编码向量、与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和信道矩阵组成。
例如，假设
q 21 = q 31 = 0 q 12 = q 32 q 13 = q 23 - - - ( 5 )
则：
v2＝H23 -1H13v1
v3＝H31 -1H21v2
v1∝gen.eigenvectors((H23)-1H13，(H21)-1H31(H32)-1H12)，
gen.eigenvectors(A，B)代表矩阵A，B的广义特征向量。(6)
对于另外的两种情况，类似的，可以得到：
情况二，v1＝H13 -1H23v2；v3＝H32 -1H12v1；
v1∝gen.eigenvectors((H23)-1H13，(H21)-1H31(H32)-1H12)，
gen.eigenvectors(A，B)代表矩阵A，B的广义特征向量。(7)
情况三，v1＝H12 -1H32v3；v2＝H21 -1H31v3；
v1∝gen.eigenvectors((H23)-1H13，(H21)-1H31(H32)-1H12)，
gen.eigenvectors(A，B)代表矩阵A，B的广义特征向量。(8)
通过上述的推导过程可以求取出v1，v2，v3，之后，将计算得到的v1，v2，v3代入公式(4)中则可以得到u1，u2，u3。
步骤45：发射端采用对应的预编码向量对发射信号进行预编码处理后发送。
步骤46：接收端采用对应的接收向量对接收信号进行滤波，得到期望信号。
可见，本实施例通过解析法可以获取预编码向量及接收向量，通过该预编码向量及接收向量，可以使得在部分接收端的干扰信号叠加后具有格状星座图的特性，部分接收端的干扰信号被消除，可以避免在接收端所有干扰信号采用单一的干扰对齐方式造成的问题，提高系统性能。
本发明实施例中，将现有技术中的两类干扰对齐方法结合，在现有技术一的干扰对齐的基础上，根据信道条件自适应地选取用户进行信号构造，通过发射端预编码结合功率调整，使得经过滤波后的接收信号的所有干扰信号叠加后的信号能够形成格状星座图，且每个格点对应的期望信号信息是唯一的，同时格点的距离大于或等于期望信号在无干扰条件下的星座点的欧式距离，从而能够有效检测出期望信号，降低干扰的影响。
如果系统实现干扰对齐后，期望信号与干扰信号强相关，通过使qij等于零来达到消除干扰的目的，将使得期望信号的接收功率减小，导致期望信号的接收信噪比较小。如果采用在接收端形成格的方法，虽然通过接收向量后干扰与期望信号仍然叠加在一起，但由于其形成格点(每一个格点包含一个唯一的期望信号信息)，因此可以在不降低期望信号功率的条件下，检测出期望信号，从而提高了系统性能。
图5为本发明第三实施例对应的多信道通信系统结构示意图，参见图5，包括两个基站和两个用户设备，应当理解的是，这里的基站为发射端，用户设备为接收端，每个基站有三个发射天线，每个用户设备有三个接收天线。其中，第一基站待发送的信号为d1，d2，第二基站待发送的信号为d3，d4，第一用户的期望信号为d1，d3，第二用户的期望信号为d2，d4，多信道通信系统中的信道矩阵分别为H11，H12，H21，H22，可以理解为多信道通信系统中不同发射机对应不同接收机的信道矩阵。
请参阅图6，为本发明第三实施例的干扰对齐方法的流程示意图，该方法可以应用于如图5所示的多信道通信系统中，如图6所示，该方法可以包括：
步骤61：获取多信道通信系统中的信道矩阵H11，H12，H21，H22；
步骤62：根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统中的第一期望信号和第二期望信号。
需要说明的是，这里的第一期望信号和第二期望信号表示的是两种不同类型的期望信号。具体的，一种期望信号即第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，另一种期望信号即第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐。
应当理解的是，每种类型的期望信号可以是一个，也可以是多个，具体根据实际应用来决定。
其中，可以采用如下方式确定第一期望信号和第二期望信号：
根据信道矩阵，计算在不同的第一期望信号和第二期望信号组合下能够实现的和速率；
选取不同的第一期望信号和第二期望信号组合下，和速率最大时所对应的第一期望信号和第二期望信号作为多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号。
步骤63：确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零。
其中，相对等效信道增益qij需要满足的条件为：qij为实数，虚数或零，且|qij|＝0或|qij|≥2qj，其中qj为dj的星座图中最远点的实部或虚部的模，同时，当|qij|≥|qkj|≠0时满足|qij|＝|qkj|或|qij|≥2|qkj|。
qij表示的是第i个流(干扰信号)相对于第j个流(期望信号)的等效信道增益，例如，在图5中，q21代表的是d2相对于d1的等效信道增益，所描述内容可自然扩展，这里不再赘述。
上述qij需要满足的条件可以使得在接收端部分用户的接收信号经过接收向量滤波后具有格状星座图特性，及部分用户的干扰信号对齐在与期望信号不同的同一个空间维度上。
qij不为0(不论是实数、虚数都会成格)即是与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益；qij为0即是与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益。
图7a-图7d示出了qij取不同值时对应的接收信号经滤波后的星座图。
图7a为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图一，本场景的预设的qij满足如下条件：abs(q21)＝0，abs(q31)＝0，abs(q41)＝0，abs(q0)＝3。其中，q0为期望信号的最小欧式距离。图7a中的4个格点分别位于以(0，0)为中心，边长为2的正方形的四个角点上。
图7b为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图二，本场景的预设的qij满足如下条件：abs(q21)＝0，abs(q31)＝q0，abs(q41)＝0，abs(q0)＝3。图7b中的16个格点分别位于4个正方形的四个角点上，该四个正方形的中心分别为(-3，3)、(3，3)、(-3，-3)、(-3，3)，边长均为2。
