CN102318446A - 灯的点火方法、用于灯的控制器以及由控制器控制的灯 - Google Patents

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Abstract

公开了一种灯的点火方法。该灯可以是紧凑型荧光灯。该方法尤其针对减少或消除半桥开关驱动灯的硬切换。响应于镇流电感器的饱和，该方法操作减少至少一个开关的工作时间。该方法可以在镇流电感器饱和时立即操作，或者允许预定水平的饱和。该方法操作增大锯齿时序电路的斜率。

Description

灯的点火方法、用于灯的控制器以及由控制器控制的灯
技术领域
本发明涉及灯的点火方法。这种灯可以是例如紧凑型荧光灯。本发明还涉及用于灯的电路装置以及包括这种电路装置的灯，比如荧光灯或紧凑型荧光灯。
背景技术
随着愈加推动节能照明，基于荧光的而非白炽的灯愈加重要。但是，在许多情况下，商业上可行的产品必须在尺寸和形式上与现有的白炽灯泡相似。已开发了紧凑型荧光灯(CFL)以满足这种需求。
这种灯的点火需要在点火期间的供电特性显著不同于在常规操作期间的供电特性。为了满足这种需求，通常这种灯具有串联在灯与开关电源之间的镇流线圈或电感器以及跨接在灯上的镇流电容器。镇流线圈或电感器与镇流电容器一起形成谐振回路电路的一部分。下文中术语镇流线圈和镇流电感器将交替使用。
图1示出了CFL的例子，CFL包括谐振回路电路并且由半桥驱动。图1示出了灯1(比如紧凑型荧光灯)以及跨接在灯上的镇流电容器Cballast。利用电容分压器使灯的一端保持在DC电源电压(VDC)的一半，该电容分压器包括两个电容器C1和C2。灯的另一端是灯头节点101，通过镇流电感器线圈Lballast串联到半桥电源的半桥节点VHB。半桥电源包括一对FET，该对FET是高侧开关(HSS)2和低侧开关(LSS)3，这对FET与这对FET的完整主体或背栅以及各自的二极管HSD和LSD一起被示出。开关的相应栅极GHS和GLS由驱动器4和5驱动。低侧开关3的源极3通过分路电阻器Rsh而接地。
在灯的点火阶段，当振荡器频率向着谐振回路(Lballast+Cballast)谐振频率突然下降时，产生大线圈电流。因此，线圈可以达到饱和。图1的插入部示出了低侧开关3接通(即闭合)时，在半周期期间Rsh两端的电压。电压以锯齿的方式增长，直到达到使镇流电感器变得饱和的电压(VLSAT)为止。于是电压的梯度增大，从而出现电压尖峰。
当线圈电流饱和时，有效的线圈电感减少。因此谐振回路的谐振频率向上移动，并且存在相应的快速相移。这会导致电流斜率减小，仅在几个周期内，电流的斜率就会变为负，从而引起电容性模式操作。因此，不再发生零电压切换或者所谓的“软切换”，但是存在具有极端电流尖峰的“硬切换”。在图2中示出了这一点。
图2a(左侧)示出了时间或四个参数的变化：在201处示出了与VRsh相对应的LSS 3的源极电流，当低侧开关3接通时，该源极电流具有一般锯齿形状，而当低侧开关3断开时，该源极电流为零。在202处示出了半桥电压(VHB)，该半桥电压具有一般方波波形；在203处示出了在CFL灯头节点101上的电压，该电压一般正弦振荡；最后，在204处示出了一般几乎为常量的DC电源电压。
朝向图2(a)的右侧，在图2(b)中更详细地示出了电感器中电流饱和的效果。在后续的周期期间，开始形成越来越大的大电流尖峰201a、201b和201c。因此而发生的硬切换会破坏FET，甚至会使FET失效，在硬切换中，HSS开关2闭合，而LSS开关3的体二极管导通以提供反向恢复。
因此有必要提供措施来避免这种电容性模式切换。因为灯线圈的饱和会导致谐振频率快速改变，从而引起在几个周期内从电感性模式到电容模式的改变，所以有必要创建反应非常快的频率控制，而传统上用于电容性模式检测的相对较慢的频率控制是不够的。
