CN102281027B - 电动机控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置。电动机(10)具有：设置在转子(12)上的多个磁极(22)；和配置在转子(12)的相对位置上并伴随着磁极位置(θ_re)随转子(12)的旋转发生的变化而输出磁极位置检测信号的多个磁传感器(34a～34f)。电动机控制装置(2)构成为，根据磁传感器(34a～34f)各自的磁极位置检测信号的变化检测出所述转子的磁极位置(θ_re)，并根据该磁极位置(θ_re)生成正弦波状的调制波信号，进行所述电动机(10)的驱动。电动机控制装置(2)具有对所述磁极位置检测信号发生变化期间的磁极位置(θ_re)进行插补的磁极位置插补机构(95)。

Description

电动机控制装置

技术领域

本发明涉及对在产业用设备、或者电动辅助自行车、电动摩托车、电动汽车等电动车辆中使用的电动机进行驱动的电动机控制装置。 

背景技术

以往，在驱动无刷电动机的控制方式中，广泛使用着电路构成廉价且高效的120度通电方式。120度通电方式是，使用磁极位置检测元件检测转子的磁极位置，使逆变电路的开关元件ON/OFF，从而在各相的线圈中流过电流以驱动电动机。但是，在切换通电相位时，有时会发生转矩波动，产生振动和噪声，这一现象尤其在低速旋转区域中显著出现。 

针对该问题有以下控制方式，即：与转子的位置同步地使逆变电路所具有的开关元件的上级、下级(依次串联连接的一对开关元件的上级、下级)交替ON/OFF，从而生成正弦波状的调制波信号，使流过电动机线圈的电流成为正弦波状(所谓的正弦波驱动方式)。但是，为了检测转子位置需要高价的编码器和解算器，再者，用于将磁极位置检测信号输入微型计算机中的接口电路需要多个部件，因此具有比120度通电方式价格高这样的问题。 

针对这些问题提出了以下控制方式，即：作为磁极位置检测使用廉价的霍尔集成电路，并且根据该霍尔集成电路的磁极位置检测信号模拟地生成正弦波状的调制波信号，进行正弦波驱动(例如参照日本国特开2004-120841号公报)。 

然而，U相、V相以及W相的3个磁极位置检测信号仅具有由各相的上升沿及下降沿构成的6个模式。因此，例如在4极对转子的12槽电动机的情况下，电动机10每旋转一圈仅有6×4次数的分辨能 力。因此，利用6×4模式的磁极位置检测信号生成正弦波状的调制波信号，会发生正弦波的波形粗糙，失真变得严重等问题。 

特别是，在电动机的低速旋转区域，磁极位置检测信号的更新变慢(磁极位置检测信号的输出间隔长)，因此存在以下问题：粗糙波形的正弦波进一步在时间轴上拉长，调制波信号从正弦波形的偏移和失真变大。 

发明内容

本发明的实施例提供一种电动机控制装置，其能够改善低速旋转区域中的正弦波状的调制波信号的生成，并且能够生成正弦波失真少的调制波信号。 

根据本发明的实施例，电动机10具有：设置在转子12上的多个磁极22；和配置在所述转子12的相对位置上并伴随着磁极位置θ_re随转子12的旋转发生的变化而输出磁极位置检测信号的多个磁传感器34a～34f，该电动机10的电动机控制装置2构成为，根据磁传感器34a～34f各自的磁极位置检测信号的变化检测出所述转子的磁极位置θ_re，并根据该磁极位置θ_re生成正弦波状的调制波信号，进行电动机10的驱动，电动机控制装置2具有对所述磁极位置检测信号发生变化期间的磁极位置θ_re进行插补的磁极位置插补机构95。 

其他特征及效果将从实施例的记载及附上的权利要求书中得到明确。 

附图说明

图1是示意性示出代表性实施方式的电动机驱动系统的构成的图。 

图2是表示DC无刷电动机的结构图。 

图3是从图2中的II-II线上观察到的向视图。 

图4是示出定子的构成的俯视图。 

图5是示出磁检测电路及驱动电路的构成的图。 

图6(A)是示出第一磁传感器的输出波形的图，图6(B)是示出噪声滤波器的输出波形的图，图6(C)是示出波形整形电路的输出波形的图。 

图7(A)是示出3相的转子位置检测脉冲的波形图，图7(B)是示出转子速度检测脉冲的波形图，图7(C)是示出正弦波信号的波形图。 

图8是示出脉冲生成电路的真值的表图。 

图9(A)是将3相的转子位置检测脉冲与误差成分一起示出的说明图，图9(B)是示出根据转子速度检测脉冲利用第一手法进行速度检测的情况下的误差成分所产生的影响的说明图，图9(C)是示出利用第一手法进行速度检测的情况下的误差成分所产生的影响的说明图。 

图10是表示电动机驱动系统的电动机控制系统的框图。 

图11是示出转子速度检测脉冲信号与磁极位置的关系的图。 

图12是表示正弦波振幅信号的图。 

图13是磁极位置插补处理的流程图。 

图14是分别示出转子位置检测脉冲、磁极位置插补器所输出的磁极位置以及正弦波形的调制波信号的图。 

图15是示出电动机转速与角度插补误差的关系的图。 

图16是示出代表性实施方式的变形例的电动机驱动系统的电动机控制系统的框图。 

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的代表性实施方式。在该代表性实施方式中，作为在电动车辆中使用的电动机，例示出DC无刷电动机(以下简称为“电动机”)。 

图1是示意性示出代表性实施方式的电动机驱动系统1的构成的图。 

如图1所示，电动机驱动系统1具有：车载电池等的直流电源E； 由该直流电源E的电力驱动的、作为车辆驱动的动力源的电动机10；以及对电动机10的驱动进行控制的控制装置2。控制装置2具有：驱动电路4，其根据电动机10的转速的指令值即速度指令值，控制电动机驱动电流的波形；和逆变电路6，其在该驱动电路4的控制下，将直流电源E的直流电流变换成交流的电动机驱动电流，向电动机10输出。逆变电路6是例如组合有功率MOSFET、IGBT等的6个开关元件Tr1～Tr6的电路，各开关元件Tr1～Tr6根据来自驱动电路4的PWM驱动信号而被ON/OFF。此外，指令速度值由车辆侧的计算机生成，并被输入到控制装置2的驱动电路4中。 

图2是示出代表性实施方式的电动机10的结构图。 

在代表性实施方式中，作为电动机10，如图2所示例示出具有转子12和定子14的内转子型电动机10。此外，也能够由外转子型电动机实施。 

转子12具有圆筒状的壳体16和在该壳体16的中心在轴向延伸的转子轴18。如图3所示，在壳体16的内部，沿该壳体16的内壁配置有永久磁铁20，构成为例如8极(4对磁极)的电动机10。在转子12中的与定子14相对的部分设置有检查磁铁22。永久磁铁20是为了使转子12旋转而设置，检测磁铁22是为了检测转子12的速度而设置。 

