CN102223326A - 一种基于多普勒频移的信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于多普勒频移的信道估计方法和装置，所述方法包括：接收帧信号，对所述帧信号中各导频符号位置的子载波进行信道响应估计，得到导频符号位置子载波的信道响应值；计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；基于所述速度V，计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；利用所述导频符号位置子载波的信道响应值和所述信道响应值的偏移量，估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值。本发明所述方法，满足了用户在高速移动情况下对系统信道估计的准确性的要求，降低系统误码率，保证系统良好的性能。

Description

一种基于多普勒频移的信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于多普勒频移的信道估计方法和装置。

背景技术

为了满足未来人们对移动通信越来越高的要求，摆脱由于场地和环境的束缚，实现真正意义上的无所不在，通信系统向用户提供高速的数据业务并能支持用户在各种无线通信系统中无缝漫游的新网络，已成为当今移动通信的发展趋势。

由于无线通信的不可靠性主要是由无线衰落信道的时变性和多径传播引起的，如何有效地对抗无线信道的这些传输缺陷是未来实现高速无线通信的必要条件。目前，在无线通信系统中：分集、信道均衡、最佳匹配接收机设计、最大似然检测及自适应链路技术等均需要良好的信道估计支持。此外，为了保证无线通信接收端的性能，通常需要进行相干解调，并采用性能良好的信道估计器来实时跟踪信道状态的变化；再根据估计出的信道特性对接收端的数据进行校正和恢复，以获得高精度的数据传输。目前使用的大多是基于数据辅助导频的算法，在计算出导频位置的子载波的信道响应后，如何准确的估计数据位置的子载波的信道响应值就显得尤为重要。因此，信道估计器是接收机中一个很重要的组成部分，而插值算法则是保证信道估计算法性能的关键因素。

目前使用的通信系统中的信道估计算法大多是基于数据辅助的算法，其过程大致分为两步：首先是估计导频位置子载波频域信道响应；然后通过不同的插值算法得到数据位置子载波频域信道响应。

(一)导频位置子载波信道响应估计——基于LS(Least Square，最小二乘法)/MMSE(Minimum Mean Square Error，最小均方误差)准则：

(1)根据接收端接收到的符号，首先就导频位置子载波采用LS准则进行频域信道响应的估计。

(2)根据接收端接收到的符号，首先就导频位置子载波采用MMSE准则进行频域信道响应的估计。该方法对高斯白噪声有很好的抑制作用，由于充分利用了信道自相关矩阵的信息，故性能优于LS估计。

(二)数据位置子载波信道响应估计——插值算法：

基于第(一)步的结果，根据求得的导频位置子载波的频域信道响应结合导频的排列位图进行插值计算，进而得到数据子载波的频域信道响应。通常采用的插值算法有：线性插值、二阶插值、三次样条差值、低通滤波插值等。

(1)线性插值

利用相邻导频点上的信道频域响应进行线性组合，以获得这两个导频点间数据子载波上的信道响应。但是这种插值算法性能依赖于频率选择性程度，如果信道的相关带宽大于导频间隔，就可以较为准确的完成信道估计。反之，则不能有效的得到数据点的信道响应值。

(2)二阶插值

二阶插值分为时间方向和频率方向上的插值，为了减小复杂度，在二阶插值中，时间方向上的内插还是通过线性插值实现，只是在频率方向是采用高斯滤波。理论上，该方案比线性插值性能要好。一般说来，插值的阶次越高，性能越好，但复杂度也随之加大。

(3)三次样条差值

在三次样条差值中，是通过寻找二次多项式的方法，来实现对已知数据点之间的曲线的拟合，这些已知数据点称为断点。在三次样条拟合函数中，人为地加入下述约束条件：

1)除第1点和最后1点外，通过其他断点的三次多项式在这些断点处的一阶导数和二阶导数必须连续；

2)第1断点和最后1断点三次多项式的三阶导数相同；

3)第1断点和倒数第二个断点三次多项式的三阶导数相同。

加入上述条件后，可以唯一确定一条三次样条曲线。在求解三次样条多项式时要求解大量方程。实现复杂度较高，可行性较差。

(4)低通滤波插值

对导频处信道估计值进行补零，长度为所有子载波的个数，从而构造新的信号序列；设计一个对称FIR(Finite Impulse Response)插值滤波器，使信号序列通过滤波器以后。插值点处的值与理想值的均方误差最小；但是如果有过多的空载波则性能会骤降。