图7c为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图三，本场景的预设的qij满足如下条件：abs(q21)＝0，abs(q31)＝q0，abs(q41)＝q0，abs(q0)＝3。图7c中的36个格点分别位于9个正方形的四个角点上，该9个正方形的中心分别为(-6，6)、(0，6)、(6，6)、(-6，0)、(0，0)、(6，0)、(-6，-6)、(0，-6)、(6，-6)，边长均为2。
图7d为本发明第三实施例中第一接收端的接收信号经过滤波后的星座图四，本场景的预设的qij满足如下条件：abs(q21)＝q0，abs(q31)＝q0，abs(q41)＝q0，abs(q0)＝3。图7c中的64个格点分别位于16个正方形的四个角点上，该16个正方形的中心分别为(-9，9)、(-3，9)、(3，9)、(9，9)、(-9，3)、(-3，3)、(3，3)、(9，3)、(-9，-3)、(-3，-3)、(3，-3)、(9，-3)、(-9，-9)、(-3，-9)、(3，-9)、(9，-9)，边长均为2。
步骤64：根据qij和H11，H12，H21，H22，采用解析法确定预编码向量v1，v2，v3，v4和接收向量u1，u2，u3，u4；
其中，vm＝[vm1 vm2 vm3]T，1≤m≤4；um＝[um1 um2 um3]，1≤m≤4。
解析法的流程包括：
通过降阶后的约束方程计算出预编码向量，所述降级后的约束方程由待求取的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和所述信道矩阵组成；
通过约束方程计算出接收向量，所述约束方程由待求取的接收向量、计算得到的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和所述信道矩阵组成。
具体地，采用解析法确定预编码向量及接收向量的步骤可以参见下面的描述：
如果采用预编码的方式发送，假设预编码向量分别为v1，v2，v3，v4，噪声向量分别为n1、n2，则接收信号R1，R2为：
R 1 = H 11 ( v 1 d 1 + v 2 d 2 ) + H 21 ( v 3 d 3 + v 4 d 4 ) + n 1 R 2 = H 21 ( v 1 d 2 + v 2 d 2 ) + H 22 ( v 3 d 3 + v 4 d 4 ) + v 2 - - - ( 9 )
假设接收向量分别为u1，u2，u3，u4，则经过接收向量滤波后的信号X1，X2，X3，X4分别为：
X 1 = u 1 R 1 X 2 = u 2 R 2 X 3 = u 3 R 1 X 4 = u 4 R 2 - - - ( 10 )
而为了使接收信号形成格，则，需要满足如下条件：
X1＝u1H11v1(d1+q21d2+q31d3+q41d4)+u1n1
X2＝u2H12v2(d2+q12d1+q32d3+q42d4)+u2n2
X3＝u3H21v3(d3+q13d1+q23d2+q43d4)+u3n1
X4＝u4H22v4(d4+q14d1+q24d2+q34d3)+u4n2             (11)
其中，qij为预先设定的干扰信道的等效信道增益。
要使得公式(11)成立，则需要满足：
u 1 q 31 H 11 v 1 - H 21 v 3 q 41 H 11 v 1 - H 21 v 4 q 21 H 11 v 1 - H 11 v 2 = 0 u 2 q 32 H 12 v 2 - H 22 v 3 q 42 H 12 v 2 - H 22 v 4 q 12 H 12 v 2 - H 21 v 4 = 0 u 3 q 13 H 21 v 3 - H 11 v 1 q 23 H 21 v 3 - H 11 v 2 q 43 H 21 v 3 - H 21 v 4 = 0 u 4 q 14 H 22 v 4 - H 12 v 1 q 14 H 22 v 4 - H 12 v 2 q 34 H 22 v 4 - H 22 v 3 = 0 - - - ( 12 )
由于每个用户仅有3个接收天线，因此还需要使得公式(12)中的每一行中的其中两项相等，如：
q 41 H 11 v 1 - H 21 v 4 = q 21 H 11 v 1 - H 11 v 2 q 32 H 12 v 2 - H 22 v 3 = q 12 H 12 v 2 - H 12 v 1 q 23 H 21 v 3 - H 11 v 2 = q 43 H 21 v 3 - H 21 v 4 q 14 H 22 v 4 - H 12 v 1 = q 34 H 22 v 4 - H 22 v 3 - - - ( 13 )
将公式(13)代入公式(12)得到：
u 1 q 31 H 11 v 1 - H 21 v 3 q 21 H 11 v 1 - H 11 v 2 = 0 u 2 q 32 H 12 v 2 - H 22 v 3 q 42 H 12 v 2 - H 22 v 4 = 0 u 3 q 13 H 21 v 3 - H 11 v 1 q 23 H 21 v 2 - H 11 v 2 = 0 u 4 q 14 h 22 v 4 - H 12 v 1 q 14 H 22 v 4 - H 12 v 2 = 0 - - - ( 14 )
本实施例中，公式(14)为约束方程，可以采用图4所示的实施例的处理方式，对公式(14)进行降级，使得降阶后的约束方程由待求取的预编码向量、与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和信道矩阵组成，而不包含接收向量以便求取出预编码向量，之后，再根据求取出的预编码向量和约束方程求取出接收向量。
例如，
假设 q 41 = q 21 q 32 = q 12 q 23 = q 43 q 14 = q 34 - - - ( 15 )
则 H 12 v 1 = H 22 v 3 H 11 v 2 = H 21 v 4
根据公式(14)和(15)则可以得到(u1，u2，u3，u4)和(v1，v2，v3，v4)。
步骤65：发射端采用对应的预编码向量对发射信号进行编码后发送。
步骤66：接收端采用对应接收向量对接收信号进行滤波，得到期望信号。
可见，本实施例通过解析法可以获取预编码向量及接收向量，通过该预编码向量及接收向量，可以使得在部分接收端的干扰信号具有格状星座图的特性，部分接收端的干扰信号被消除，可以避免在接收端所有干扰信号采用单一的干扰对齐方式造成的问题，提高系统性能。