此外，检测磁铁22以与电动机10的磁极位置相对应的方式交替排列有N极和S极而被磁化。因此，对于检测磁铁22，关于N极与S极的边界，具有8个边界(第一边界24a～第八边界24h)。 

另一方面，如图4所示，在定子14中，12个槽(第一槽26a～第十二槽261)沿圆周以等间隔且例如沿顺时针方向以第一槽26a、第二槽26b、第三槽26c...这样的顺序排列。其中，在第一槽26a、第四槽26d、第七槽26g以及第十槽26j上缠绕有第一相线圈，在第二槽26b、第五槽26e、第八槽26h以及第十一槽26k上缠绕有第二相线圈，在第三槽26c、第六槽26f、第九槽26i以及第十二槽261上缠绕有第三相线圈。 

定子14在其中央设有用于供转子轴18的端部插入的孔部28，在该孔部28的周围以包围该孔部28的方式设置有例如俯视呈コ字状的安装板30。此外，在孔部28的周围设有用于第一相线圈的第一接线端子部32a、用于第二相线圈的第二接线端子部32b以及用于第三相线圈的第三接线端子部32c。 

此外，线圈的接线方式不限于图4所示的Y接线，利用星形接线和三角形接线等其他接线方式也能实施。 

在安装板30中的与转子12的检测磁铁22相对的面(例如上表面)上配置有6个磁传感器(第一磁传感器34a～第六磁传感器34f)。 

具体而言，在考虑了通过孔部28的中心位置，并且通过第五槽26e和第十一槽26k的各中心的基准线m时，在安装板30的上表面中，在基准线m上且在第五槽26e侧的位置上设置有第一磁传感器34a，在从该第一磁传感器34a沿孔部28的圆周例如沿顺时针方向离开30°的位置上设置有第二磁传感器34b，在从该第二磁传感器34b沿孔部28的圆周离开30°的位置上设置有第三磁传感器34c。 

同样地，在安装板30的上面中，在基准线m上且在第十一槽26k侧的位置上设置有第四磁传感器34d，在从该第四磁传感器34d沿孔部28的圆周例如沿逆时针方向离开30°的位置上设置有第五磁传感器34e，在从该第五磁传感器34e沿孔部28的圆周离开30°的位置上设置有第六磁传感器34f。 

第一磁传感器34a～第六磁传感器34f中，第一磁传感器34a～第三磁传感器34c用于检测转子12的正转速度，第一磁传感器34a与第一相对应，第二磁传感器34b与第二相对应，第三磁传感器34c与第三相对应。因此，若换个方式说明上述排列的话，则第一磁传感器34a～第三磁传感器34c沿转子12的正转方向以第一磁传感器34a、第二磁传感器34b、第三磁传感器34c的顺序排列，并且，沿转子12的正转方向分别间隔30°而配置。 

同样地，第四磁传感器34d～第六磁传感器34f用于检测转子12的反转速度，第四磁传感器34d与第一相对应，第五磁传感器34e与 第三相对应，第六磁传感器34f与第二相对应。因此，换个方式说明上述排列的话，则第四磁传感器34d～第六磁传感器34f沿转子12的反转方向以第四磁传感器34d、第五磁传感器34e、第六磁传感器34f的顺序排列，并且，沿转子12的反转方向分别间隔30°而配置。 

此外，第一磁传感器34a～第六磁传感器34f分别由霍尔集成电路构成。霍尔集成电路是将霍尔元件和逻辑电路集成化了的磁传感器，根据霍尔元件的电磁现象检测出转子12的检测磁铁22的磁极(N极或S极)及其磁极的强度。因此，若转子12旋转，则从霍尔元件输出与磁通密度成比例的模拟电压信号。逻辑电路对来自霍尔元件的模拟电压信号整形而输出与磁场的极性对应的数字波形、例如N极时高电平、S极时低电平的数字波形。在代表性实施方式中，使用了例如具有输出晶体管的集电极开路输出方式的霍尔集成电路。 

具有这些第一磁传感器34a～第六磁传感器34f而构成了用于检测电动机10的磁极位置的磁检测电路52(图1)。如图1及图5(后述)所示，该磁检测电路52具有：包括第一磁传感器34a～第三磁传感器34c并输出3相的第一数字波形的第一磁传感器部64a；和包括第四磁传感器34d～第六磁传感器34f并输出3相的第二数字波形的第二磁传感器部64a。这些第一数字波形及第二数字波形作为磁极位置检测信号而被输入到驱动电路4。 

如图1所示，驱动电路4具有磁极位置检测信号处理电路54、脉冲生成电路56以及CPU 58。CPU 58能够至少使作为软件的转子位置检测机构60和转子速度检测机构62工作。 

图5是将驱动电路4的构成与磁检测电路52一起示出的图。此外，图5中对用于生成向逆变电路6输入的信号的构成部件省略图示。 

如图5所示，磁极位置检测信号处理电路54具有：上拉电阻66，使来自磁检测电路52的数字波形、即来自第一磁传感器部64a的3相的第一数字波形及来自第二磁传感器部64b的3相的第二数字波形稳定；噪声滤波器68(低通滤波器)，用于抑制高频成分(噪声)；波形整形电路70，具有施密特触发器功能，并且将在噪声滤波器68 中变形后的波形整形成脉冲波形；以及选择电路72，根据来自CPU 58的表示转子12的正转或反转的控制信号Sc，对3相的第一数字波形或3相的第二数字波形进行切换选择，并将其作为3相的转子位置检测脉冲Sa(第一相的转子位置检测脉冲Sa1～第三相的转子位置检测脉冲Sa3)输出。 

脉冲生成电路56是生成分别反应来自选择电路72的3相的转子位置检测脉冲Sa的各上升沿及各下降沿的一连串的脉冲信号的电路。即，脉冲生成电路56具有：第一逻辑电路74，将来自选择电路72的3相的转子位置检测脉冲Sa中的第一相的转子位置检测脉冲Sa1与第二相的转子位置检测脉冲Sa2的“异或”值输出；和第二逻辑电路76，将第三相的转子位置检测脉冲Sa3与第一逻辑电路74的输出的“异或”值作为转子速度检测脉冲Sb输出。 

CPU 58所实现的转子位置检测机构60根据来自选择电路72的3相的转子位置检测脉冲Sa检测转子12的位置，CPU 58所实现的转子速度检测机构62根据来自脉冲生成电路56的转子速度检测脉冲Sb检测转子12的转速(正转速或反转速)。此外，CPU 58根据由转子速度检测机构62检测出的转速和从车辆侧输入的速度指令值，对电动机10的转速进行反馈控制。关于该电动机控制的构成在后说明。 