这个问题的最佳解决方案是提供对振荡器的直接逐周期控制，以跟得上这种突然的相移。通常，对于诸如CFL灯之类的灯，锯齿波振荡器用作控制器振荡器。第一种现有解决方案是，在检测到电感器中的电流达到了使电感器中的磁场变饱和的水平时，立即复位锯齿波振荡器，使得附加电流不会引起磁场的进一步线性增大。
可以通过增大振荡器的充电电流ICf来实现对振荡器的相位的改变。一旦检测到线圈饱和，锯齿波振荡器中的这种额外电流就使得它的斜率实质上更陡峭，并产生必要的相移。在第二种现有解决方案中(比如在欧洲专利EP-B-1,593,290中公开的)，充电检测电路用于检测饱和，并且用于仅在饱和期间增大锯齿波斜率。在这个现有解决方案中，充电电流的增长适合于反映过电流，该过电流引起由电流控制的相移，以保证相对快速地复位锯齿波振荡器，其中仅当存在过电荷时，才发生由电流控制的相移。
已知的现有解决方案将线圈饱和的峰值最小化或消除，但是，因为这种(过饱和)电流也在灯上的镇流电容器中流动，所以希望可以允许一定程度的饱和。这将导致更加陡峭的点火电压变化速率(ΔV/ΔT)，从而引起点火幅度的短暂的更快速上升。点火时间可以因此减少。
因此本发明的一个目的是提供一种对灯的点火阶段加以控制的备选方法，该方法允许更大的控制灵活性。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种控制用于灯的控制器的方法，该控制器具有可串联在灯与半桥节点之间的电感器，该半桥节点在第一开关和第二开关之间，该方法包括：分别在第一时间段和第二时间段交替地闭合第一开关和第二开关，在第一时间段和第二时间段之间具有软切换间隔；通过比较从锯齿波发生器的输出获得的信号与第一预定参考信号，控制第一时间段和第二时间段中的至少一个；以及在第一时间段：比较对电感器中的电流加以指示的指示信号(VRsh)与第二预定参考信号(VLSAT)，响应于指示信号(VRsh)大于第二预定参考信号(VLSAT)，将锯齿波发生器的输出的斜率增大到更陡峭的斜率，然后保持所述更陡峭的斜率，直到第一开关断开或者锯齿波发生器复位为止。
因为本发明这个方面的方法提供了响应于预定参考信号的控制，所以该方法提供了控制的灵活性。
优选地，增大锯齿波发生器的斜率的步骤包括：将斜率增大到超过2倍。这使得电路可以避免电容性模式操作。
在实施例中，当检测到线圈中的任何磁饱和时，立即增大锯齿波发生器的斜率。磁饱和是由经过线圈的电流引起的，下文中术语“电流饱和”与磁饱和将交替使用。备选地，当检测到线圈中的电流饱和度在25％和75％之间或在75％和125％之间时，甚至在检测到线圈中的电流饱和度超过125％时，优选地在25％到50％的范围内，增大锯齿波发生器的斜率，从而保证电流不会过早地或过于急剧地到达最高点。这些实施例因此提供了一定程度的控制灵活性。
优选地，通过测量串联在第一开关和第二开关之一与接地之间的电阻器两端的电压，来测量电流饱和度。测量这种分路电压为线圈电流提供了良好的代表。
优选地，软切换间隔是非零的。包含这种非零软切换间隔避免了硬切换。然而非优选地，为了合适地选择FET，软切换间隔可以为零。
在实施例中，响应于锯齿波的输出超过参考信号，第一开关断开。备选地或附加地，响应于线圈中电流饱和的结束，锯齿波发生器可以复位。响应于电流饱和的结束，第一开关于可以直接断开或在延迟之后断开。因而可以提供一种后峰值电流复位装置，该装置可以为设计者或用户提供另一程度的控制。
在实施例中，以上描述的方法还包括步骤：在第二时间段：比较对电感器中的电流加以指示的指示信号(VRsh)与第二预定参考信号(VLSAT)，响应于指示信号(VRsh)大于第二预定参考信号(VLSAT)，将锯齿波发生器的输出的斜率增大到更陡峭的斜率，然后保持所述更陡峭的斜率，直到第二开关断开为止。