在一些系统配置下，难以通过解析法获得预编码向量和接收向量，此时，可以将期望信号功率之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比值作为优化目标函数，迭代计算，最大化期望信号功率和与干扰信号对期望信号的干扰功率和之比来求取预编码向量和接收向量。
图8为本发明第四实施例的干扰对齐方法流程示意图，包括：
步骤81：获取多信道通信系统中的信道矩阵；
根据不同的系统结构，可以获取不同的信道矩阵，例如，第二实施例或者第三实施例所示的信道矩阵。
步骤82：根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统中的第一期望信号和第二期望信号。
具体内容可以参见第二实施例或者第三实施例所示的确定方法。
步骤83：确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；
具体的qij需要满足的条件可以参见第二或第三实施例。
步骤84：根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、该信道矩阵，采用迭代法，确定预编码向量及接收向量。
迭代法的流程为：
以随机生成的接收向量作为迭代输入的初始值，采用接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和作为优化目标，或采用接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比作为优化目标，使用最优化的方法计算预编码向量，所述接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和，或者接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比，是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵生成的；其中，这里的最优化的方法包括但不限于最小均方误差法，凸优化，最小化信噪比法，迫零法等等。
根据计算得到的预编码向量，采用信噪比最大化作为优化目标或采用最小均方误差(Minimum Mean Square Estimator，MMSE)的方法，计算接收向量，并作为下一次迭代的输入，所述信噪比是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵生成的；
重复上述步骤直至达到预设的迭代次数，得到迭代后的预编码向量及接收向量。
具体地，图9为本发明第三实施例中采用迭代法确定预编码向量及接收向量的方法流程示意图，包括：
步骤91：预先设定迭代次数，在初始化后，将已迭代次数设为0，并随机生成接收向量；
以第二实施例的系统为例，例如，随机生成u1，u2，u3。
步骤92：基于获取的接收向量(首次迭代时为随机生成的接收向量，迭代后为上次迭代时得到的接收向量)，采用接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和作为优化目标，或采用接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比作为优化目标，使用最优化的方法求取预编码向量；
例如，首先构造干扰信道矩阵Hint、期望信号信道矩阵Hsig、总发射信号向量V：
H int = q 21 u 1 H 11 - u 1 H 21 0 q 31 u 1 H 11 0 - u 1 H 31 - u 2 H 12 q 12 u 2 H 22 0 0 q 32 u 2 H 22 - u 2 H 32 - u 3 H 13 0 q 13 u 3 H 33 0 - u 3 H 23 q 23 u 3 H 33
Hsig＝[u1H11 u2H22 u3H33]
V = v 1 v 2 v 3
如果采用干扰信号对期望信号的干扰功率之和作为优化目标，则最小化HintV求取V，以便获取对应的预编码向量。
如果采用接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比作为优化目标，则最大化SLR或SLNR求取V。其中，
SLR = | H sig V | 2 | H int V | 2
SLNR = | H sig V | 2 | H int V | 2 + σ n 2
步骤93：利用步骤92获取的预编码向量，采用信噪比最大化作为优化目标，或采用MMSE的方法，求取接收向量。
如果采用MMSE方法，则要最小化干扰信号j对期望信号i的干扰ui[qjiHiivi-Hjivj]，获取接收向量；
如果采用信噪比最大化作为优化目标，则最大化SIRi或SINRi，其中，
SIR i = | u i H ii v i | 2 Σ j ≠ i | u i ( q ji H ii v i - H ji v j ) | 2
SINR i = | u i H ii v i | 2 Σ j ≠ i | u i ( q ji H ii v i - H ji v j ) | 2 + σ n 2
步骤94：将已迭代次数增加1，之后判断是否达到预设的迭代次数，若是，执行步骤95，否则，重复执行步骤92。
步骤95：终止迭代，输出经过上述迭代处理后得到的预编码向量及接收向量。
步骤85：发射端采用得到的对应的预编码向量对发射信号进行预编码处理后发送。
步骤86：接收端采用对应的接收向量对接收信号进行滤波，得到期望信号。
可见，本实施例通过迭代法可以获取预编码向量及接收向量，通过该预编码向量及接收向量，可以使得在部分接收端的干扰信号具有格状星座图的特性，部分接收端的干扰信号被消除，可以避免在接收端所有干扰信号采用单一的干扰对齐方式造成的问题，提高系统性能。
图10为本发明第四实施例的干扰对齐设备结构示意图，包括第一获取模块101、确定模块102和第二获取模块103；其中：
第一获取模块101用于获取多信道通信系统中的信道矩阵；其中，用H表示信道矩阵，这里的信道矩阵包括多信道通信系统中的不同发射端对不同接收端的信道矩阵。
确定模块102用于根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；
需要说明的是，这里的第一期望信号和第二期望信号表示的是两种不同类型的期望信号。具体的，一种期望信号即第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，另一种期望信号即第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐。应当理解的是，每种类型的期望信号可以是一个，也可以是多个，具体根据实际应用来决定。