例如在仅检测转子12正转时的转子位置及正转速的情况下，可以省略与转子12的反转有关的第二磁传感器部64b(第四磁传感器34d～第六磁传感器34f)，而且相应地分别省略一部分上拉电阻66的构成要素、噪声滤波器68的构成要素、波形整形电路70的构成要素，并进一步省略选择电路72。 

图6是磁检测电路52及驱动电路4的动作说明图，图6(A)是示出第一磁传感器34a的输出波形的图，图6(B)是示出噪声滤波器的输出波形的图，图6(C)是示出波形整形电路70的输出波形的图。 

对例如从第一磁传感器34a输出的数字波形进行说明，由于伴随着转子12的例如正转，与第一磁传感器34a相对的磁极例如以N极 →S极→N极→S极的方式依次改变，因此第一磁传感器34a的输出晶体管例如在与N极相对的期间为OFF，在与S极相对的期间为ON。由于在第一磁传感器34a的输出侧连接有上拉阻抗66，因此在输出晶体管为OFF时，输出电压被提高到电源电压Vcc附近。第一磁传感器34a的输出由后级的噪声滤波器68抑制高频成分(噪声)。然而，如图6(B)所示，第一磁传感器34a的输出波形为其上升沿及下降沿与噪声滤波器68的时间常数对应地发生变形的一次延迟波形。 

由于噪声滤波器68而上升沿及下降沿发生变形的第一磁传感器34a的输出提供后级的波形整形电路70的施密特触发器功能而被整形成脉冲波形。具体而言，波形整形电路70在噪声滤波器68的输出(输出电压)为第一阈值电压Vtp以上的时刻成为低电平，在第二阈值电压Vtn(＜Vtp)以下的时刻成为高电平。此外，在该波形整形电路70中也进行着震颤防止。 

另一方面，选择电路72根据来自通过CPU 58动作的转子位置检测机构60的表示转子12的正转或反转的控制信号Sc，对与从波形整形电路70输出的第一磁传感器部64a对应的3相的第一数字波形和与第二磁传感器部64b对应的3相的第二数字波形进行切换选择，并将其作为3相的转子位置检测脉冲Sa输出。在图7中示出转子12正转时的3相的转子位置检测脉冲Sa的例子。 

3相的转子位置检测脉冲Sa用于对转子12的正转或反转进行检测，进一步用于检测转子12的磁极位置。当然，转子12每旋转一周，能够以4周期的定时(timing)(脉冲周期Ta)检测转子12的速度，但检测精度低。 

此外，在脉冲生成电路56中，从第一逻辑电路74输出第一相的转子位置检测脉冲Sa1与第二相的转子位置检测脉冲Sa2的“异或”值，从第二逻辑电路76输出第三相的转子位置检测脉冲Sa3与第一逻辑电路74的输出的“异或”值。即，根据三输入异或功能生成转子速度检测脉冲Sb。 

图8示出脉冲生成电路56的真值表。在该真值表中，若第一相 的转子位置检测脉冲Sa1～第三相的转子位置检测脉冲Sa3均为“0”或“1”，则是电气配线的断线或短路导致的异常输出，由CPU 58进行电动机停止等的错误处理。 

在驱动电路4中，根据来自脉冲生成电路56的输出检测转子12的转速(正转速或反转速)。从脉冲生成电路56输出的转子速度检测脉冲Sb的脉冲周期为转子位置检测脉冲Sa的脉冲周期Ta的1/3，因此根据从脉冲生成电路56输出的转子速度检测脉冲Sb检测转子12的速度，从而与使用了3相的转子位置检测脉冲Sa的情况相比，检测精度得到提高。 

作为检测定时，作为第一手法，考虑将脉冲波形变化的定时、即从下降沿到下一上升沿的期间、从上升沿到下一下降沿的期间分别作为速度检测周期。这种情况下，由于在转子12旋转一周的期间，有24个速度检测周期到来，因此能够高精度地检测转子12的速度。 

但是，各速度检测周期的开始时刻大多受到各种误差成分的影响。作为误差成分，有检测磁铁误差、磁传感器误差、噪声滤波器误差、CPU误差等。 

检测磁铁误差包括检测磁铁22的磁化范围的误差和对转子12的安装误差，指的是实际的第一边界24a～第八边界24h相对于理想的第一边界24a～第八边界24h的配置误差成分。磁传感器误差在检测转子12的正转速的情况下，包括第一磁传感器34a～第三磁传感器34c的读取误差和对定子14的安装误差，在检测转子12的反转速的情况下，包括第四磁传感器34d～第六磁传感器34f的读取误差和对定子14的安装误差。噪声滤波器误差包括由电路元件的电路常数的偏差等引起的时间常数误差。CPU误差包括将模拟信号变换成数字信号时的量子化误差。其中，CPU误差由于依赖于CPU自身的性能，因此从上述误差成分中除外。 

如图6(B)所示，时间常数误差由于噪声滤波器68的输出波形基于CR时间常数成为一次延迟波形而生成。 

即，对于从后级的波形整形电路70输出的脉冲波形(参照图6 (C))，理想情况下，其下降沿时刻与噪声滤波器68的输出波形(参照图6(B))的上升沿时刻大致同时，上升沿时刻与噪声滤波器68的输出波形的下降沿时刻大致同时。 

但是，由于噪声滤波器68的输出波形为一次延迟波形，因此波形整形电路70的输出波形的下降沿时刻仅延迟从噪声滤波器68的输出波形的上升沿时刻到噪声滤波器68的输出(输出电压)成为第一阈值电压Vtp的时刻为止的时间，该延迟时间Δt1为时间常数误差。 

此外，波形整形电路70的输出波形的上升沿时刻仅延迟从噪声滤波器68的输出波形的下降沿时刻到噪声滤波器68的输出(输出电压)成为第二阈值电压Vtn以下的时刻为止的时间，但该延迟时间Δt2短到能够忽视的程度。因此，能够作为波形整形电路70的输出波形中的、在上升沿时刻不存在时间常数误差的波形进行处理。 

因此，如图9(A)所示，3相的转子位置检测脉冲Sa中的各下降沿受到噪声滤波器误差导致的影响。 

如上述那样，由于检测磁铁误差包括检测磁铁22的磁化范围的误差和安装误差，因此，在各磁传感器检测到磁极变化的时刻受到检测磁铁误差的影响。即，3相的转子位置检测脉冲Sa中的各下降沿及各上升沿受到检测磁铁误差的影响。 