现有方案的缺陷是：

在终端相对基站的运动速度较高，信道条件变化较快的情况下，传统地在导频位置子载波进行LS或者MMSE估计基础上进行简单的线性插值或保持，已经很难满足实际系统需求；另外，在基站和终端的相对移动速度较大的情况下，使用现有方案，还可能会增加信道估计模块实现的复杂度，增加终端的成本。

发明内容

本发明提供一种基于多普勒频移的信道估计方法和装置，用以解决现有技术中当终端相对基站的运动速度较高时，已有信道估计算法不能满足系统需求的问题。

为了解决上述问题，本发明采用的技术方案如下：

一方面，本发明提供一种基于多普勒频移的信道估计方法，包括：

接收帧信号，对所述帧信号中各导频符号位置的子载波进行信道响应估计，得到导频符号位置子载波的信道响应值；

计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；

基于所述速度V，计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

利用所述导频符号位置子载波的信道响应值和所述信道响应值的偏移量，估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值。

另一方面，本发明还提供一种基于多普勒频移的信道估计装置，包括：

第一信道响应估计模块，用于接收帧信号，对所述帧信号中各导频符号位置的子载波进行信道响应估计，得到导频符号位置子载波的信道响应值；

速度计算模块，用于计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；

偏移量计算模块，用于基于所述速度V，计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

第二信道响应估计模块，用于利用所述导频符号位置子载波的信道响应值和所述信道响应值的偏移量，估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值。

本发明有益效果如下：

本发明所述方法和装置，满足了用户在高速移动情况下对系统信道估计的准确性的要求，降低系统误码率，保证系统良好的性能。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的一种基于多普勒频移的信道估计方法的流程图；

图2为本发明实施例中速度矢量分解示意图；

图3为本发明实施例一提供的基于多普勒频移的信道估计方法的流程图；

图4为本发明实施例一中采用的块状导频的结构图；

图5为本发明实施例二提供的基于多普勒频移的信道估计方法的流程图；

图6为本发明实施例二中采用的梳状导频的结构图；

图7为本发明提供的一种基于多普勒频移的信道估计装置的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明考虑到传统的无线通信技术，数据传输速率和用户终端的移动速度相对较低，这种情况下，近似认为一帧内信道没有变化或者变化缓慢，因而多普勒频移对系统性能的影响不是很明显。但随着对高速业务需求的不断提升，已经不得不考虑多普勒频移对系统性能的影响，这个影响首先就体现在对信道估计方面。本发明正是以此为出发点，根据估计的多普勒频移大小，进而得出基站和终端的相对运动速度；借鉴质点运动矢量分解原理，为接收端准确实现无线系统的信道估计提供了一种可靠的信道估计算法。目前现有信道估计插值算法没有引入多普勒频移在其中的应用，因此本发明相对现有信道估计插值算法，能够为接收端提供更为准确的信道响应估计，使得在保证实现复杂度的前提下，有效的改善系统性能。

具体的，本发明提供一种基于多普勒频移的信道估计方法和装置，所述方法在估计当前多普勒频移大小的前提下，提出了利用质点运动矢量分解来获得多普勒频移对相邻导频符号在信道频域响应上的影响，给出了一种可行性强，实现简单的信道估计算法。

如图1所示，为本发明提供的基于多普勒频移的信道估计方法，具体包括：

步骤S101、接收帧信号，对所述帧信号中各导频符号位置的子载波进行信道响应估计，得到导频符号位置子载波的信道响应值；

优选地，在得到导频符号位置子载波的信道响应值后，还对所述各导频符号位置子载波的信道响应值进行快速傅里叶变换FFT降噪滤波处理。

步骤S102、计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；

对于该步骤，本发明可以假设信道模型为瑞利衰落信道模型来求取相对速度V，具体算法为：

(1)利用瑞利衰落信道模型，得到自相关函数：r(τ)＝J₀(2πf_dτ)；

(2)利用贝赛尔函数第一过零点J₀(x)＝2.405、以及接收各导频符号时任意两径的延时τ，得到f_d的估计值；

(3)基于f_d与速度的对应关系，得到接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；其中，f_d为最大多普勒频移；τ为当前导频符号在多径影响下发生的时延。

当然，需要说明的是，本发明实施例中计算终端与基站间相对运动速度的算法并不局限于通过瑞利衰落信道模型算取，本发明实施例主要目的是获取速度V作为步骤S103的输入参数，而至于根据何种算法计算得到相对速度V则不需要特别限定，因此，只要不违背本领域的基本原理、且能实现本发明目的的任何可以计算出终端与基站间相对运动速度的算法均可采用。

步骤S103、基于所述速度V，计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

该步骤具体实现过程如下：

(1)利用所述速度V，计算Δt时间内终端相对基站运动的位移量；

(2)定义所述位移量为多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

其中，Δt为从接收到第i个导频符号起至其后的第p个数据符号的时间间隔；其中，p＝1，2，...，q，q为第i导频符号至相邻的第i+1个导频符号间数据符号的个数。

其中，步骤(1)具体为：

(11)将速度V在水平方向和竖直方向进行矢量分解，得到匀速运动的水平分量V_x和匀加速运动的竖直分量V_y；

(12)利用所述竖直分量V_y，计算终端相对基站运动的加速度

(13)根据所述V_yi、Δt和a计算终端相对基站运动的位移量 ${\mathrm{\ΔH}}_c=V_{\mathrm{yi}}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2;$

其中，V_yi、V_y(i+1)分别为接收到第i和第i+1个导频符号时终端相对基站的相对速度的竖直分量；L为接收第i个导频符号至第i+1个导频符号的时间间隔；i＝1，2，...，k，k为接收的帧信号中导频符号的个数。

步骤S104、利用所述导频符号位置子载波的信道响应值和所述信道响应值的偏移量，估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值。

该步骤中，相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值具体为：

H_c＝H_i+ΔH_c，式中，H_i为第i个导频符号位置子载波的信道响应值。

进一步地，在估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值后还包括：当帧信号的第一个导频符号不是帧信号的第一个符号和/或帧信号的最后一个导频符号不是帧信号的最后一个符号时，利用已获得的信道响应值通过插值算法外推得到边缘数据符号的信道响应值。

下面根据图2～图6给出本发明几个具体实施例，并结合对实施例的描述，进一步给出本发明的技术细节，使其能够更好地说明本发明的提供的方法的具体实现过程。

为了保证信道估计不仅在低速情况下具有良好准确性，同时还能在高速运动场景下保证系统性能。本发明实施例提出了一种基于多普勒估计的矢量分解信道估计方法。该方法依据瑞利衰落信道模型的自相关函数、利用导频点接收信号的时延来估计当前多普勒频移大小，从而可以容易的获得终端和基站之间相对速度。同时，利用物理模型简化导频子载波为一质点，根据质点运动矢量分解近似认为同一子载波对应的相邻导频符号的信道响应值的变化符合匀变速运动，以此获得同一子载波上相邻导频符号点间的数据位置信道估计公式，使得信道估计获得较好的性能，解决高速场景下信道估计性能不稳定或误码率较大情况，同时保证实现复杂度，提高系统性能。本发明实施例可以在UE上实现，亦可在eNB上实现，且适用于各类通信系统的导频类型，比如：块状导频、梳状导频等，同时适用于各类运动的场景。

具体的，本发明实施例的具体实现过程为：

(1)接收一个子帧数据，对接收到的每个符号，先将导频符号位置的子载波信息提取出来，放入导频缓冲区，根据LS估计准则对接收到符号的导频位置所在子载波进行初始LS估计得到频域信道响应估计值，有：

其中，X_p为已知的导频发送信号；Y_p接收到的导频信号。

(2)将导频符号位置的子载波频域信道响应值进行FFT降噪滤波；具体的，先对LS估计的频域数据进行末端添0至相距最近的FFT点，进行IFFF，得到时域数据；之后将时域有效能量抽头点置0，再进行FFT变换，得到频域数据。该数据是经过FFT变换滤波的结果，也就是说导频符号位置子载波的信道响应在LS的基础上得到了一个相对LS准确度更高的信道响应值。

说明：其中，时域能量抽头点数分为前一部分和后一部分，前一部分是以T_g/T_s为起点，后一部分是经验值，其中，T_g为保护间隔时间；T_c为符号周期。上述滤波方法可以参考，但不限于此滤波方案。

(3)由于瑞利衰落能有效描述存在能够大量散射无线电信号的障碍物的无线传播环境。因此，本发明实施例中，假设信道模型为瑞利衰落信道模型，通过瑞利衰落信道模型计算接收各导频符号时终端相对基站运动的速度V。

瑞利衰落信道模型的自相关函数的表示为：

E[(h[m，l]h^H[n，l′)]＝J₀(2πf_d(m-n)T_s)，其中，m、n为时间信息，l、l′为抽头个数；f_d为最大多普勒频移，T_s表示符号周期。上述自相关函数进一步记做：

r(τ)＝J₀(2πf_dτ)，其中，τ为当前符号在多径影响下发生的时延；

由于，贝赛尔函数第一过零点J₀(x)＝2.405，因此，r(τ)在第一过零点是0，并且2πf_dτ＝2.405，所以可以估计出最大多普勒频移的表达式：

${\hat{f}}_d=\frac{2.405}{2\mathrm{\π\τ}}$

对于τ，可以认为频域相位差就是时域的延时，也就是利用傅里叶变换的关系。因此，接收端可以得到该符号在经过多径延时后的信号，如果是两径，则直接取时延即可；如果大于2径，则取其中任意两径的时延作为τ值，代入公式就可以得到f_d的估计值。

那么利用f_d与速度V关系的表达式，可以得到V：

其中，c为光速，f_c为载频(Hz)。

(4)根据步骤(3)估计得到的速度值做一个判断，设定一个阈值：V_max＝30km/h

41)如果速度估计值小于30km/h，那么可以认为当前UE处于低速运动状态，那么插值方案可以采用传统的线性插值，即可满足系统性能的需求。

42)如果速度估计值大于30km/h，那么可以认为当前UE处于高速运动状态，那么插值方案可以采用本案，执行步骤(5)，以满足系统性能的需求。

(5)根据得到的速度值V，计算相邻导频符号间数据符号位置子载波的信道响应值；具体的：

首先，将接收的帧信号的各符号点均视为质点。

其次，假设当前时刻导频符号位置子载波所在位置A，设A点的信道响应H_A(x_A，y_A)，x_A表示当前导频所在的符号数，y_A表示当前所在的子载波数。相邻导频符号所在子载波位置为B，设B点的信道响应是H_B(x_B，y_B)。假设从A点到B点的运动的沿水平X轴做单位时间单位长度的匀速运动，沿竖直Y轴方向是匀加速运动，加速度为a；

设根据步骤(3)得到的在接收A、B位置导频符号时，终端相对基站的相对速度为V_A，V_B，对V_A和V_B进行矢量分解，如图2所示。

得到Y方向的速度分量分别为：

设定该Y方向的速度是初始速度，那么，经过L时间后到达B点，则有水平位移量为：x_B＝x_A+1*L，竖直位移量为：y_B＝y_A+a*L，从而得到：

那么，假定经过时间Δt，从A点运动到C点，其信道响应H_C(x_C，y_C)，就可推出A，B点之间任意一点C的信道响应值的表达式：

$H_c=H_A+V_{\mathrm{Ay}}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2;$ 将加速度值带入该公式后，得到：

$H_c=H_A+V_{\mathrm{Ay}}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*\frac{(V_{\mathrm{By}}-V_{\mathrm{Ay}})}{L}*{\mathrm{\Δt}}^2,$ 其中， $V_{\mathrm{Ay}}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*\frac{(V_{\mathrm{By}}-V_{\mathrm{Ay}})}{L}*{\mathrm{\Δt}}^2$ 为由于多普勒频移引起的相邻子载波的信道响应值的偏移量。

也就是说，每相邻一对导频符号可以对应每个子载波重复步骤(3)，进行一次这样的计算。

(6)对于边缘数据位置子载波的信道响应值可以通过已知的导频位置子载波的信道响应值和计算得到的数据符号位置子载波的信道响应值，采用插值外推的方式实现。

下面通过两个具体示例，对本发明实施例所述的具体实现过程进行说明：

实施例一

如图3所示，本发明实施例提供一种基于多普勒频移的信道估计方法，本实施例以3GPP提出的LTE系统为例，LTE系统中上行链路是块状导频，放置符号为第4个符号和第11个符号，如图4所示；并且，将接收的帧信号中，各个符号对应的子载波均视为质点。本实施例所述方法具体包括：

步骤S301：接收一个子帧的数据，对帧数据中导频符号位置的子载波X_p进行LS估计，得到其频域信道响应值。

该步骤具体为：先将导频位置的子载波X_p信息提取出来，放入导频缓冲区，根据LS估计准则对接收到符号的导频位置所在子载波进行初始LS估计，得到其频域信道响应值。

步骤S302：将导频符号位置子载波的频域信道响应值进行FFT(Fast Fourier Transformation，快速傅氏变换)降噪滤波，以在一定程度上滤除噪声对其的影响。

该步骤具体为：先对LS估计的频域信道响应值进行末端添0至相距最近的FFT点，进行IFFF(快速傅里叶逆变换)，得到时域数据；之后将时域有效能量抽头点置0，再进行FFT变换，得到信道响应值。该信道响应值是经过FFT变换滤波的结果，也就是说导频位置的信道响应在LS的基础上得到了一个相对LS准确度更高的信道响应值。

步骤S303：设信道模型为瑞利衰落信道模型，利用其自相关函数计算接收各导频符号时终端相对基站运动的速度V；

具体的，本发明实施例中，考虑到瑞利衰落能有效描述存在能够大量散射无线电信号的障碍物的无线传播环境。所以假设信道模型为瑞利衰落信道模型，其自相关函数为：r(τ)＝J₀(2πf_dτ)；

其中，f_d表示最大多普勒频移；τ为当前符号在多径影响下发生的时延；

由于贝赛尔函数第一过零点J₀(x)＝2.405，因此，r(τ)在第一过零点是0，并且2πf_dτ＝2.405，所以可以估计出最大多普勒频移的表达式为： ${\hat{f}}_d=\frac{2.405}{2\mathrm{\π\τ}};$

其中，τ可以利用接收到信号的频域相位差和其时域的延时是一对傅里叶变换而求得。因此，接收端可以得到该符号在经过多径延时后的信号，如果是两径，则直接取时延即可；如果大于2径，则取其中任意两径的时延作为τ值，代入公式就可以得到f_d的估计值。

再利用f_d与速度V关系的表达式，可以得到V：

其中c为光速，f_c为载频(Hz)。

步骤S304：将得到的速度值V与设定的高速运动阈值进行比较，若速度V大于设定的阈值，则执行步骤S306；否则，执行步骤S305。其中，高速运动阈值可以根据需求进行设定，本发明假定其为30km/h；

步骤S305、当终端相对基站低速运动时，采用现有的插值算法求取帧数据中各数据符号位置子载波的信道响应值。

本发明实施例中，当终端相对基站做低速运动时，由于采用传统的插值方式即可满足系统性能的需求，所以对于低速运动终端仍通过已有插值方案进行信道响应估计。

步骤S306：根据得到的速度值V，计算相邻的导频符号4和导频符号11间数据符号的信道响应值。

具体的，设当前时刻导频符号4和相邻导频符号11所在位置的子载波的信道响应值为H₄和H₁₁；

本实施例中假设从第4符号到第11符号的运动符合匀变速变化，即，可以说沿水平X轴方向是以单位时间单位长度的匀速运动，而竖直Y轴方向是匀加速运动，假设其加速度为a；

根据步骤S304，可以得到接收第4符号和第11符号时，速度分别为V₄和V₁₁，对上述速度矢量进行矢量分解，分别分解在X和Y方向；因为，X方向是单位时间单位长度的匀速运动，Y方向是匀加速运动，所有在竖直Y方向的速度分量为： $V_{4y}=\sqrt{{V_4}^2-1},$ $V_{11y}=\sqrt{{V_{11}}^2-1};$

上述Y方向的速度近似认为是初始速度，那么经过L时间后，假定从第4符号移动到第11符号，则有，水平移动位移为：x₁₁＝x₄+1*L，竖直方向位移为：y₁₁＝y₄+a*L，从而得到加速度

其中，L为从第4个符号移动到第11个符号的时间间隔，L＝(11-4)*T_s；

那么，假定经过时间Δt，从导频符号4移动到两个导频符号4、11间的数据符号c，那么，该数据符号c位置的子载波的信道响应值为：

$H_c=H_4+V_{4y}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2,$ 其中，c＝5，6，7，8，9，10；Δt＝(c-4)×T_s；其中T_s为符号周期；对于一个时隙的时长为T_slot＝15360T_s＝0.5ms，得到T_s＝1/30720。

至此，从第4个符号到第11个符号的所有信道响应已经全部估计出来；

然而，由于导频符号4和11不是对应帧信号的第一个符号和最后一个符号，所以，对于边缘数据符号1、2、3以及12、13、14，则可以基于已有的插值估计算法，利用已经获取的信道估计值求取。

具体的，可以依据第4、11个符号以及估计出的第5-10符号进行线性插值外推来估计剩下的数据符号的信道响应值。

对于符号1、2、3位置处子载波的信道响应值为：

H_j＝(4-j+1)H₄-(4-j)H₅，其中，j＝1，2，3；

对于符号12、13、14位置处子载波的信道响应值为：

H_j＝(j-10)H₁₁-(j-11)H₁₀，其中，j＝12，13，14。

至此，整个子帧的信道估计响应全部得到，可以输出至下一模块。

实施例二

如图5所示，本发明实施例提供一种基于多普勒频移的信道估计方法，本实施例以3GPP提出的LTE系统为例，LTE系统中下行链路是梳状导频，放置符号为第1个符号、第5个符号、第8个符号和第12个符号，如图6所示；并且，将接收的帧信号中，各个符号对应的子载波均视为质点。本实施例所述方法具体包括：

步骤S501：接收一个子帧的数据，对帧数据中导频符号位置的子载波X_p进行LS估计，得到其频域信道响应值。

步骤S502：将导频符号位置的频域信道响应值进行FFT降噪滤波，以在一定程度上滤除噪声对其的影响。

步骤S503：在获得导频位置子载波频域信道响应估计后，沿频域方向做线性插值，得到导频所在符号的全部子载波的信道响应值。

步骤S504：设信道模型为瑞利衰落信道模型，利用其自相关函数计算接收各导频符号时终端相对基站运动的速度V；

该步骤求取速度的方式与实施例一相同，在此不做赘述。

步骤S505：将得到的速度值V与设定的高速运动阈值进行比较，若速度V大于设定的阈值，则执行步骤S507；否则，执行步骤S506。其中，高速运动阈值可以根据需求进行设定，本发明假定其为30km/h；

步骤S506：当终端相对基站低速运动时，采用现有的插值算法求取帧数据中各数据符号位置子载波的信道响应值。

步骤S507：根据得到的速度值V，计算相邻导频符号1-5之间、5-8之间、8-12之间数据符号位置子载波的信道响应值。

其中，每个相邻导频符号间数据符号位置子载波的信道响应值的获取方式与实施例一相同，具体为：

(1)相邻导频符号1至5之间数据符号对应子载波的信道响应值为：

$H_c=H_1+V_{1y}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2,$ 其中，c＝2，3，4；Δt＝(c-1)×T_s；H₁为导频符号1位置处子载波的信道响应值；V_y1为接收导频符号1时，终端相对基站运动速度在竖直Y方向的速度分量；

(2)相邻导频符号5至8之间数据符号对应子载波的信道响应值为：

$H_c=H_5+V_{5y}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2,$ 其中，c＝6，7；Δt＝(c-5)×T_s；H₅为导频符号5位置处子载波的信道响应值；V_y5为接收导频符号5时，终端相对基站运动速度在竖直Y方向的速度分量；

(3)相邻导频符号8至12之间数据符号对应子载波的信道响应值为：

$H_c=H_8+V_{8y}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2,$ 其中，c＝9，10，11；Δt＝(c-8)×T_s；H₈为导频符号8位置处子载波的信道响应值；V_y8为接收导频符号8时，终端相对基站运动速度在竖直Y方向的速度分量；

至此，从第1个符号到第12个符号的所有信道响应已经全部估计出来；

然而，由于导频符号12不是对应帧信号的组后一个符号，所以，对于边缘数据符号13，则可以基于已有的插值估计算法，利用已经获取的信道估计值求取。具体为：H_j＝(j-11)H₁₂-(j-12)H₁₁，其中，j＝13。

至此，整个子帧的信道估计响应全部得到，可以输出至下一模块。

综上所述，本发明所述方法，满足了用户在高速移动情况下对系统信道估计的准确性的要求，降低系统误码率，保证系统良好的性能。

如图7所示，本发明还提供一种基于多普勒频移的信道估计装置，包括：

第一信道响应估计模块710，用于接收帧信号，对所述帧信号中各导频符号位置的子载波进行信道响应估计，得到导频符号位置子载波的信道响应值；

速度计算模块720，用于计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；

偏移量计算模块730，用于基于速度V，计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

第二信道响应估计模块740，用于利用所述导频符号位置子载波的信道响应值和所述信道响应值的偏移量，估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值。

本发明所述装置，还包括：

滤波模块750，用于对第一信道响应估计模块710得到的各导频符号位置子载波的信道响应值进行快速傅里叶变换FFT降噪滤波处理。

进一步地，本发明所述装置中，速度计算模块720通过如下方式计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V：

利用瑞利衰落信道模型，得到自相关函数：r(τ)＝J₀(2πf_dτ)；

利用贝赛尔函数第一过零点J₀(x)＝2.405、以及接收各导频符号时任意两径的延时τ，得到f_d的估计值；

基于f_d与速度的对应关系，得到接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；其中，f_d为最大多普勒频移；τ为当前导频符号在多径影响下发生的时延。

进一步地，本发明所述装置中，偏移量计算模块730具体包括：

位移计算模块731，用于利用所述速度V，计算Δt时间内终端相对基站运动的位移量；其中，Δt为从接收到第i个导频符号起至其后的第p个数据符号的时间间隔；其中，p＝1，2，...，q，q为第i导频符号至相邻的第i+1个导频符号间数据符号的个数；

偏移量获取模块732，用于定义所述位移量为多普勒频移引起的信道响应值的偏移量。

其中，位移计算模块731进一步包括：

矢量分解子模块7311，用于将速度V在水平方向和竖直方向进行分解，得到匀速运动的水平分量V_x和匀加速运动的竖直分量V_y；

加速度计算子模块7312，用于利用所述竖直分量V_y，计算终端相对基站运动的加速度

位移获取子模块7313，用于根据所述V_yi、Δt和a计算终端相对基站运动的位移量 ${\mathrm{\ΔH}}_c=V_{\mathrm{yi}}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2;$

其中，V_yi、V_y(i+1)分别为接收到第i和第i+1个导频符号时终端相对基站的相对速度的竖直分量；L为接收第i个导频符号至第i+1个导频符号的时间间隔；i＝1，2，...，k，k为接收的帧信号中导频符号的个数。

进一步地，本发明所述装置还包括：

检测模块760，用于检测所述帧信号的第一个导频符号是否为第一个符号、所述帧信号的最后一个导频符号是否为最后一个符号，若不是，则利用已获得的信道响应值通过插值算法外推得到边缘数据符号的信道响应值。

综上所述，本发明所述装置，满足了用户在高速移动情况下对系统信道估计的准确性的要求，降低系统误码率，保证系统良好的性能。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (12)

1.一种基于多普勒频移的信道估计方法，其特征在于，包括：

接收帧信号，对所述帧信号中各导频符号位置的子载波进行信道响应估计，得到导频符号位置子载波的信道响应值；

计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；

基于所述速度V，计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

利用所述导频符号位置子载波的信道响应值和所述信道响应值的偏移量，估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，在所述得到各导频符号位置子载波的信道响应值时，所述方法还包括：

对所述各导频符号位置子载波的信道响应值进行快速傅里叶变换FFT降噪滤波处理。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V，具体包括：

利用瑞利衰落信道模型，得到自相关函数：r(τ)＝J₀(2πf_dτ)；

利用贝赛尔函数第一过零点J₀(x)＝2.405、以及接收各导频符号时任意两径的延时τ，得到f_d的估计值；

基于f_d与速度的对应关系，得到接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；其中，f_d为最大多普勒频移；τ为当前导频符号在多径影响下发生的时延。

4.如权利要求1或3所述的方法，其特征在于，在所述计算得到接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V后，所述方法还包括：

判断所述速度V是否达到预设的高速运动门限值，若是，则触发计算由于多普勒频移引起的信道响应值偏移量的操作。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于速度V计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量，具体包括：

利用所述速度V，计算Δt时间内终端相对基站运动的位移量；

定义所述位移量为多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

其中，Δt为从接收到第i个导频符号起至其后的第p个数据符号的时间间隔；其中，p＝1，2，...，q，q为第i导频符号至相邻的第i+1个导频符号间数据符号的个数。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述利用速度V，计算Δt时间内终端相对基站运动的位移量具体包括：

将速度V在水平方向和竖直方向进行矢量分解，得到匀速运动的水平分量V_x和匀加速运动的竖直分量V_y；

利用所述竖直分量V_y，计算终端相对基站运动的加速度

根据所述V_yi、Δt和a计算终端相对基站运动的位移量

其中，V_yi、V_y(i+1)分别为接收到第i和第i+1个导频符号时终端相对基站的相对速度的竖直分量；L为接收第i个导频符号至第i+1个导频符号的时间间隔；i＝1，2，...，k，k为接收的帧信号中导频符号的个数。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：当所述帧信号的第一个导频符号不是帧信号的第一个符号且/或所述帧信号的最后一个导频符号不是帧信号的最后一个符号时，利用已获得的信道响应值通过插值算法外推得到边缘数据符号的信道响应值。

8.一种基于多普勒频移的信道估计插值装置，其特征在于，包括：

第一信道响应估计模块，用于接收帧信号，对所述帧信号中各导频符号位置的子载波进行信道响应估计，得到导频符号位置子载波的信道响应值；

速度计算模块，用于计算接收各导频符号时终端相对基站的相对速度V；

偏移量计算模块，用于基于所述速度V，计算由于多普勒频移引起的信道响应值的偏移量；

第二信道响应估计模块，用于利用所述导频符号位置子载波的信道响应值和所述信道响应值的偏移量，估计得到相邻导频符号间各数据符号位置子载波的信道响应值。

9.如权利要求8所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

滤波模块，用于对所述第一信道响应估计模块得到的各导频符号位置子载波的信道响应值进行快速傅里叶变换FFT降噪滤波处理。

10.如权利要求8或9所述的装置，其特征在于，所述偏移量计算模块具体包括：

位移计算模块，用于利用所述速度V，计算Δt时间内终端相对基站运动的位移量；其中，Δt为从接收到第i个导频符号起至其后的第p个数据符号的时间间隔；其中，p＝1，2，...，q，q为第i导频符号至相邻的第i+1个导频符号间数据符号的个数；

偏移量获取模块，用于定义所述位移量为多普勒频移引起的信道响应值的偏移量。

11.如权利要求10所述的装置，其特征在于，所述位移计算模块具体包括：

矢量分解子模块，用于将速度V在水平方向和竖直方向进行矢量分解，得到匀速运动的水平分量V_x和匀加速运动的竖直分量V_y；

加速度计算子模块，用于利用所述竖直分量V_y，计算终端相对基站运动的加速度

位移获取子模块，用于根据所述V_yi、Δt和a计算终端相对基站运动的位移量 ${\mathrm{\ΔH}}_c=V_{\mathrm{yi}}*\mathrm{\Δt}+\frac{1}{2}*a*{\mathrm{\Δt}}^2;$

其中，V_yi、V_y(i+1)分别为接收到第i和第i+1个导频符号时终端相对基站的相对速度的竖直分量；L为接收第i个导频符号至第i+1个导频符号的时间间隔；i＝1，2，...，k，k为接收的帧信号中导频符号的个数。

12.如权利要求8或9所述的装置，其特征在于，所述装置还包括：

检测模块，用于检测所述帧信号的第一个导频符号是否为第一个符号、所述帧信号的最后一个导频符号是否为最后一个符号，只要有一个为否，则利用已获得的信道响应值通过插值算法外推得到边缘数据符号的信道响应值。

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