第二获取模块103用于获取预编码向量及接收向量，使得在所述第一期望信号对应的接收端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一接收信号及第二接收信号为在发射端采用对应的预编码向量对发射信号预编码处理后发送给对应的接收端的。其中：获取预编码向量及接收向量的方式可以包括：确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵，确定所述预编码向量及接收向量。
其中，确定模块102可以包括第一单元1021和第二单元1022；其中：
第一单元1021用于根据信道矩阵，计算在不同的第一期望信号和第二期望信号组合下能够实现的和速率；
第二单元1022用于选取不同的第一期望信号和第二期望信号组合下、和速率最大时所对应的第一期望信号和第二期望信号作为多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号。
在一种实现方式下，第二获取模块103可以包括第三单元1031和第四单元1032；其中：
第三单元1031用于确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；
第四单元1032用于根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵，采用解析法确定所述预编码向量及接收向量。
进一步地，第四单元1032可以具体用于通过降阶后的约束方程计算出预编码向量，所述降级后的约束方程由待求取的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和信道矩阵组成，以及通过约束方程，计算出接收向量，所述约束方程由待求取的接收向量、计算得到的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和信道矩阵组成。
在另一种实现方式下，，第二获取模块103包括第五单元1033和第六单元1034；其中：
第五单元1033用于确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；
第六单元1034用于根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵，采用迭代法确定所述预编码向量及接收向量。
进一步地，所述第六单元1034具体用于：以随机生成的接收向量作为迭代输入的初始值，采用接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和作为优化目标，或采用接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比作为优化目标，使用最优化的方法求取预编码向量，所述接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和，或者接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比，是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵生成的；根据计算得到的预编码向量，采用信噪比最大化作为优化目标或采用MMSE的方法，计算接收向量，并作为下一次迭代的输入，所述信噪比是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵生成的；重复上述步骤直至达到预设的迭代次数，获取迭代后的预编码向量及接收向量。
本实施例中各模块或单元的工作原理和工作流程参见上述方法实施例中的描述，在此不再赘述。
可见，本实施例的干扰对齐设备通过获取预编码向量及接收向量，使得第一期望信号对应的接收端的接收信号经过滤波后其干扰信号具有格状星座图，及第二期望信号对应的接收端的接收信道经过滤波后其干扰信号被消除，可以结合现有两种技术的优势而避免其劣势，使得系统性能最佳。
本发明实施例中，将现有技术中的两类干扰对齐方法结合，在现有技术一的干扰对齐的基础上，根据信道条件自适应地选取用户进行信号构造，通过发射端预编码结合功率调整，使得经过滤波后的接收信号的所有干扰信号叠加后的信号能够形成格状星座图，且每个格点对应的期望信号信息是唯一的，同时格点的距离大于或等于期望信号在无干扰条件下的星座点的欧式距离，从而能够有效检测出期望信号，降低干扰的影响。
如果系统实现干扰对齐后，期望信号与干扰信号强相关，通过使qij等于零来达到消除干扰的目的，将使得期望信号的接收功率减小，导致期望信号的接收信噪比较小。如果采用在接收端形成格的方法，虽然通过接收向量后干扰与期望信号仍然叠加在一起，但由于其形成格点(每一个格点包含一个唯一的期望信号信息)，因此可以在不降低期望信号功率的条件下，检测出期望信号，从而提高了系统性能。
图11为本发明第五实施例的多信道通信系统结构示意图，包括至少两个发射机111、至少两个接收机112和干扰对齐设备113，其中：
所述干扰对齐设备113用于获取预编码向量和接收向量，使得在第一期望信号对应的接收机端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收机端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；
所述发射机111用于采用干扰对齐设备113输出的对应的预编码向量对发射信号进行预编码处理后，发送给对应的接收机；需要说明的是，这里可以是发射机1发送给接收机1，也可以是发射机1向所有接收机发送相同的信号。
所述接收机112用于采用干扰对齐设备113输出的对应的接收向量对对应的接收信号进行滤波后，得到期望信号。
图11中以干扰对齐设备113独立设置为例，该干扰对齐设备113也可以位于发射机111内或者位于接收机112内。
本实施例的干扰对齐设备113的结构可以参见图10所示的设备。
本发明实施例还提供一种发射机，包括：前述实施例所述的干扰对齐设备，以及，用于采用所述干扰对齐设备输出的预编码向量对发射信号进行预编码处理后发送的发射器。
可见，本实施例通过使得第一期望信号对应的接收端的接收信号经过滤波后其干扰信号具有格状星座图，及第二期望信号对应的接收端的接收信道经过滤波后其干扰信号被消除，可以结合现有两种技术的优势而避免其劣势，使得系统性能最佳。
采用上述原理实现的干扰对齐可以提高系统性能，具体可以参见图12-13所示的仿真图，该仿真图的条件为：3对发射机和接收机，每个发射机和接收机分别具有2个天线。图12为采用本发明实施例中的解析法与采用解析法的现有技术一的比较仿真示意图，其中，表示采用本发明实施例中的解析法，表示采用解析法的现有技术一。图13为采用本发明实施例中的解析法与采用解析法及迭代法的现有技术一的比较仿真示意图，其中，