具体而言，在以第一磁传感器34a为基准位置时，例如第一相的转子位置检测脉冲Sa1中，从基准位置开始最初的下降沿受到检测磁铁22中的第一边界24a的位置误差(第一检测磁铁误差)的影响，接下来的最初的上升沿受到检测磁铁22中的第二边界24b的位置误差(第二检测磁铁误差)的影响，接下来的第二次的下降沿受到检测磁铁22中的第三边界24c的位置误差(第三检测磁铁误差)的影响，接下来的第二次的上升沿受到检测磁铁22中的第四边界24d的位置误差(第四检测磁铁误差)的影响，接下来的第三次的下降沿受到检测磁铁22中的第五边界24e的位置误差(第五检测磁铁误差)的影响，接下来的第三次的上升沿受到检测磁铁22中的第六边界24f的位置误差(第六检测磁铁误差)的影响，接下来的第四次的下降沿受 到检测磁铁中的第七边界24g的位置误差(第七检测磁铁误差)的影响。这在第二相的转子位置检测脉冲Sa2及第三相的转子位置检测脉冲Sa3中也是相同的。 

如上述那样，由于磁传感器误差在检测转子12的正转速时，包括第一磁传感器34a～第三磁传感器34c的读取误差和对定子14的安装误差，因此在以第一磁传感器34a为基准时，与第二磁传感器34b对应的第二相的转子位置检测脉冲Sa2的各上升沿及各下降沿受到第二磁传感器34b引起的磁传感器误差(记为第二磁传感器误差)的影响，与第三传感器34c对应的第三相的转子位置检测脉冲Sa3的各上升沿及各下降沿受到由第三磁传感器34c引起的磁传感器误差(记为第三磁传感器误差)的影响。 

因此，从脉冲生成电路56输出的转子速度检测脉冲Sb受到上述各种误差成分的影响。 

例如，如图9(B)所示，在时刻t1受到噪声滤波器误差、第三磁传感器误差以及第七检测磁铁误差的影响，在时刻t2受到第二磁传感器的影响，在时刻t3受到噪声传感器误差和第一检测磁铁误差的影响，以下相同。 

因此，上述第一手法、即在将从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到下一上升沿的期间及从上升沿到下一下降沿的期间分别作为速度检测周期来检测转子12的速度时，如图9(B)所示，受到在时刻t1～时刻t23所包括的3相的转子位置检测脉冲Sa所有的误差成分的影响。 

因此，作为第二手法，优选将从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到接下来的任意的下降沿的期间、从上升沿到接下来的任意的上升沿的期间作为速度检测周期来检测转子12的速度。这种情况下，为了提高检测精度，优选满足速度检测期间＜转子位置检测脉冲Sa的脉冲周期Ta。 

例如，在将从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到下一下降沿的期间(t0→t2、t2→t4、t4→t6、...)作为速度检测周期来检测转子12 的速度时，如图9(C)所示，在时刻t2仅受到第二磁传感器误差的影响，在时刻t4仅受到第三磁传感器误差的影响，在时刻t6仅受到第二检测磁铁误差的影响，在时刻t8仅受到第二检测磁铁误差和第二磁传感器误差的影响，在时刻t10仅受到第二检测磁铁误差和第三磁传感器误差的影响，在时刻t12仅受到第四检测磁铁误差的影响，在时刻t14仅受到第四检测磁铁误差和第二磁传感器误差的影响，在时刻t16仅受到第四检测磁铁误差和第三磁传感器误差的影响，在时刻t18仅受到第六检测磁铁误差的影响，在时刻t20仅受到第六检测磁铁误差和第二磁传感器误差的影响，在时刻t22仅受到第六检测磁铁误差和第三磁传感器误差的影响，能够将基于误差成分的影响抑制到最小限度。这样进一步提高转子12的速度的检测精度。 

此外，用作速度检测期间的从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到接下来任意的下降沿的周期，除了上述的从下降沿到下一下降沿的期间以外，也可以采用从下降沿到中间间隔一个的下降沿的期间(t0→t4、t4→t8、t8→t12、...)。 

用作速度检测期间的从转子速度检测脉冲Sb的上升沿到接下来任意的上升沿的周期，可以是从上升沿到下一上升沿的期间(t1→t3、t3→t5、t5→t7、...)，也可以采用从上升沿到中间间隔一个的上升沿的期间(t1→t5、t5→t9、t9→t13、...)。 

不管采用哪一个，都优选使误差成分产生的影响成为最小限度的期间用作速度检测期间。 

这样，本实施方式的速度检测电路50能够将误差成分产生的影响抑制到最小限度，能够高精度地检测转子12的速度。 

即，在进行速度控制的电动机系统中，电动机10(转子12)的转速的检测精度极为重要。因此，对于进行速度控制的电动机系统中的电动机10的转速的检测，考虑使用高精度但是高价格的编码器和解算器。而在本实施方式中使用的霍尔集成电路虽然廉价，但是分辨能力低，通常存在电动机10的转速的检测误差大这样的问题。 

而像代表性实施方式那样，设置根据3相的转子位置检测脉冲 Sa而生成转子速度检测脉冲Sb的脉冲生成电路56，由此能够高精度地检测转子12的速度。再者，作为速度检测期间，选择从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到接下来任意的下降沿的期间或者从上升沿到接下来任意的上升沿的期间，从而能够进一步提高检测精度。特别是，通过将从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到下一下降沿的期间作为速度检测期间而选择，能够将误差成分的影响抑制到最小限度，其结果，能够使转子12的速度检测精度提高到以转子位置检测脉冲Sa的脉冲期间Ta为速度检测期间时的3倍，能够使误差成分为大约1/10。 

由此，即使将霍尔集成电路用作磁传感器，也能够高精度地进行电动机10的速度控制，能够几乎无误差地高精度地追从于来自CPU58的速度指令值。 

而且，作为速度检测期间，选择从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到接下来任意的下降沿的期间或从上升沿到接下来任意的上升沿的期间，从而能够进一步提高检测精度。特别是，通过将从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到下一下降沿的期间作为速度检测期间而选择，能够将误差成分的影响抑制到最小限度，其结果，能够使转子12的速度检测精度提高到以转子位置检测脉冲Sa的脉冲周期Ta作为速度检测期间时的3倍，能够使误差成分为大约1/10。 

接着，说明电动机10的驱动控制系统。 

图10是表示电动机驱动系统1的电动机驱动控制系统的框图。 

在该电动机驱动控制系统中，从搭载在车辆上的计算机向控制装置2输入作为速度指令值的指令速度ω_rm ^*，进行反馈控制使得电动机10以该指令速度ω_rm ^*被驱动。即，如图10所示，电动机驱动控制系统大体上具有位置·速度检测部82、速度控制部84、驱动信号生成部86以及角度插补部88。此外，这些各部分由上述驱动电路4所具有的CPU 58实现。 

位置·速度检测部82用于检测转子12的磁极位置θ_re及转子12的转速ω_rm，并将转速ω_rm输出给速度控制部84，且将磁极位置θ_re输出给角度插补部88，该位置·速度检测部82构成为包括上述转子 位置检测机构60及转子速度检测机构62。 