因此可以有利地在第一开关和第二开关之间对开关接通时间的减小予以平衡。备选地，可以提供对接通时间的减少予以平衡的其它方法，或者不提供任何对接通时间的减少予以平衡的方法。
在实施例中，仅当控制器处于点火阶段时，才使能响应于线圈中电流饱和来将锯齿波发生器的斜率增大到更陡峭的斜率的步骤。有益地，这可以防止该方法对灯的其它操作阶段造成干扰。
在实施例中，灯是紧凑型荧光灯；备选地，灯可以是非紧凑型荧光灯或其它类型的灯。
根据本发明的其它方面，提供了一种用于灯的电路装置，配置为根据如上描述的方法来操作。本发明也可以扩展到包括上述控制器的紧凑型荧光灯，但本发明不限于此。
参考下文实施例的描述，本发明的这些和其它方面将变得明显并得以阐明。
附图说明
参考附图，仅以示例的方式描述本发明的实施例，其中：
图1是半桥驱动灯的简化示意图；
图2是图1中示意性示出的电路的时序图，图2(a)概要地示出了该时序图，图2(b)更详细地部分示出了该时序图；
图3示出了具有根据现有技术的控制器的半桥驱动灯的简化示意图；
图4示出了图中示意性示出电路的时序图，包括可能的备选时序；
图5示出了具有根据本发明实施例的控制器的半桥驱动灯的示意图；
图6在6(a)和6(c)示出了在启用点火状态的情况下饱和度减小电路的两个备选方案，在6(b)示出了相应的时序图；
图7示出了具有根据本发明另一个实施例的控制器的半桥驱动灯的示意图；以及
图8示出了本发明实施例的时序图。
应该注意图是概略性的，而不是按照比例绘制的。为了清楚和方便绘制，扩大或缩小了这些附图的部件的相关尺寸和比例。在经修改的实施例及不同的实施例中，相同的附图标记一般用于表示相应的或相似的特征。
具体实施例方式
图3示出了传统半桥驱动的紧凑型荧光灯的简化示意图，所述紧凑型荧光灯具有使用锯齿波振荡器的控制器。在图中，传统的锯齿波振荡器301包括电流源ICf，该电流源ICf为电容器Cf充电。电容器电压增大，直到该电容器电压超过第一预定参考电压Vsaw为止，在比较器302中进行比较。一旦电压超过Vsaw，断开开关304，以为电容器放电，放电时间段τ由延迟逻辑303设置。将来自锯齿波发生器的输出发送至二次分频逻辑308，以将该输出的频率二等分，然后发送至逻辑307，以控制低侧开关驱动器5。将来自驱动器逻辑307的第二输出发送至电平移位器306，从而发送至高侧开关驱动器4。
在图4中示出了图3的电路在点火阶段的时序图。图4中，从底部开始以实线示出了：分别根据GHS和GLS栅极信号的高侧开关2和低侧开关3的时序图，分路电阻器两端的电压VRsh，以及锯齿波电容器Cf两端的电压。对于开关，“高”信号表示开关闭合(即开关“接通”)，在断开一个开关与闭合另一个开关之间，存在间隔406，以允许零电压或软切换；分路电阻器两端的电压VRsh表示电感器电流，相对于电平401而示出了电压VRsh，电感器在电平401处开始饱和；当电压达到参考电平“Ref_saw”时，锯齿波Cf复位。
当低侧开关3闭合时，线圈电流VRsh从负值开始线性增大。在后续的周期中，线圈电流逐渐更早地超过阈值401(因为线圈的有效电感减小，在402、402’、402”处示出的电流的正斜率逐渐变高)。因此线圈电流超过阈值水平越多将导致电流中逐渐更早且更尖锐的尖峰。此外，电感器的饱和增大了瞬时频率，如果该频率超过半桥开关频率振荡，则电流可以在低侧开关3断开之前开始减小，其中电流尖峰的区域与线圈电阻有关。如果在低侧开关3断开之前电流变为负的，那么当低侧开关3断开时，逆电流可以流经开关3的体二极管，如在403、403’示出。当高侧开关2接通时，这会导致硬接通，如404、404’示出。这最终会导致对开关2的损坏及系统的失效。
根据本发明第一方面，增大锯齿波斜率的效果以虚线示出。相对于Cf_saw的未调节梯度411，Cf_saw的增长梯度411’导致Cf_saw更早到达参考电平Ref_saw 412。尽管在线圈电流中存在早期峰值402”，但是在时刻412之前电流不会变为负。此时低侧开关3关断，在414处指示了开关的后沿，随后，在通常的软切换延迟406之后接通高侧开关。以这种方式，避免了硬切换并且限制了峰值电流。因此，保持线圈电流的增长梯度，直到低侧开关关断为止。
为了防止硬切换以及限制电流峰值的最高水平，振荡器电路中瞬时频率优选地应该增大到超过2倍；这可以说明图4中示出的最差情况，其中镇流器负载工作在电容性模式而非电感性模式。
图5示出了根据本发明方面的灯控制器的示意性图。除了锯齿波发生器301的电流发生器ICf以外，还提供电路500，该电路500切换附加电流发生器505。电路500包括比较器501，比较器501将该比较器501的负输入上由VLSAT来确定的线圈电流与该比较器501的正输入上的第二预定阈值VLSAT相比较。比较器的与最大电流触发器(MCT)相对应的输出用作至置位-复位触发器的输入，该置位-复位触发器由NAND门502和503对形成。从到低侧开关3的栅极驱动信号GLS获得置位-复位触发器的第二输入。触发器对该触发器的输出“A”处的开关504加以控制，该开关504布置用于并行地切换锯齿波振荡器301中的第一电流发生器与第二电流发生器505。
在操作中，电路500操作用于比较线圈电流与阈值VLSAT。一旦线圈电流超过阈值VLSAT，比较器MCT的输出变为低。这种转变均设置置位-复位触发器，使得只要MCT保持为低，信号A就变为高的并且保持为高，而与GLS信号无关。只有当由于线圈电流下降到VLSAT以下而使MCT变为高时，GLS中的高到低转变才可以将置位-复位触发器复位。在信号A为高的所有时间里，开关504从电流发生器505向锯齿波振荡器中引入附加电流。图5示出的例子中，附加电流等于1.5×ICf。因此，包括附加电流，锯齿波发生器中的电流现在是本来的2.5倍。刚描述的电路的另一效果在于，对LSS开关3的接通时间控制是自适应的，并且从电流超过阈值VLSAT的时刻开始受影响，直到LSS 3接通时间段结束。
对于本领域技术人员显而易见的是，附加电流可以等于不同的水平(比如1.0×ICf)。优选地但非强制地，附加电流至少是1×ICf：这会导致锯齿频率加倍，如果锯齿斜率的增长导致频率至少加倍，则甚至在镇流器负载用在电容性模式而非电感性模式的最差情况下，这也会防止硬切换并限制峰值电流的水平。
使用一定范围的比较器电平VLSAT来测试以上实施例。选择接近于实际电平的VLSAT值，同时避免了在点火之前的任何硬切换，其中在实际电平处，发现线圈饱和起始点延伸到了点火时间。此外，在点火之前的实际峰值电流保持中等水平，正好在比较电平VLSAT之上。增大比较器电平VLSAT与实际饱和电平之间差导致了更快速的点火，代价是饱和峰值电流水平略微更大。因此，显然，通过调整比较电平VLSAT，可以控制最大峰值电流甚至超过磁饱和，同时在所有情况下，在点火之前避免硬切换电流。实验上观察到，甚至当比较电平VLSAT是实际电平的2倍时，仍然可以避免硬切换电流，其中在实际电平下线圈饱和开始。
在本发明的另一实施例中，当控制器没有处于点火状态时，禁用上述饱和度减小电路500。图6(a)和6(c)示出了通过使附加电流发生器不能产生锯齿波来实现这种构思的两种非限制性方法。在图6(a)中，通过向第一NAND门502’引入另一输入601来修改置位-复位触发器，并且使用输出NOT(A*)而非A来切换附加电流发生器505。所述另一输入601对应于点火状态，因此只要控制处于点火状态，所述另一输入601就为高。备选地，在图6(c)的实现中，使用来自置位-复位触发器的输出A，但是将输出A反转以在另一NAND门604中产生输出NOT(A)，所述另一NAND门604以点火状态601’作为第二输入。
在任一实现中，图6(b)中示出了相应的时序图。图6示出了最大电流触发器MCT的状态、低侧开关栅极GLS的状态、触发器输出a的状态、触发器反向输出NOT(A*)的状态及触发器反向输出NOT(A)的状态。如所见，在MCT的下降沿(其中GLS已经为高)，输出A变为高(而输出NOT(A*)和NOT(A)变为低)。当GLS变为低时，输出NOT(A*)变为高。在小延迟之后，MCT回到高，此时输出A变为低而输出NOT(A*)变为高。该小延迟由来自驱动器5的LSS栅极切换信号的下降沿与开关关断的实际时刻之间的延迟来确定。虽然非强制的，这个延迟也可以有利地用于增大随后的锯齿波斜率的开始，从而针对周期时间生产来改善HSS与LSS之间的平衡。
在图7中示出了本发明的另一实施例。该实施例与参考图5描述的实施例相似，并且并入了参考图6(a)和6(b)描述的修改以及附加电路，以为锯齿波振荡器提供后饱和峰值复位。因此，为NOR门705提供信号NOT(A*)作为第一输入，为NOR门705提供反向MCT信号(即，NOT(MCT))作为第二输入。将来自NOR门705的输出B发送至延迟逻辑303，以刚好在饱和峰值之后复位锯齿波振荡器。通过这种实现，可以保证B脉冲始终在GLS信号的下降沿之前。
在多数情况下，只要比较器电平VLSAT保持接近于线圈饱和开始的实际电平，就不必须复位锯齿波振荡器。但是，这种后峰值复位具有的优点是：允许线圈饱和峰值，在可接受的高电流水平上从低侧开关切换到高侧开关，同时仍然使低侧开关的电流不包含下降斜率的主要部分。
现在将参考图8描述本发明实施例的时序图。图8从底部开始示出了信号B(与NOR门705的输出相对应)、信号A(与置位-复位触发器502’、503的输出相对应)、低侧开关3的栅极信号GLS、最大电流触发器信号MCT、低侧开关的源电流VRsh(也表示镇流器线圈电流)以及来自锯齿波发生器的输出Cf saw。还示出了用于锯齿波发生器的参考电平“Ref_saw”及比较电平VLSAT。
如时刻801、801’、801”所示，在线圈电流VRsh超过比较电平VLSAT时，MCT变为低，锯齿波输出Cf_saw的斜率增大，脉冲A以变为高为开始。一旦锯齿波输出Cf_saw到达参考电平(Ref saw)，MCT就变为高，GLS变为低，脉冲A以变为低而结束，锯齿波复位。这对应于参考附图5和6描述的实施例。
在图8右侧的周期表明包括以上参考附图7描述的修改的效果。如上，一旦VRsh到达比较电平VLSAT，MCT就变为低，而A变为高，以增大Cf_saw的斜率。但是，在这个例子中，在时刻802，电流峰值结束，VRsh开始下降到VLSAT以下，其中，时刻802在时刻803之前，在时刻803，锯齿波输出Cf_saw到达参考电平Ref_saw。在时刻802，(可选的)后饱和峰值复位机制开始生效——即，如B一样，MCT变为高，锯齿波复位。应该注意，虽然复位了锯齿波Cf_saw，但是LSS 3不立即断开，并且不立即重启计时器，其中所述计时器用于HSS 2应当接通的时间段。取而代之地，存在直到脉冲B结束为止的延迟，在该脉冲的结束时，如GLS一样，A变为低，以断开LSS 3。此外，仅在脉冲B的结束时锯齿波Cf_saw才开始再次升高。脉冲B的持续时间由时间延迟τ(在该图中未示出)来确定。因此，快速峰值复位并没有减少LSS或HSS的接通时间。
总之，从一个角度公开了一种灯的点火方法。该灯可以是紧凑型荧光灯。该方法具体用于减少或消除驱动灯的半桥开关的硬切换。该方法操作用于：响应于镇流电感器的饱和，来减少至少一个开关的接通时间。该方法可以在镇流电感器饱和时立即操作，或者允许预定水平的饱和。该方法操作用于增大锯齿波时序电路的斜率。
通过阅读本公开，其它变型和修改对本领域技术人员将是显而易见的。这些变型和修改可以包括等价物和其它特征，这些等价物和其它特征是控制灯的方法的技术中已知的，并且可以代替本文已经描述的特征而使用，或者与本文已经描述的特征一起使用。
虽然附加的权利要求针对特征的特定组合，但是应该理解，本发明的公开范围还包括任何新特征、或本文显式或隐式公开的特征的新组合、或其任何概括，而不管所述新特征、新组合或概括是否涉及与任何权利要求中所要求保护的发明相同的发明，也不管所述新特征、新组合或概括是否解决了与本发明所解决的的任何或者所有技术问题相同的技术问题。
在分离的实施例的上下文中描述的特征也可以以组合的形式提供在单一实施例中。相反，为了简洁，单一实施例的上下文中描述的各个特征也可以分离地提供或者以任何适宜的子组合的形式提供。
申请人在此声明，在本申请或任何从本申请中获得的其他申请的进行期间，可以由这些特征和/或这些特征的组合来形成新的权利要求。
为了完整起见，还声明：术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”或“一种”不排除多个，单一处理器或其它单元可实现在权利要求中列举的多个装置的功能，权利要求中的附图标记不构成对权利要求的范围的限制。

Claims (14)

1.一种控制用于灯(1)的控制器的方法，控制器具有串联在灯和半桥节点之间的电感器(Lballast)，半桥节点在第一开关(2，3)和第二开关(3，2)之间，
所述方法包括：
分别在第一时间段和第二时间段交替地闭合第一开关和第二开关(2，3)，在第一时间段和第二时间段之间具有软切换间隔；
通过比较从锯齿波发生器的输出获得的信号与第一预定参考信号，控制第一时间段和第二时间段中的至少一个；
以及在第一时间段：
比较对电感器中的电流加以指示的指示信号(VRsh)与第二预定参考信号(VLSAT)，以及
响应于指示信号(VRsh)大于第二预定参考信号(VLSAT)，将锯齿波发生器的输出的斜率增大到更陡峭的斜率，然后保持所述更陡峭的斜率，直到第一开关断开或者锯齿波发生器复位为止。
2.如权利要求1所述的方法，其中，增大锯齿波发生器的斜率的步骤包括：将斜率增大到超过2倍。
3.如权利要求1或2所述的方法，其中，当检测到线圈中的任何磁饱和时，立即增大锯齿波发生器的斜率。
4.如权利要求1或2所述的方法，其中，当检测到线圈中的电流饱和度在25％和75％之间时，增大锯齿波发生器的斜率。
5.如权利要求1或2所述的方法，其中，当检测到线圈中的电流饱和度在75％和125％之间或者超过125％时，增大锯齿波发生器的斜率。
6.如权利要求1或2所述的方法，其中，通过测量在第一开关与接地之间串联的电阻器两端的电压，来测量电流饱和度。
7.如任一项前述权利要求所述的方法，其中，软切换间隔是非零的。
8.如任一项前述权利要求所述的方法，其中，响应于锯齿波的输出超过参考信号，断开第一开关。
9.如任一项前述权利要求所述的方法，其中，响应于线圈中的电流饱和结束，复位锯齿波发生器。
10.如任一项前述权利要求所述的方法，还在第二时间段包括以下步骤：
比较对电感器中的电流加以指示的指示信号(VRsh)与第二预定参考信号(VLSAT)，以及
响应于指示信号(VRsh)大于第二预定参考信号(VLSAT)，将锯齿波发生器的输出的斜率增大到更陡峭的斜率，然后保持所述更陡峭的斜率，直到第二开关断开为止。
11.如任一项前述权利要求所述的方法，其中，仅当控制器处于点火阶段时，才使能响应于线圈中的电流饱和将锯齿波发生器的斜率增大到更陡峭的斜率的步骤。
12.如任一项前述权利要求所述的方法，其中，灯是紧凑型荧光灯。
13.一种用于灯的电路装置，配置为根据任一项前述权利要求中所述的方法来操作。
14.一种紧凑型荧光灯，包括如权利要求9所述的控制器。
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