Figure BSA00000266837700243
表示采用本发明实施例中的解析法，
Figure BSA00000266837700244
表示采用解析法的现有技术一，
Figure BSA00000266837700245
表示采用迭代法的现有技术一。
在图12-13中，横轴为信噪比(SNR)，单位为分贝(dB)，纵轴为误比特率(BER)。从图12-13中可以看出，在相同的SNR时，本发明实施例的BER较低，在相同的BER时，本发明实施例的所需的SNR较低(即不需要较好的条件就可以达到相同的目的)，所以系统性能较好。
综上所述，本发明实施例通过获取预编码向量及接收向量，使得第一期望信号对应的接收端的第一接收信号经过滤波后其干扰信号叠加后的信号具有格状星座图的特性，及第二期望信号对应的接收端的第二接收信号经过滤波后其干扰信号被消除，即部分接收信号采用现有技术一的实现原理，另外部分接收信号采用现有技术二的实现原理，可以结合现有两种技术的优势而避免其劣势，使得系统性能最佳。本发明实施例提供了解析法和迭代法，扩大了适用范围。本发明实施例的干扰对齐设备可以设置在发射机内或接收机内或独立设置，使得设置方式更灵活。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成，前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，执行包括上述方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (17)

1.一种干扰对齐方法，其特征在于，包括：
获取多信道通信系统中的信道矩阵；
根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；
获取预编码向量及接收向量，使得在所述第一期望信号对应的接收端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一接收信号及第二接收信号为在发射端采用对应的预编码向量对发射信号预编码处理后发送给对应的接收端的。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号，包括：
根据所述多信道通信系统中的信道矩阵，计算在不同的第一期望信号和第二期望信号组合下能够实现的和速率；
选取不同的第一期望信号和第二期望信号组合下、和速率最大时所对应的第一期望信号和第二期望信号作为所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预编码向量用于对发射信号进行编码，所述发射信号采用正交振幅调制QAM、正交相移键控QPSK或者双相移相键控BPSK调制方式。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用格构造的方式实现干扰对齐，包括：
干扰信号经接收向量滤波后，在同一空间方向或彼此正交的两个空间方向上进行叠加，使得叠加后的干扰信号具有格状星座图的特性。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取预编码向量及接收向量，包括：
确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；
根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、所述信道矩阵，采用解析法确定所述预编码向量及接收向量。
6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述获取预编码向量及接收向量，包括：
确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵，采用迭代法确定所述预编码向量及接收向量。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵，采用解析法确定所述预编码向量及接收向量，包括：
通过降阶后的约束方程计算出预编码向量，所述降级后的约束方程由待求取的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和所述信道矩阵组成；
通过约束方程计算出接收向量，所述约束方程由待求取的接收向量、计算得到的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和所述信道矩阵组成。
8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵，采用迭代法确定所述预编码向量及接收向量，包括：
以随机生成的接收向量作为迭代输入的初始值，采用接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和作为优化目标，或采用接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比作为优化目标，使用最优化的方法计算预编码向量，所述接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和，或者接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比，是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、所述信道矩阵生成的；
根据计算得到的预编码向量，采用信噪比最大化作为优化目标或采用最小均方误差的方法，计算接收向量，并作为下一次迭代的输入，所述信噪比是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、所述信道矩阵生成的；
重复上述步骤直至达到预设的迭代次数，得到迭代后的预编码向量及接收向量。
9.一种干扰对齐设备，其特征在于，包括：
第一获取模块，用于获取多信道通信系统中的信道矩阵；
确定模块，用于根据所述信道矩阵，确定所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；
第二获取模块，用于获取预编码向量及接收向量，使得在所述第一期望信号对应的接收端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一接收信号及第二接收信号为在发射端采用对应的预编码向量对发射信号预编码处理后发送给对应的接收端的。