速度控制部84根据从车辆所具有的计算机输入的指令速度ω_rm ^*和用位置·速度检测部82检测出的转速ω_rm计算电压指令值，并输出给驱动信号生成部86。详细而言，速度控制部84具有：根据指令速度ω_rm ^*和转速ω_rm计算转矩指令值的速度控制器90；能够利用转矩指令值及指令速度ω_rm ^*检索的占空(Duty)映射91及超前角映射92。 

速度控制器90具有比例(P)控制器和积分(I)控制器，根据指令速度ω_rm ^*和转速ω_rm的偏差，利用PI控制补偿误差，并计算出转矩指令值。占空映射91是预先规定了指令速度ω_rm ^*、后述的PWM驱动信号的占空比以及转矩的相互之间的关系的映射。利用转矩指令值及指令速度ω_rm ^*对占空映射91进行检索，从而决定能够得到该转矩指令值的转矩的占空比。超前角映射92是预先规定了指令速度ω _rm ^*、超前角以及转矩的相互之间的关系的映射。即，利用转矩指令值及指令速度ω_rm ^*对超前角映射92进行检索，从而能够针对该转矩指令值及指令速度ω_rm ^*得到最佳的超前角。并且，包括这些超前角及占空比的指示值在内的电压指令值被输入到驱动信号生成部86中。 

驱动信号生成部86具有波形生成器93和PWM驱动信号生成部94。对于波形生成器93，从后述的角度插补部88输入基于转子12的磁极位置θ_re的U相、V相以及W相各相的正弦振幅信号sinθ_re，并且从速度控制部84输入上述电压指令值，根据电压指令值调整各相的正弦振幅信号sinθ_re的信号振幅，并分别作为正弦波的调制波信号Vua^*、Vva^*、Vwa^*而输出给PWM驱动信号生成部94。PWM驱动信号生成部94根据各正弦波的调制波信号Vua^*、Vva^*、Vwa^*生成PWM驱动信号。具体而言，PWM驱动信号生成部94利用三角波比较非同步式生成PWM驱动信号，对各正弦波的调制波信号Vua^*、Vva^*、Vwa^*和作为载波的三角波的电压值进行比较，生成PWM驱动信号，并输出给逆变电路6。 

角度插补部88用于根据位置·速度检测部82输出的转子12的磁极位置θ_re生成正弦振幅信号sinθ_re，并输出给驱动信号生成部86， 该角度插补部88具有磁极位置插补器95和三角函数运算器96。如上述图7(C)所示，正弦振幅信号sinθ_re是与转子位置检测脉冲Sa同步了的周期的正弦波的振幅信号。 

在代表性实施方式中，由于转子速度检测脉冲Sb的脉冲周期是转子位置检测脉冲Sa的脉冲周期Ta的1/3(电角60度)，因此在该转子速度检测脉冲Sb的每上升沿及下降沿的时刻生成正弦振幅信号sinθ_re，由此，与根据转子位置检测脉冲Sa的上升沿及下降沿生成正弦振幅信号sinθ_re的情况相比能够提高分辨能力。当然，电角根据电动机10的构造(转子和定子的构造、槽数等)而改变。 

磁极位置插补器95在转子速度检测脉冲Sb的上升沿及下降沿的时刻将磁极位置θ_re输出给三角函数运算器96。即，在电动机10向恒定方向旋转的情况下，每当转子速度检测脉冲Sb上升及下降时，磁极位置θ_re以0度→60度→120度→180度→240度→300度→360度(0度)→60度这样的方式以60度间隔从0度到360度循环地变化。磁极位置插补器95将在电动机10旋转开始时或旋转方向的反转检测之后，转子速度检测脉冲Sb第一次上升或者下降的时刻设定成磁极位置θ_re＝0，之后，每当转子速度检测脉冲Sb上升或者下降时，向三角函数运算器96输出的磁极位置θ_re每次增加60度。 

三角函数运算器96每当被输入磁极位置θ_re时计算磁极位置θ_re的正弦值(sinθ_re)，并将其作为正弦振幅信号sinθ_re而输出给波形生成器93。此时，三角函数运算器96每当被输入磁极位置θ_re时更新正弦振幅信号sinθ_re的值，三角函数运算器96的输出信号波形成为所谓的台阶状的信号波形。因此，若磁极位置插补器95构成为仅按电角60度输出磁极位置θ_re，则如图11中的点划线所示，三角函数运算器96输出的正弦振幅信号sinθ_re为偏离正弦波形较大的粗糙信号Sj。特别是，当电动机10的转速ω_rm低时，转子速度检测脉冲Sb的脉冲周期Tc变长，因此，正弦振幅信号sinθ_re成为将粗糙信号Sj在时间轴上拉长的波形，从正弦波形的偏离显著。 

因此，在代表性实施方式中，磁极位置插补器95除了转子速度 检测脉冲Sb上升及下降时以外，在其间也以一定时间间隔对磁极位置θ_re进行插补，并输出给三角函数运算器96，由此，提高正弦振幅信号sinθ_re的分辨率。 

在代表性实施方式中，如图12所示，将1周期的正弦波信号划分成512份，即角度分辨能力为512/360(deg)，磁极位置插补器95以该角度分辨能力对角度进行插补，从而三角函数运算器96暂时输出的正弦振幅信号sinθ_re的曲线图与正弦波十分近似。 

但是，在将PWM控制信号的生成的载波所使用的三角波的载波频率设为fc，将从速度控制部84向波形生成器93输入的电压指令值的频率即指令电压频率设为f1时，在利用三角波比较非同步式的PWM控制来驱动电动机10的情况下，若不以充分的速度向生成为PWM驱动信号的正弦波的调制波信号Vua^*、Vva^*、Vwa^*发出指令，则波形走样。因此，通过使fc/f1≥N(＝9)来维持波形品质。(这里，N＝9是，作为能够在载波频率fc中得到实用的频率的值，根据实验值或经验值等求出的。) 

即，在电动机10的设定最高转速为X[rpm]的情况下，求出指令电压频率fl＝X/60×(极数/2)[Hz]，因此若将载波的载波频率fc＝Y[kHz]设定成满足fc/f1≥N(＝9)的关系，则不产生波形的走样。在代表性实施方式中，将设定最高转速X设为3500[rpm]，在载波频率fc中使用fc＝16kHz。 

在磁极位置插补器95中按载波频率fc(即每62.5μ秒)发生中断，每当发生该中断时，通过磁极位置插补器95进行磁极位置插补处理。 

磁极位置插补处理是对转子速度检测脉冲Sb的上升沿与下降沿之间的磁极位置θ_re进行插补的处理。由于从转子速度检测脉冲Sb的上升沿到下降沿的期间(即1/2脉冲周期)相当于电角60度，因此在从转子速度检测脉冲Sb的上升沿到下降沿的范围内，使插补角度α按照60度所对应的经过时间逐渐增加(正转时)或减少(反转时)，然后，对在转子速度检测脉冲Sb的上一上升沿或下降沿时输出的磁 极位置θ_re加上插补角度α，从而进行插补。 

图13是磁极位置插补处理的流程图。 

如图13所示，在发生中断时(步骤S1)，磁极位置插补器95首先通过转子速度检测脉冲Sb上升或下降的情况来判定信号电平是否存在变化(步骤S2)。在信号电平发生了变化的情况下(步骤S2：是)，将插补角度α的初始值设为30度(步骤S3)。该初始值是根据电动机10的槽数而决定的值。即，在电动机10的槽数为12槽的情况下，槽以30度间隔配置，所以第一磁传感器34a～第六磁传感器34f也分别以30度间隔配置。因此，从第一磁传感器34a～第六磁传感器34f的任一个开始每电角30度输出磁极位置检测信号。转子速度检测脉冲Sb由脉冲生成电路56根据该磁极位置检测信号生成，因此转子速度检测脉冲Sb的上升及下降沿时表示磁极位置θ_re已经移动了电角30度，将该电角30度设为初始值。此外，槽数为M，在按槽配置磁传感器的情况下，作为初始值(360度/槽数M)设定。 

此外，在U相、V相以及W相的槽分别配置有磁传感器时，(360度/槽数M)×2＞(360度/磁极数)＞(360度/槽数M)的关系成立。 

接着，磁极位置插补器95判断电动机10的旋转方向是否为反转(步骤S4)。在电动机10的旋转方向向同一方向旋转时(步骤S4：否)，以后述的中断计数值Cn未达到计数上限值Cmax为条件(步骤S5：否)，将指定插补角度α的计算算法的插补曲线Qf设置为“通常插补”(步骤S6)。另一方面，在电动机10的旋转方向为反转的情况下(步骤S4：是)，或者在中断计数值Cn达到计数上限值Cmax的情况下(步骤S5：是)，将用于使插补角度α的计算算法从通常的算法进行变更的插补曲线Qf设置为“极低速用插补”(步骤S7)。 

这里，由于第一磁传感器34a～第六磁传感器34f的各磁极位置检测信号的输出顺序按照电动机10的旋转方向而唯一确定，因此在上述步骤S4中，根据输出了磁极位置检测信号的本次的磁传感器34和各磁传感器34的上次为止的磁极位置检测信号的输出顺序，判断电动机10的旋转方向有无反转。此外，输出磁极位置检测信号的磁传 感器34的顺序在步骤S2中每当转子速度检测脉冲Sb的信号电平变化时被更新记录在RAM等中。 

中断计数值Cn是对在转子速度检测脉冲Sb的信号电平变化期间所发生的中断发生次数进行计数的计数器的值。由于每当转子速度检测脉冲Sb的信号电平发生1次变化时，磁极位置θ_re仅变化电角60度，因此将电角60度除以此期间的中断计数值Cn的最终计数值Cend(上次信号电平变化所需要的时间)，从而能够得到中断每发生1次的磁极位置θ_re的移动量(每中断发生时间的移动量)。磁极位置插补器95用于下一次的中断发生时进行的插补角度α的计算，对转子速度检测脉冲Sb的从上次到本次的信号电平变化期间进行计数后的当前时刻的中断计数值Cn设为最终计数值Cend并进行记录(步骤S8)。 

这里，由于电动机10的转速越慢则转子速度检测脉冲Sb的信号电平的变化间隔(周期)越长，与之成比例地，中断计数值Cn也越增大，因此，若信号电平的变化间隔非常长，则中断计数值Cn发生溢出。具体而言，在代表性实施方式中，由于使中断以16kHz发生，因此每62.5μ秒中断计数值Cn增加，在使用10bit计时器构成中断计数器的情况下， 成为计数器的上限值，因此信号电平的变化间隔超过它时，发生溢出。也就是说，例如在电动机10的转速慢到30rpm的情况下，U相1周期的时间为(30/60)×4，为2Hz(500m秒)，因此发生溢出。在发生溢出时，根据中断计数值Cn计算出的插补角度α发生错误。因此，在代表性实施方式中，根据构成中断计数器的计时器的bit数，在不发生溢出的范围内设定上述计数上限值Cmax，在中断计数值Cn超出该计数上限值Cmax的情况下，电动机10以极低速旋转，插补角度α的计算算法从通常的算法发生改变。因此，如上述那样，磁极位置插补器95在上述步骤S5中判断中断计数值Cn是否达到计数上限值Cmax，在未达到的情况下(步骤S5：否)，将插补曲线Qf设置为“通常插补”(步骤S6)，此外，在超出计数上限值Cmax的情况下(步骤S5：是)，将插补曲 线Qf设置为“极低速用插补”。 

此外，对于电动机10的旋转成为极低速的时刻，可列举电动机10停止前，刚起动时、以及旋转方向刚反转时。 

接着，磁极位置插补器95通过 

极低速用参数lowpath 

＝(当前的中断计数值)+1 

计算出电动机10以极低速旋转的情况下的插补角度α所使用的极低速用参数lowpath并进行记录。此外，在此式中，当前的中断计数值Cn表示转子速度检测脉冲Sb的信号发生变化之前的计数值(相当于经过时间)。 

磁极位置插补器95如以上那样，在进行了插补曲线Qf的设定、最终计数值Cend的记录以及极低速用参数lowpath的设定之后，将中断计数值Cn清零(步骤S10)，将处理步骤返回步骤S1。 

在中断发生时(步骤S1)转子速度检测脉冲Sb的信号电平未发生变化的情况下(步骤S2：否)，进行磁极位置θ_re的插补角度α的计算。即，磁极位置插补器95首先将中断计数值Cn加“1”(步骤S11)，其结果，判断中断计数值Cn是否达到计数上限值Cmax(步骤S12)。在达到计数上限值Cmax的情况下(步骤S12：是)，为了表示电动机10以极低速旋转，将插补曲线Qf设置为“极低速用插补”(步骤S13)。 

并且，磁极位置插补器95利用与插补曲线Qf对应的算法计算磁极位置θ_re的插补角度α(步骤S14)。具体而言，在插补曲线Qf为“通常插补”的情况下(步骤S14：通常插补)，为了与中断计数值Cn成比例地使插补角度α暂时增加或者减少，利用下式计算插补角度α(步骤S15)。 

插补角度α＝-(插补角度α的初始值) 

+(当前的中断计数值Cn×60度/最终计数值Cend) 

由此，计算出插补角度α，该插补角度α与中断计数值Cn成比例地从-30度(或者+30度)暂时增大。 

另一方面，在插补曲线Qf为“极低速用插补”的情况下(步骤S14：极低速用插补)，不是使插补角度α单纯地与中断计数值Cn成比例地增大，而是将中断计数值Cn除以上述极低速用参数lowpath的余数为0的情况下，即，在中断计数值Cn仅增加上述极低速用参数lowpath的情况下，将插补角度α仅增加1度(步骤S16)。 

由此，插补角度α的增加相对于中断计数值Cn的增加变得缓慢，能够对应于电动机10的低速旋转而使插补角度α缓慢变化。此外，极低速用参数lowpath表示转子速度检测脉冲Sb的信号电平的变化所需要的上一次的经过时间，并按照该经过时间使磁极位置θ_re增加，因此比较急剧地抑制磁极位置θ_re相对于经过时间的增加。由此，例如电动机10即将停止驱动时那样，在电动机10的转速急剧下降的情况下，能够相应地插补磁极位置θ_re。此外，即使在中断计数值Cn溢出的情况下，中断计数值Cn也能够循环地变动，因此不论有无溢出，均能够每当中断计数值Cn变动极低速用参数lowpath时使插补角度α增加。 

接着，例如在中断计时器的溢出等引起插补角度α成为-30度以下的情况下(步骤S17：是)，磁极位置插补器95将插补角度α设定成-30度(步骤S18)，此外，在超出30度的情况下(步骤S19：是)，将插补角度α设定成30度(作为插补角度α所能获取的最大值)(步骤S20)。 

并且，磁极位置插补器95对在转子速度检测脉冲Sb的上次的上升或下降时输出的磁极位置θ_re增加插补角度α，从而计算出插补后的磁极位置θ_re，并在向三角函数运算器96输出之后(步骤S21)，将处理返回步骤S1。 

此外，关于插补后的磁极位置θ_re的计算，详细而言，利用 

插补后的磁极位置θ_re＝ 

转子速度检测脉冲Sb的信号电平变化时的磁极位置θ_re

+(插补角度α+超前角)×旋转方向系数Pdir 

其中，正转时，Pdir＝1，反转时，Pdir＝-1 

算出。 

利用以上的磁极位置插补处理，在转子速度检测脉冲Sb的上升沿/下降沿的定时以外的期间也插补磁极位置θ_re，如图14所示，在转子12旋转一周(电角360度)的期间，以360/512的角度分辨能力由磁极位置插补器95输出磁极位置θ_re。其结果，从三角函数运算器96输出的正弦振幅信号sinθ_re的曲线波形也接近正弦波，能够使根据该正弦振幅信号sinθ_re生成的正弦波形的调制波信号接近正弦波。 

这里，如上述那样，在基于第一磁传感器34a～第六磁传感器34f的检测磁铁误差中含有各种误差成分，因此，基于该第一磁传感器34a～第六磁传感器34f的输出的磁极位置θ_re的插补角度α中也含有角度误差。如图15所示，该角度误差依赖于电动机10的转速，越是快速旋转时越大。因此，为了除去该角度误差，该磁极位置θ_re的插补不是以转子速度检测脉冲Sb的上升沿/下降沿的期间来进行，而是与转子速度检测时相同，以从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到下一下降沿的各个期间、或者从上升沿到下一上升沿的各个期间来进行，从而能够除去插补角度α的角度误差。特别是，通过以从转子速度检测脉冲Sb的下降沿到下一下降沿的各个期间对磁极位置θ_re进行插补，能够将误差成分的影响抑制到最小限度。 

如以上说明那样，在代表性实施方式中，电动机10具有：设置在转子12上的多个磁极22；和配置在上述转子12的相对位置上并伴随着磁极位置θ_re随上述转子12的旋转发生的变化而输出磁极位置检测信号的多个磁传感器34a～34f，该电动机10的电动机控制装置12构成为，根据上述磁传感器34a～34f各自的磁极位置检测信号的变化检测上述转子的磁极位置θ_re，根据所述磁极位置θ_re生成正弦波状的调制波信号，进行上述电动机10的驱动，该电动机10的电动机控制装置具有对上述磁极位置检测信号发生变化期间的磁极位置θ_re进行插补的磁极位置插补机构95。因此，根据代表性实施方式的电动机10的控制装置2，转子速度检测脉冲Sb的信号电平发生变化期间的磁极位置θ_re被磁极位置插补器95插补，因此能够与转子速度检测脉 冲Sb的周期无关地通过波形生成器93生成接近正弦波形的波形的调制波信号。 

特别是，电动机10越低速旋转，转子速度检测脉冲Sb的信号电平发生变化的期间越长，但此期间的磁极位置θ_re被暂时插补，因此能够防止正弦波形的调制波形极端粗糙。此外，能够在磁传感器中使用例如霍尔集成电路等廉价的传感器来生成接近正弦波的调制波信号，进行电动机10的模拟正弦波驱动。 

此外，根据代表性实施方式，磁极位置插补器95构成为，根据由转子速度检测脉冲Sb的信号电平的变化在上一次所需的时间(最终计数值Cend)以及该信号电平发生变化时的磁极位置θ_re的移动量所求出的单位时间的移动量(电角60度/最终计数值Cend)、和所述信号电平发生变化后的经过时间(中断计数值Cn)，对磁极位置θ_re进行插补。根据该构成，能够对信号电平发生变化期间的磁极位置θ _re根据此时的电动机10的旋转速度进行插补，能够不依赖于电动机10的旋转速度而生成失真少的调制波信号。 

此外，根据代表性实施方式，磁极位置插补器95构成为，转子速度检测脉冲Sb的信号电平发生变化后的经过时间(中断计数值Cn)超出预定时间(计数上限值Cmax)以后，在每隔信号电平的变化所需要的上次的时间(lowpath)使磁极位置θ_re每次增加规定量(在代表性实施方式中为1度)地进行插补。 

根据该构成，即使在电动机10以非常低的速度旋转，转子速度检测脉冲Sb的信号电平发生变化之前的时间变长的情况下，也能够在上次变化时起超出规定时间(计数上限值Cmax)时，抑制磁极位置θ_re的增加程度，切换成与电动机10的低速旋转对应的调制波信号。特别是，由于在每隔信号电平的变化所需要的上次的时间使磁极位置θ_re增加，因此能够比较急剧地抑制磁极位置θ_re相对于经过时间的增加量，从而能够例如在电动机10的驱动即将停止时那样电动机10的转速急剧减小的情况下，生成相应的调制波信号。 

此外，根据代表性实施方式，构成为，具有脉冲生成电路56，其 生成反映了磁传感器34各个磁极位置检测信号的变化的一连串的脉冲信号，根据该脉冲生成电路56的脉冲信号的上升沿及下降沿检测磁极位置θ_re，并根据该磁极位置θ_re生成正弦波状的调制波信号，且磁极位置插补器95对脉冲信号的上升沿和下降沿期间的磁极位置θ_re进行插补。 

根据该构成，由于在脉冲信号中反映出多个磁传感器34的各个磁极位置检测信号的变化，因此周期比1个磁极位置检测信号短(在代表性实施方式中由于由3相的磁极位置检测信号生成脉冲信号，因此为1/3周期)。并且，根据该脉冲信号的上升沿及下降沿检测磁极位置θ_re，由此能够缩短磁极位置θ_re的检测间隔，能够更有效地抑制调制波信号的正弦波失真。 

此外，根据代表性实施方式，磁极位置插补器95构成为，以从脉冲信号的上升沿到下一上升沿的各个期间，或者以从下降沿到下一下降沿的各个期间对磁极位置θ_re进行插补。根据该构成，能够除去由磁传感器34的误差和检测磁铁误差等各种误差成分引起的插补角度α的角度误差。由此，即使在磁传感器34中使用了廉价的霍尔集成电路等的情况下，也能够高精度地插补磁极位置θ_re。 

上述代表性实施方式只不过示出本发明的一个方式，在本发明的范围内能够任意变形及应用。 

例如，在上述代表性实施方式中，磁极位置插补器95根据转子速度检测脉冲Sb的信号电平的变化检测磁极位置θ_re，但不限于此，也可以构成为，根据图7(A)所示的转子位置检测脉冲Sa的各个上升沿/下降沿来检测磁极位置θ_re。这种情况下，以从任一转子位置检测脉冲Sa的上升沿/下降沿到另一转子位置检测脉冲Sa的上升沿/下降沿的各个期间来进行磁极位置θ_re的插补。关于此时的磁极位置插补处理，与图13所示的流程图是相同的，因此省略说明。 

此外，例如在上述代表性实施方式中，作为电动机驱动系统1，例示了基于指令速度ω_rm ^*的电动机驱动控制，但不限于此。即，如图16所示，也可以为根据指令转矩T^*驱动电动机10的电动机驱动系统 100。此外，在图16中，对与图10相同的部件标注相同的附图标记，省略说明。 

在图16中，指令转矩T^*根据对电动机10的转速ω_rm及节气门开度与成为目标的转矩指令值之间的关系作出了规定的转矩映射来决定。即，从位置·速度检测部82向车辆所具有的计算机等中输入电动机10的转速ω_rm，并且输入节气门开度，该计算机等根据上述转矩映射决定转矩指令值，并作为指令转矩T^*而输入电动机驱动系统100的转矩控制器190中。 

转矩控制器190调整输出转矩T以使当前的输出转矩T成为指令转矩T^*，并输出给占空映射91及超前角映射92。向这些占空映射91及超前角映射92中也分别输入转速ω_rm，由此，将对指令转矩T^*及转速ω_rm最佳的占空比及超前角输入到驱动信号生成部86中，从而进行基于指令转矩T^*的电动机10的驱动控制。 

此外，在上述代表性实施方式中，对使用了逆变器的代表性实施方式进行了说明，但也能够应用于在电池E和逆变电路6之间组装有使电池E的电压升降的DC/DC变换电路等的电压变换电路而成的电路。 

附图标记的说明 

1、100电动机驱动系统 

2控制装置(电动机控制装置) 

4驱动电路 

6逆变电路 

12转子 

14定子 

20永久磁铁 

22检测磁铁 

34、34a～34f磁传感器 

50速度检测电路 

52磁检测电路 

54磁极位置检测信号处理电路 

56脉冲生成电路 

58CPU 

60转子位置检测机构 

62转子速度检测机构 

82位置·速度检测部 

84速度控制部 

86驱动信号生成部 

88角度插补部 

93波形生成器 

94PWM驱动信号生成部 

95磁极位置插补部 

96三角函数运算器 

Cend最终计数值 

Cmax计数上限值 

Cn中断计数值 

Sa、Sa1～Sa3转子位置检测脉冲 

Sb转子速度检测脉冲 

Vua^*～Vwa^*调制波信号 

lowpath极低速用参数 

sinθ_re正弦振幅信号 

θ_re磁极位置 

ω_rm转速 

ω_rm ^*指令速度 

Claims (5)

1.一种电动机(10)的电动机控制装置(2)，所述电动机(10)具有：设置在转子(12)上的多个磁极(22)；配置在所述转子(12)的相对位置上并伴随着磁极位置(θ_re)随所述转子(12)的旋转发生的变化而输出磁极位置检测信号的多个磁传感器(34a～34f)，所述电动机控制装置(2)的特征在于，

电动机控制装置(2)构成为，根据所述磁传感器(34a～34f)各自的磁极位置检测信号的变化检测出所述转子的磁极位置(θ_re)，并根据所述磁极位置(θ_re)生成正弦波状的调制波信号，进行所述电动机(10)的驱动，

电动机控制装置(2)具有对所述磁极位置检测信号发生变化期间的磁极位置(θ_re)进行插补的磁极位置插补机构(95)，

所述磁极位置插补机构(95)算出在从磁极位置检测信号的上升沿到下降沿之间逐渐增加或逐渐减少的插补角度(α)，并在上一次的上升沿或下降沿时输出的磁极位置(θ_re)中加上所述插补角度(α)，由此来进行插补。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述磁极位置插补机构(95)构成为，根据单位时间的移动量和所述磁极位置检测信号发生变化后的经过时间对所述磁极位置(θ_re)进行插补，其中，所述单位时间的移动量根据所述磁极位置检测信号的变化所需要的时间及所述磁极位置检测信号发生变化时的磁极位置(θ_re)的移动量求出。

3.如权利要求2所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述磁极位置插补机构(95)构成为，在所述磁极位置检测信号发生变化后的经过时间超出规定时间以后，在每隔所述磁极位置检测信号的变化所需要的上一次的时间使所述磁极位置(θ_re)每次增加规定量而进行插补。

4.如权利要求1至3中任一项所述的电动机控制装置，其特征在于，

还具有脉冲生成电路(56)，其生成反映了所述磁传感器(34a～34f)各自的磁极位置检测信号的变化的一连串的脉冲信号，

电动机控制装置(2)构成为，根据所述脉冲生成电路(56)的脉冲信号的上升沿及下降沿来检测磁极位置(θ_re)，并根据该磁极位置(θ_re)生成正弦波状的调制波信号，

所述磁极位置插补机构(95)构成为，根据所述脉冲信号的上升沿/下降沿对磁极位置(θ_re)进行插补。

5.如权利要求4所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述磁极位置插补机构(95)构成为，以从所述脉冲信号的上升沿到下一上升沿的各个期间、或者从下降沿到下一下降沿的各个期间对磁极位置(θ_re)进行插补。