JP2009124864A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ロータの磁極位置を検出する位置検出センサーによりモータを正弦波駆動するブタシレスモータの駆動回路において、ギヤ負荷の種類、ギヤの材質、バックラッシュの量、負荷量によって発生する起動時の不具合を改善したモータ制御装置を提供する。
【解決手段】起動時に矩形波駆動を選択し、それ以外は正弦波駆動を用い、ロータ１７の磁極位置を検出する位置センサー６０ｕ、ｖ、ｗの出力信号のパルス間の時間を測定することでロータ位置角度を推定することにより正弦波駆動信号を生成する駆動方式において、起動時に矩形波駆動から正弦波駆動への切換えを、起動信号ＳＴから一定時間経過した後切り換えるようにするためのタイマ回路３４を設けた。
【選択図】図１

Description

本発明は、複写機、プリンタなど回転機構を駆動するモータの磁極位置を検出する位置検出センサーを備えたブラシレスモータのモータ制御装置に関する。

複写機などの駆動用モータおよびファンモータなど空調機器に搭載される各種駆動用モータとして、保守性、制御性が良く、高効率のブラシレスモータが使われることが多い。このブラシレスモータの駆動方式として矩形波駆動と正弦波駆動と呼ばれる駆動方式がある。矩形波駆動は、３相駆動巻線の内、２相の巻線に矩形波状の電流を電気角で１２０゜の間通電し、その通電を順次切換えることで駆動させる方式が一般的である。これに対し、正弦波駆動は、正弦波状の電流波形を生成するように、ＰＷＭ制御により３相駆動巻線を導通させて駆動させる方式である。

矩形波駆動時は、電源電圧を有効に使用できるため、大きな出力トルクを必要とする起動時や加速運転時に適している。一方、１８０度通電駆動する正弦波ＰＷＭを用いた正弦波駆動時は、正弦波状の電圧を印加し、トルクリプルを小さくできるため、低振動・低騒音運転を必要とする場合に適している。そこで、モータの速度によって運転状態を判定し、起動時及び高負荷運転時に矩形波駆動を選択し、それ以外は正弦波駆動を用いるようにすることにより、大きな出力トルクを必要とするものでも低振動・低騒音の運転を実現する技術が提案されている。（例えば、特許文献１参照）
正弦波駆動を行うためには、モータのロータの位置角度を正確に検出する必要があり、手段としてＦＡや電気自動車ではエンコーダやレゾルバ等のセンサが広く利用されている。これらのセンサは１回転あたり１０００パルス以上の分解能が得られるが、非常に高価であることが難点である。このため、モータのホール素子等の位置センサーを用いて、位置センサーの出力信号のパルス間の時間を測定することでエンコーダやレゾルバ相当のロータ位置角度を推定する技術が提案されている。（例えば、特許文献２参照）
正弦波駆動に、上記特許文献２に記載されたモータの位置センサーを用いて、ロータ位置角度を推定する技術を適用する場合には、低速域では位置センサーの出力信号の周期が長くなるため、推定位置に誤差が含まれ、精度の良い正弦波信号が出力できないので制御が不安定となり易い。