10.根据权利要求9所述的设备，其特征在于，所述确定模块包括：
第一单元，用于根据所述多信道通信系统中的信道矩阵，计算在不同的第一期望信号和第二期望信号组合下能够实现的和速率；
第二单元，用于选取不同的第一期望信号和第二期望信号组合下、和速率最大时所对应的第一期望信号和第二期望信号作为所述多信道通信系统的第一期望信号和第二期望信号。
11.根据权利要求9所述的设备，其特征在于，所述第二获取模块包括：
第三单元，用于确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；
第四单元，用于根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、所述信道矩阵，采用解析法确定所述预编码向量及接收向量。
12.根据权利要求9所述的设备，其特征在于，所述第二获取模块包括：
第五单元，用于确定与各第一期望信号对应的各干扰信号的相对等效信道增益及设置与各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益为零；
第六单元，用于根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、所述信道矩阵，采用迭代法确定所述预编码向量及接收向量。
13.根据权利要求11所述的设备，其特征在于，所述第四单元具体用于：通过降阶后的约束方程计算出预编码向量，所述降级后的约束方程由待求取的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和所述信道矩阵组成，以及，通过约束方程计算出接收向量，所述约束方程由待求取的接收向量、计算得到的预编码向量、所述与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益和所述信道矩阵组成。
14.根据权利要求12所述的设备，其特征在于，所述第六单元具体用于：
以随机生成的接收向量作为迭代输入的初始值，采用接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和作为优化目标，或采用接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比作为优化目标，使用最优化的方法计算预编码向量，所述接收端干扰信号对期望信号的干扰功率之和，或者接收端期望信号强度之和与干扰信号对期望信号的干扰功率之和的比，是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵生成的；
根据计算得到的预编码向量，采用信噪比最大化作为优化目标或采用最小均方误差的方法，计算接收向量，并作为下一次迭代的输入，所述信噪比是根据与各第一期望信号及各第二期望信号对应的干扰信号的相对等效信道增益、信道矩阵生成的；
重复上述步骤直至达到预设的迭代次数，得到迭代后的预编码向量及接收向量。
15.一种发射机，其特征在于，包括：如权利要求9至14任一项所述的干扰对齐设备，以及，用于采用所述干扰对齐设备输出的预编码向量对发射信号进行预编码处理后发送的发射器。
16.一种多信道通信系统，其特征在于，包括：至少两个接收机和至少两个发射机及干扰对齐设备，其中，
所述干扰对齐设备用于获取预编码向量和接收向量，使得在第一期望信号对应的接收机端，第一接收信号经过所述第一期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号相互叠加后形成的信号具有格状星座图特性；以及使得在所述第二期望信号对应的接收机端，第二接收信号经过所述第二期望信号对应的接收向量滤波后，其中包含的干扰信号被消除，所述第一期望信号采用格构造的方式实现干扰对齐，所述第二期望信号采用波束成形的方式实现干扰对齐；
所述发射机用于采用所述干扰对齐设备输出的对应的预编码向量对发射信号进行预编码处理后，发送给对应的接收机；
所述接收机用于采用所述干扰对齐设备输出的对应的接收向量对对应的接收信号进行滤波后，得到期望信号。
17.根据权利要求16所述的系统，其特征在于，所述干扰对齐设备位于所述发射机中，或者，位于所述接收机中，或者独立设置。
CN201010277366.5A 2010-09-03 2010-09-03 干扰对齐方法和设备及多信道通信系统 Active CN102386955B (zh)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201010277366.5A CN102386955B (zh) 2010-09-03 2010-09-03 干扰对齐方法和设备及多信道通信系统
PCT/CN2011/074718 WO2011137829A1 (zh) 2010-09-03 2011-05-26 干扰对齐方法和设备及多信道通信系统
EP11777248.3A EP2602943B1 (en) 2010-09-03 2011-05-26 Interference alignment method and device and multiple-channel communication system
ES11777248T ES2711836T3 (es) 2010-09-03 2011-05-26 Procedimiento y dispositivo de alineamiento de interferencias y sistema de comunicación de múltiples canales
US13/784,182 US8913680B2 (en) 2010-09-03 2013-03-04 Interference alignment method and device and multi-channel communication system

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201010277366.5A CN102386955B (zh) 2010-09-03 2010-09-03 干扰对齐方法和设备及多信道通信系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102386955A true CN102386955A (zh) 2012-03-21
CN102386955B CN102386955B (zh) 2014-03-12

Family

ID=44903615

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201010277366.5A Active CN102386955B (zh) 2010-09-03 2010-09-03 干扰对齐方法和设备及多信道通信系统

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8913680B2 (zh)
EP (1) EP2602943B1 (zh)
CN (1) CN102386955B (zh)
ES (1) ES2711836T3 (zh)
WO (1) WO2011137829A1 (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103441825A (zh) * 2013-09-02 2013-12-11 西安电子科技大学 自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法
CN103986509A (zh) * 2014-05-30 2014-08-13 西安电子科技大学 一种基于干扰对齐和干扰中和的协作多点传输方法
CN107888524A (zh) * 2017-11-13 2018-04-06 郑州云海信息技术有限公司 一种干扰广播信道下基于最大信漏噪比的干扰对齐方法
CN113965212A (zh) * 2021-12-21 2022-01-21 中国信息通信研究院 用于消除干扰信号的方法及装置、通信设备、存储介质

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2873162A4 (en) * 2012-06-20 2016-01-27 Univ Drexel RECONFIGURABLE ANTENNAS FOR ENHANCING THE EFFECTIVENESS OF INTERFERENCE NETWORKS USING INTERFERENCE ALIGNMENT
KR102154273B1 (ko) * 2013-05-21 2020-09-09 한국전자통신연구원 다중 안테나 적용 통신 시스템에서 부분 간섭 정렬 장치 및 방법
CN103580745B (zh) * 2013-10-10 2017-12-19 电子科技大学 一种迭代干扰对齐方法
KR101502724B1 (ko) 2014-03-21 2015-03-16 인하대학교 산학협력단 다중 사용자 다중 입출력 시스템에서 간섭 효과를 처리할 수 있는 프리코딩 방법 및 시스템
US11018795B2 (en) * 2014-09-29 2021-05-25 The Regents Of The University Of California Methods and apparatus for coding for interference network
CN106559116B (zh) * 2015-09-28 2020-07-28 联芯科技有限公司 K用户系统及其预编码矩阵的确定方法
CN106559117B (zh) * 2015-09-28 2020-07-28 联芯科技有限公司 K用户系统及其干扰消除方法
CN111988247B (zh) * 2019-11-28 2022-10-04 郑州轻工业大学 一种基于信号虚拟分解的多址接入方法及其系统
CN114629592B (zh) * 2022-02-17 2023-05-02 深圳市前海新丝路科技有限公司 通信电子信号抗干扰优化方法、系统及装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090122715A1 (en) * 2007-11-06 2009-05-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for creating beamforming profiles in a wireless communication network
CN101783697A (zh) * 2009-01-15 2010-07-21 北京信威通信技术股份有限公司 一种ofdma多天线系统的发射分集方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7660363B2 (en) * 2005-08-22 2010-02-09 Nec Laboratories America, Inc. Minimum error rate lattice space time codes for wireless communication
CN101366304B (zh) * 2006-02-08 2015-10-14 富士通株式会社 利用多天线发送技术的无线通信系统和该系统的多用户调度器
CN101411086A (zh) * 2006-02-17 2009-04-15 诺基亚公司 提供mimo接收器的装置、方法和计算机程序产品
CN101192869B (zh) * 2006-11-24 2011-06-22 中兴通讯股份有限公司 无线通信系统的多业务波束赋形方法
US8798183B2 (en) * 2007-08-13 2014-08-05 Qualcomm Incorporated Feedback and rate adaptation for MIMO transmission in a time division duplexed (TDD) communication system
US8306146B2 (en) * 2008-05-01 2012-11-06 Futurewei Technologies, Inc. Progressive feedback for high resolution limited feedback wireless communication
US8432990B2 (en) * 2008-10-14 2013-04-30 Futurewei Technologies, Inc. System and method for employing a six-bit rank 1 codebook for four transmit antennas
US8565064B2 (en) * 2008-12-15 2013-10-22 Futurewei Technologies, Inc. System and method for employing six-bit rank 1 and 2 codebooks for four transmit antennas