以下に上記特許文献２に記載された技術のモータ起動時の推定位置の誤差について説明する。

ファンモータのように、急激に負荷が加わることが無く、モータ起動の加速時において、トルクが一定で加速している場合、回転位置θの変化は二乗カーブで表すことができる。

つまり、以下の式（１）のように表すことができる。

ここで、θは回転位置、ｋは係数、ｔは時間である。
また、式（１）を変形すると、式（２）が得られる。

このとき、簡単化のため、ｋ＝２πとして、回転位置θを０、２π、４π、６π、８π、１０π・・・と１周期間隔の値を式（２）に代入すると、次の結果が得られる。

ｔ＝０、１、１．４１４、１．７３２、２、２．２３６・・・
したがって、起動から１周期ごとの回転周期は次のように変化する。
Ｔ(２π)=１−０＝１
Ｔ(４π)=１．４１４−１＝０．４１４
Ｔ(６π)=１．７３２−１．４１４＝０．３１８
Ｔ(８π)=２−１．７３２＝０．２６８
Ｔ(１０π)=２．２３６−２＝０．２３６
・・・・・
このときの第ｎ周期目と第ｎ＋１周期目との間の周期変化率Ｔα（θ）は、Ｔα（２（ｎ＋１）π）＝１−Ｔ（２（ｎ＋１）π）／Ｔ（２ｎπ）であるから、ｎ＝１、２、３、４・・・・をそれぞれ代入すると、次の結果が得られる。
Ｔα(４π)＝１−Ｔ(４π)/Ｔ(２π)＝０．５８６
Ｔα(６π)＝１−Ｔ(６π)/Ｔ(４π)＝０．２３３
Ｔα(８π)＝１−Ｔ(８π)/Ｔ(６π)＝０．１５７
Ｔα(１０π)＝１−Ｔ(１０π)/Ｔ(８π)＝０．１１９
・・・・・・
以上から、モータ起動の加速時において、トルクは一定で加速しているとした場合、第１周期と第２周期との周期変化率Ｔαは０．５８６、第２周期と第３周期との周期変化率Ｔαは０．２３３、第３周期と第４周期との周期変化率Ｔαは０．１５７と周期差は縮まる。

これからも分かるように、第１周期と第２周期との周期差は大きいが、第２周期、第３周期、第４周期と進むにつれ、周期はほとんど変わらなくなっていることが分かる。
特に、第３周期と第４周期との周期変化率０．１５７であり、これ以降の周期差は十分小さくなっていると言える。

図９に、モータの回転の第１周期と第２周期の様に周期差が大きい時に正弦波駆動を行った場合の位置検出信号とモータの巻線に生じる誘起電圧、およびモータの巻線に加えられる正弦波駆動電圧の関係を示す。正弦波駆動電圧と巻線の誘起電圧が同相の場合、正方向に駆動トルクが発生する。正弦波駆動は１周期前の位置検出信号によるモータ位置情報から波形信号を出力しているので、図９の区間ｔａにおいては正弦波駆動電圧と巻線の誘起電圧位相のズレが生じ、逆方向のトルクが発生するので、安定した加速ができない。

以上より、正弦波駆動は、位置検出信号の周期がほぼ一定で安定した状態になってから駆動することが好ましい。

従って、上記特許文献１に記載された技術において、モータ起動時は矩形波駆動を行い、ほとんど周期が同じと見なすことができる上記第３周期以降の回転速度となった時点で正弦波駆動に切換えることにより不具合なく駆動できる。
特開２００４−２８２９５４号公報（第６頁） 特開平１０−７５５９７号公報（第４頁−第１１頁）

しかしながら、モータの出力軸にクラッチ板を介して負荷が加わり、モータ起動時に軽負荷から重負荷に大きく変動するような用途においては、回転数が目標回転数に到達した後大きく低下する。上記の従来の技術においては、矩形波駆動から正弦波駆動への切換えタイミングを回転速度により判定するため、目標回転数に到達した時点で正弦波駆動に切り換わってしまう。この後回転数が大きく低下するため、回転数の変化が大きい状態で正弦波駆動を行うことになる。従って、図９に示したような、正弦波駆動電圧と巻線の誘起電圧の位相にズレが生じて逆方向のトルクが発生し安定した加速ができないという課題が再び生じる。

また、ギヤ等を介しバックラッシュが存在するような、モータ起動時に外力により逆方向へ回転させられることがあるような用途においては、以下の課題が生じる。

図１０に、モータ起動時に逆方向に回転させられ、目標回転数に到達して正弦波駆動に切り換わった場合における、位置検出信号とモータの巻線に流れる相電流波形とモータの巻線に生じる誘起電圧との関係を示す。正弦波駆動では１周期前の位置検出信号の周期で相電流を発生させるので、図１０のｔｂで示す区間は誘起電圧が逆転し、相電流と誘起電圧の位相が１８０°ずれて回転方向とは逆のトルクが発生し逆方向に回転する不具合が発生する。

本願発明の目的は、従来技術を使用してもなお、クラッチ板やギヤ負荷の種類、ギヤの材質、バックラッシュの量、負荷量によっては、起動時にロータ位置角度の推定誤差が大きくなって、正弦波駆動時に出力トルクが小さくなり加速ができない、あるいは、逆のトルクが発生して逆回転する等が生じ、逆回転と正回転をくりかえして振動が発生する、等モータを制御することが不能となるという課題を解決することにある。

上記課題を解決するために本発明は、起動時に矩形波駆動を選択し、それ以外は正弦波駆動を用い、ロータの磁極位置を検出する位置センサーの出力信号のパルス間の時間を測定することでロータ位置角度を推定することにより正弦波駆動信号を生成する駆動方式において、起動時に矩形波駆動から正弦波駆動への切換えを、起動信号から一定時間経過した後切り換えるようにするためのタイマ回路を設けたモータ駆動装置である。

請求項１に記載の本発明のモータ制御装置によれば、クラッチ板、ギヤ負荷の種類、ギヤの材質、バックラッシュの量、に関係なく、起動時に矩形波駆動から正弦波駆動への切換えで発生する不具合を、タイマ回路の時間を設定することで改善することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照して説明する。

（実施の形態１）
図１は本発明に係るモータ駆動装置の概略図である。このモータ駆動装置は、ロータ１７と固定子１９と三相駆動巻線１１、１３、１５とを有するモータ１と、ロータ１７の回転による磁極変化を検出するホール素子６０ｕ、６０ｖ、６０ｗと、ホール素子６０ｕ、６０ｖ、６０ｗの出力を入力し矩形波状の位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを出力するヒステリシスコンパレータ７０ｕ、７０ｖ、７０ｗと、ロータ１７の回転位置を、位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗを合成処理することにより回転位置信号θＨを出力し、さらに、位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗに基づき演算処理することにより推定位置信号Ａを出力する位置信号処理手段４０と、位置信号処理手段４０から出力された回転位置信号θＨから矩形
波状駆動信号を生成する矩形波生成手段３２と、位置信号処理手段４０から出力された推定位置信号Ａから正弦波状駆動信号を生成する正弦波生成手段３１と、矩形波生成手段３２または正弦波生成手段３１により生成された駆動波形にに基づき、ＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ生成部３６と、ＰＷＭ生成部３６の出力信号により三相駆動巻線に駆動電圧または駆動電流を供給するインバータ２０と、モータを起動する指示を与える起動信号ＳＴによりトリガされ予め設定された時間をカウントするタイマ回路３４を備えている。
そしてさらに、タイマ回路３４が設定された時間までカウントする間は、ＰＷＭ生成部３６に入力する駆動信号を矩形波生成手段３２に生成された矩形波状信号を選択し、タイマ回路３４が設定された時間に到達した後は、正弦波生成手段３１に生成された正弦波状信号を選択するセレクタ３３を備えている。

矩形波生成手段３２は、例えば、上記特許文献２に記載された従来から公知のいわゆる１２０゜通電駆動信号を生成する構成であれば良い。

また、正弦波生成手段３１は、例えば、上記特許文献２に記載された従来から公知の技術である、正弦波形データを記録されたＲＯＭテーブルから推定位置信号Ａをサンプリング信号として読み出す構成等、推定位置信号Ａをサンプリング信号として使用することにより正弦波形データを生成するものであれば良い。

インバータ２０は、パワートランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６から成る。このうち、パワートランジスタ２１、２２は、直流電源９の電源端子間に直列接続され、その直列接続点がモータ１の駆動巻線１１に接続される。同様に、パワートランジスタ２３、２４は、直流電源９の電源端子間に直列接続され、その直列接続点がモータ１の駆動巻線１３に接続される。また、パワートランジスタ２５、２６は、直流電源９の電源端子間に直列接続され、その直列接続点がモータ１の駆動巻線１５に接続される。

モータ１の回転位置検出には、３つのホール素子６０ｕ、６０ｖ、６０ｗが使用される。これら３つのホール素子６０ｕ、６０ｖ、６０ｗは電気角で１２０度ずつ位相をずらした位置に配置される。そして、それぞれヒステリシスコンパレータ７０ｕ、７０ｖ、７０ｗを介して位置信号処理手段４０へ接続される。なお、ここで、ホール素子６０ｕ、６０ｖ、６０ｗはホールＩＣであっても良く、その他の検出手段であっても良い。

位置信号処理手段４０において、回転位置信号θＨは、図３に示すように位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの各立ち上がりエッジと立下りエッジを検出して合成することにより、電気角６０゜の幅でＨレベルＬレベルを繰り返す矩形波として生成される。

そして推定位置信号Ａは、図４に示すように、位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの内の一つの信号である位置検出信号Ｈｕの１周期前の周期を演算処理により６分割して電気角３０゜の幅でＨレベルＬレベルを繰り返す矩形波として生成される。

図２に示す本実施の形態１とは別の実施の形態では、位置信号処理手段４０から回転位置信号θＨおよび推定位置信号Ａの他に、位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗの内の一つの信号を選択して出力する。本実施の形態ではＨｕを選択している。

タイマ回路３４は、起動信号ＳＴをトリガとして予め設定された一定時間を経過した後、矩形波駆動から正弦波駆動に切換える駆動状態判別信号Ｐ０を出力する機能を持つ。駆動状態判別信号Ｐ０はセレクタ３３に入力される。

位置信号処理手段４０で生成された回転位置信号θＨは、矩形波生成手段３２に入力され、推定位置信号Ａは正弦波生成手段３１に入力される。そして、これらの正弦波生成手
段３１および矩形波生成手段３２の出力は、セレクタ３３に接続される。

図５および図６は、起動信号ＳＴ、タイマ回路出力Ｐ１、位置検出信号Ｈｕ、駆動状態判別信号Ｐ０の関係を示すタイミング図である。

図５に示すように、図１のタイマ回路３４は、起動信号ＳＴをトリガとして予め設定された時間ｔ１が経過した後に、ＬレベルからＨレベルに切換えるタイマ回路出力Ｐ１を出力する。このタイマ回路出力Ｐ１は、駆動切換え判別信号Ｐ０となる。

タイマ回路出力Ｐ１がＨレベルに切換る直前および切換り後の位置検出信号Ｈｕの周期は、ほぼ等しく安定した値Ｔｓとなる。

図６は、図２に示す実施の形態１とは別の実施の形態で、実施の形態１にさらに周期幅判別器３５を追加した例で、位置信号処理手段４０から選択されて出力された位置検出信号Ｈｕ、周期幅比較器３５から出力される周期幅比較気出力Ｐ２、起動信号ＳＴ、起動信号ＳＴをトリガとして予め設定された時間ｔ１が経過した後にＬからＨに切換るタイマ回路出力Ｐ１、及びタイマ回路出力Ｐ１と周期幅比較器出力Ｐ２との論理積をとり出力される駆動切換え判別信号Ｐ０の関係を示している。この周期幅比較器３５には、位置信号処理手段４０から出力される位置検出信号Ｈｕが入力される。

タイマ回路出力Ｐ１と周期幅比較器出力Ｐ２との論理積として出力される駆動切換え判別信号Ｐ０がＨレベルに切換る直前および切換り後の位置検出信号Ｈｕの周期は、ほぼ等しく安定した値Ｔｓとなる。

そして、駆動切換え判別信号Ｐ０は、セレクタ３３に接続される。
セレクタ３３の出力はＰＷＭ生成部３６に入力され、駆動切換え判別信号Ｐ０に応じて矩形波あるいは正弦波ＰＷＭ駆動信号が生成される。ＰＷＭ生成部３６から出力されるＰＷＭ駆動信号は、インバータ２０のパワートランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６のゲート電極へそれぞれ接続される。なお、インバータ２０、ＰＷＭ生成部３６、タイマ回路３４、位置信号処理手段４０は、モノリシック集積回路、および抵抗、コンデンサから構成されるものとする。

以上のように構成されたブラシレスモータ駆動装置において、以下に具体的な駆動動作について説明する。図７は、図１に示す本発明の実施の形態１のモータ駆動装置の駆動の工程を示すフロー図である。

まず、モータ１の回転により、モータのロータマグネットの磁極の変化を３つのホール素子（位置検出手段）６０ｕ、６０ｖ、６０ｗが検出する（ステップＳ１、２）。

次に、ホール素子６０ｕ、６０ｖ、６０ｗが得た信号はヒステリシスコンパレータ７０ｕ、７０ｖ、７０ｗにより矩形波状に波形整形され、位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗが得られる（ステップＳ３）。

そして、このように整形された波形の位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗは、位置信号処理手段４０に入力され、回転位置信号θＨおよび推定位置信号Ａが生成され、そして図２の実施の形態の場合はさらに位置検出信号Ｈｕが選択されて出力される（ステップＳ４）。

この位置信号処理手段４０により演算された回転位置信号θＨおよび推定位置信号Ａが、正弦波生成手段３１および矩形波生成手段３２に入力され、それぞれ正弦波、矩形波が生成される（ステップＳ５）。

続いて、起動信号ＳＴからタイマ回路３４の設定時間ｔ１に到達したか否かが判別される（ステップＳ６）。

ここで、起動信号ＳＴからの経過時間がタイマ回路３４の設定時間ｔ１未満である場合には、矩形波生成手段３２を選択し（ステップＳ７１）、この波形がＰＷＭ生成部３６に入力され、ＰＷＭ駆動信号が生成されてインバータ２０に入力される（ステップＳ８１）。

一方、起動信号ＳＴからの経過時間がタイマ回路３４の設定時間ｔ１以上である場合には、正弦波生成手段３１を選択し（ステップＳ７２）、この波形がＰＷＭ生成部３６に入力され、ＰＷＭ駆動信号が生成されてインバータ２０に入力される（ステップＳ８２）。

なお、タイマ回路３４の設定時間ｔ１は、モータが通常動作で起動して目標回転数に到達する時間より長めに設定する。

図２に示す実施の形態１にさらに周期幅比較器３５を追加した場合は、目標回転数時の位置検出信号Ｈｕの周期をＴ０とした時、周期幅比較器３５により位置信号処理手段４０から出力される位置検出信号Ｈｕの周期とＴ０とを比較し、判定信号として周期幅比較器出力Ｐ２を出力する。図８は、図２に示す別の実施の形態のモータ駆動装置の駆動の工程を示すフロー図である。

周期幅比較器３５が位置検出信号Ｈｕの周期が所定周期幅Ｔ０以上であると判別した場合は、周期幅比較器出力Ｐ２はＨレベルとなる。一方、所定周期幅Ｔ０未満であると判別した場合は、周期幅比較器出力Ｐ２はＬレベルとなる。

図６に示すように、モータに想定以上の大きな負荷が加わり、タイマ回路３４が起動信号ＳＴによりトリガされ予め設定された時間ｔ１が経過した状態でも、回転数が目標回転数に到達しない場合に、タイマ回路出力Ｐ１だけでなく、周期幅比較器出力Ｐ２との論理積をとることにより、目標回転数に到達するまで駆動切換え判別信号Ｐ０はＨレベルにならない。（ステップ６１）
起動信号ＳＴからの経過時間がタイマ回路３４の設定時間ｔ１となっても、回転数が目標回転数に到達しない場合には、矩形波生成手段３２を選択し（ステップＳ７１）、この波形がＰＷＭ生成部３６に入力され、ＰＷＭ駆動信号が生成されてインバータ２０に入力される（ステップＳ８１）。

一方、起動信号ＳＴからの経過時間がタイマ回路３４の設定時間ｔ１以上となり、かつ、回転数が目標回転数に到達した場合には、正弦波生成手段３１を選択し（ステップＳ７２）、この波形がＰＷＭ生成部３６に入力され、ＰＷＭ駆動信号が生成されてインバータ２０に入力される（ステップＳ８２）。

これにより、目標回転数に到達する以前に正弦波駆動に切り換わることを防止できる。

インバータ２０に入力された波形は、パワートランジスタ２１、２２、２３、２４、２５、２６のゲート電極により、信号Ｕ、Ｖ、Ｗに変換される（ステップＳ９）。

そして、変換された信号Ｕ、Ｖ、Ｗは三相駆動巻線１１、１３、１５に供給され、モータが駆動される（ステップＳ１０）。

このようなモータ駆動装置によれば、適正なタイミングで矩形波駆動から正弦波駆動に
切り換えることができる。

図１１に、モータ起動時に矩形波駆動を行っている状態で逆方向に回転させられた場合における、位置検出信号とモータの巻線に流れる相電流波形とモータの巻線に生じる誘起電圧との関係を示す。矩形波駆動の場合は、ホール信号の情報を逐次見て相電流を決めているので、位相がずれることはなく逆回転方向のトルクが発生することはない。

本実施の形態１に示したモータ駆動装置は、起動信号よりｔ１経過後に矩形波駆動から正弦波駆動に切換えてモータを駆動するように構成しており、急激に負荷が加わり速度が落ちる時には矩形波で駆動しているので、速度は減速するが逆方向に回転することはない。
これにより、起動時において従来のホール信号の周期だけを見て矩形波駆動から正弦波駆動に切換わる場合にくらべて、ギヤのバックラッシュやクラッチ板の遊びなどにより急激に速度が変化する場合を考慮して正弦波駆動に切換えることが可能になる。

このため、従来、起動時に正弦波駆動に切り換えった後、ギヤのバックラッシュやクラッチ板の遊びなどにより急激に速度が変化した場合ホール素子が出力する信号に基づくモータの推定位置と実際の位置に大きなずれが生じて、位相が１８０°ずれて指定の回転方向から逆方向の回転トルクが生じて逆方向に回転するという課題を改善できる。

なお、上述した実施の形態１においては、推定位置信号Ａとして電気角３０゜毎に回転位置推定を行っているが、電気角は３０゜に限定されない。この推定位置信号Ａの区切り角度は、小さければ小さいほど精度は良くなる。

本発明のモータ制御装置は、位置検出センサーによりモータを正弦波駆動するモータの駆動回路において、起動時の不具合を取り除くことが可能であり、クラッチ板やバックラッシュの大きなギヤ負荷においても、広くブラシレスモータを正弦波駆動で駆動させることが可能となり振動・騒音を抑制できるため低振動・低騒音化の要求が高い分野への用途拡大に貢献できる。

本発明の実施の形態１のブロック図 本発明の別の実施の形態のブロック図 本発明の実施の形態１の位置検出信号Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗおよび回転位置信号θＨの関係を示すタイミング図 本発明の実施の形態１の位置検出信号Ｈｕおよび回転位置信号Ａの関係を示すタイミング図 本発明の実施の形態１の起動信号ＳＴ、タイマ回路出力Ｐ１、位置検出信号Ｈｕ、駆動状態判別信号Ｐ０の関係を示すタイミング図 本発明の別の実施の形態の起動信号ＳＴ、タイマ回路出力Ｐ１、位置検出信号Ｈｕ、周期幅比較器出力Ｐ２、駆動切換え判別信号Ｐ０の関係を示すタイミング図 本発明の実施の形態１のモータ駆動装置の駆動の工程を示すフロー図 本発明の別の実施の形態のモータ駆動装置の駆動の工程を示すフロー図 従来の技術におけるモータ駆動装置の課題説明図 従来の技術におけるモータ駆動装置の新たな課題説明図 モータ駆動装置を矩形波駆動した場合の動作説明図

符号の説明

１ モータ
９ 電源
１１、１３、１５ 三相駆動巻線
１７ ロータ
１９ 固定子
２０ インバータ
２１、２２、２３、２４、２５、２６ パワートランジスタ
３１ 正弦波生成手段
３２ 矩形波生成手段
３３ セレクタ
３４ タイマ回路
３５ 周期幅比較器
３６ ＰＷＭ生成部
４０ 位置信号処理手段
６０ｕ、６０ｖ、６０ｗ ホール素子
７０ｕ、７０ｖ、７０ｗ ヒステリシスコンパレータ
Ｈｕ、Ｈｖ、Ｈｗ 位置検出信号
θＨ 回転位置信号
Ａ 推定位置信号
ＳＴ 起動信号
Ｐ０ 駆動状態判別信号
Ｐ１ タイマ回路出力
Ｐ２ 周期幅比較器出力

Claims (1)

1. 起動時に矩形波駆動を選択し、それ以外は正弦波駆動を用い、ロータの磁極位置を検出する位置センサーの出力信号のパルス間の時間を測定することでロータ位置角度を推定することにより正弦波駆動信号を生成する駆動方式において、起動時に矩形波駆動から正弦波駆動への切換えを、起動信号から一定時間経過した後切換えるようにするためのタイマ回路を設けたモータ駆動装置。

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