US8260209B2 (en) * 2009-11-18 2012-09-04 Futurewei Technologies, Inc. System and method for coordinated spatial multiplexing using second order statistical information
US8411785B2 (en) * 2010-05-11 2013-04-02 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for interference cancellation and detection using precoders
US9020056B2 (en) * 2010-07-20 2015-04-28 Sigma Designs Israel S.D.I. Ltd. Transmission scheme for multiple-input communication

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090122715A1 (en) * 2007-11-06 2009-05-14 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for creating beamforming profiles in a wireless communication network
CN101783697A (zh) * 2009-01-15 2010-07-21 北京信威通信技术股份有限公司 一种ofdma多天线系统的发射分集方法

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103441825A (zh) * 2013-09-02 2013-12-11 西安电子科技大学 自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法
CN103441825B (zh) * 2013-09-02 2016-08-03 西安电子科技大学 自适应降低峰值平均功率比的干扰对齐方法
CN103986509A (zh) * 2014-05-30 2014-08-13 西安电子科技大学 一种基于干扰对齐和干扰中和的协作多点传输方法
CN103986509B (zh) * 2014-05-30 2017-10-13 西安电子科技大学 一种基于干扰对齐和干扰中和的协作多点传输方法
CN107888524A (zh) * 2017-11-13 2018-04-06 郑州云海信息技术有限公司 一种干扰广播信道下基于最大信漏噪比的干扰对齐方法
CN107888524B (zh) * 2017-11-13 2020-03-24 郑州云海信息技术有限公司 一种干扰广播信道下基于最大信漏噪比的干扰对齐方法
CN113965212A (zh) * 2021-12-21 2022-01-21 中国信息通信研究院 用于消除干扰信号的方法及装置、通信设备、存储介质

Also Published As

Publication number Publication date
EP2602943A4 (en) 2017-04-19
ES2711836T3 (es) 2019-05-07
WO2011137829A1 (zh) 2011-11-10
CN102386955B (zh) 2014-03-12
EP2602943B1 (en) 2018-11-28
US8913680B2 (en) 2014-12-16
EP2602943A1 (en) 2013-06-12
US20130177097A1 (en) 2013-07-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102386955B (zh) 干扰对齐方法和设备及多信道通信系统
Karasik et al. Beyond max-SNR: Joint encoding for reconfigurable intelligent surfaces
CN101517922B (zh) 波束形成的方法、系统以及装置
CN102308508B (zh) 用于无线通信的自适应预编码码本
CN102342070B (zh) 正交网络空时编码方法及中继传输系统
US9287957B2 (en) Method for multi-antenna uplink transmission
CN101971518A (zh) 多输入多输出无线通信系统中的天线映射
CN103684700A (zh) 一种基于正交联合码本集的3d mu-mimo预编码方法
CN101902265A (zh) 无线通信中的物理层安全传输方法
CN101841397A (zh) 一种广义空间调制系统
CN105637773A (zh) 发射天线选择
CN103973627A (zh) 一种全速率分布式多天线双向无线协作中继传输方法
CN104079384A (zh) 多天线系统的数据传输方法和设备
CN101741797B (zh) 多天线广播的发送方法及装置
CN102694628A (zh) 基于多用户mimo协同中继系统的干扰抑制方法
US20030186650A1 (en) Closed loop multiple antenna system
CN102340340A (zh) 在mimo中继系统中实现天线选择的方法和系统
CN101197639B (zh) 分布式mimo的信号检测方法及系统
CN101494488B (zh) 一种通过极化天线传输数据的方法及装置
CN103297178A (zh) 一种信号传输方法、装置及系统
CN102377528A (zh) 协作通信系统中的数据传输方法、发射端及接收端
Wang et al. To cooperate or not: A capacity perspective
JP2009527184A (ja) チャネル相関の利用が改善されたマルチアンテナ通信の方法
CN102201890B (zh) 数据发射方法及装置
KR102631277B1 (ko) 듀얼 포트 송신들에서 코딩된 신호들을 상관해제하기 위한 시스템들 및 방법들

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant