CN102204074A - 感应耦合交流电能传输 - Google Patents

Abstract

一种感应电能传输系统拾取装置，通过受控地改变拾取线圈感应电压(jωMI)与调谐电容器C的电压之间的相位角来提供受控交流电。相位角可通过在选定时间段内保持调谐电容器C的电压基本恒定来改变。开关S₁和S₂可用来在选定时间段内将调谐电容器C的电压钳位在大致零伏。可操作第一开关S₁来阻止调谐电容器上正电压的出现，并且第二开关S₂可用于阻止调谐电容器上的电压变成负值。

Description

感应耦合交流电能传输

技术领域

本发明涉及感应电能传输(IPT)，并且具体但不仅仅涉及提供交流电源的应用。本发明也可用于提供直流电源。

背景技术

IPT系统现在广泛用于工业和其它领域，以在没有物理接触的情况下将电能从一个参考框架耦合到另一个。美国专利5,293,308的说明书描述了这种系统的一个例子，其内容通过引用并入本文。每当使用这种系统时，控制传输的电能的方法总是包括整流阶段，从而从IPT系统的实际输出是可能和用户负载相连接的受控直流电压。例如，如果用户需要交流电源，则IPT系统将被用于驱动逆变器，并且该逆变器的输出将被用来驱动用户的负载。在这些情况下，具有若干电能传输级：从初级轨道到(调谐)拾取线圈的IPT，利用使用某去耦技术的电能传输控制的从交流到直流的整流，从直流到交流的电力电子逆变，以及到用户负载的布线。由于在逆变级重新产生交流频率，这种方法具有显著优点；它能够提供来自负载的任何VAR需求，并且允许灵活操作。然而，它明显比从交流输入直接到同频率的受控交流输出的技术的效率低。

发明内容

本发明的目的在于提供IPT拾取装置、拾取控制器或提供交流电源的系统，或者至少为公众提供有用的选择。

本发明的可替换目的或附加目的在于，使得能够进行从交流IPT轨道到在典型的5-250V宽范围内可控的同频交流输出的直接交流到交流电变换，并且该变换具有高效率、低畸变和优秀分辨率(典型地优于0.5伏)。

本申请公开主题的一个方面是提供一种方法，该方法从具有组成谐振电路的拾取线圈和调谐电容器的IPT拾取装置提供交流电，该方法包括改变拾取线圈感应电压和调谐电容器电压之间的相位角的步骤，以便向拾取装置的输出提供受控交流电。

在一些实施例中，通过在选定时间段内保持调谐电容器电压基本恒定来改变拾取线圈感应电压和调谐电容器电压之间的相位角。

在一些实施例中，改变选定时间段来改变该相位角。

在一些实施例中，保持调谐电容器电压基本恒定的步骤包括：将调谐电容器电压钳位在大致零伏。

在一些实施例中，将调谐电容器电压钳位的步骤包括：操作第一开关来阻止调谐电容器上的正电压的出现。

在一些实施例中，将调谐电容器电压钳位的步骤包括：操作第二开关来阻止调谐电容器上的电压变成负值。

在一些实施例中，该方法包括感测作为控制选定时间段的参考的调谐电容器上的电压的符号的改变的步骤。

在一些实施例中，该方法包括将拾取装置的输出与设定点进行比较，并增加或减少选定时间段来使拾取装置的输出朝向设定点改变的步骤。

本公开主题的另一个方面提供用于具有组成谐振电路的拾取线圈和调谐电容器的IPT拾取装置的控制器，所述控制器包括一个或多个开关来控制调谐电容器电压，从而改变拾取线圈感应电压和调谐电容器电压之间的相位角，由此拾取装置为拾取装置的输出提供受控交流电。

本公开主题的另一个方面提供包括组成谐振电路的拾取线圈和调谐电容器以及控制器的IPT拾取装置，该控制器改变拾取线圈感应电压和调谐电容器电压之间的相位角，从而为拾取装置的输出提供受控交流电。

在一些实施例中，整流器连接到交流输出以对受控交流电源整流，从而提供直流输出。

本公开主题的另一个方面提供IPT系统，该系统包括根据前述的任一IPT拾取装置或拾取控制器。

有利的是，这种电能传输方法可利用根本不使用电力电子器件来开关通过电能的技术，因此损耗小。

广义上说，本发明也可单个地或全体地在于本申请说明书中提及或指示的部分、元件和特征，在于所述部分、元件和特征中的两个或更多的任意或所有组合，并且其中，此处提及的特定整体具有本发明涉及的领域中的公知的等同物，这些公知的等同物被认为在此并入，就如同被单独地记载一样。

附图说明

通过例子结合附图1-11描述本发明的实施例，在附图中：

图1是公知的电力系统图。

图2是新应用到IPT系统的图1的图。

图3是根据本发明一个实施例的IPT拾取装置的电路图。

图4是根据图3的电路的关于时间绘制的电压的图。

图5示出了实验和仿真波形图。

图6示出了对于一系列θ和规格化的负载电阻的可观测Q值。

图7示出了图3的电路中电压和电流关系的例子，包括角θ和θ。

图8是关于(θ-90)度绘制的θ的图。

图9是对于用于如图3所示的电路的不同调谐电容器，关于相位延迟绘制的输出功率的图。

图10是用于进一步包括用于提供直流输出的直流整流器的图3的电路的实际实现的电路图的一个例子。

图11是用于适用于提供交流和直流两种输出的图3的电路的实际实现的电路图的一个例子。

具体实施方式

图1是电力系统中公知的图，并且用于描述电能如何从发电机传输到另一个发电机或负载。所述第一发电机具有输出电压V₁，并且通过电感L₁连接到第二电压V₂。如果V₁和V₂之间的相位角是α，则传输功率为

$P=\frac{V_1{V}_2\sin \left(\mathrm{\α}\right)}{X}$

其中，X是电感L₁在工作频率的电抗。这是电力系统分析中用常见符号表示的通用公式。

在IPT系统中，该图可以如图2的电路中所示被解释得稍微不同。在这种情况下，V₁是由流经IPT轨道的电流在拾取线圈L₁中感应的电压。因此，V₁＝jωMI，其中I是轨道电流，V₂现在是调谐电容器C上的电压，并且是IPT系统中的谐振电压。L₁和C组成并联谐振电路。在所有常见情况下，V₁和V₂之间的角度，相位角α′，自然地由图2的电路在有负载情况下的工作来确定，负载由负载电阻器R表示，在电路中时常能得到。尽管由于所有电路元件是线性的，因此可以分析整个电路，但角度α′不能被观测。

然而，在本发明的一个实施例中，两个新的电路元件，即开关S₁和S₂，被添加到电路，如图3所示，它们和二极管D₁和D₂串联。这些开关用于干扰电路的动作，从而相位角α′被强迫为与自然发生的值不同的值。实现该效果的技术保持电压V₂在选定时间段内为基本恒定的电平，例如钳位电压V₂，从而其不过零，直到开关允许。因此，开关S₁阻止调谐电容器C上正电压的出现，并且开关S₂阻止调谐电容器上的电压变成负值。工作中，这些开关开或关180度，但相对图4所示的电路的正常电压在相位上延迟。正常谐振电压和开关波形之间的重叠是θ，并且必须注意，这个θ不是作为图1中V₁和V₂之间的相位角的通用角α′，但改变θ迫使α′改变。当电路工作于实际负载时，拾取线圈上的感应电压jωMI不可观测，但轨道中的电流具有相同相位并且易于观测。开关S₁在波形的负半周期的大部分接通(此时它无效)，并且在波形的正常的正半周期的一小部分接通，此时它阻止任何电压出现直到它切断。开关S₂以精确互补的方式在另外半周期中工作。两个开关都接通180度但完全不重叠。实际输出电压中在其角θ期间具有小平坦段，但对于高Q值情形，这些几乎没有。然而，波形仍然移位，因此传输的电能以可控的方式减少。因此，通过根据需要控制开关S₁和S₂的触发在选定时间间隔内保持调谐电容器电压为希望的电平，可以实现θ。在一个实施例中，调谐电容器电压在谐振电路的每个周期中的选定时间段被钳位。在其它实施例中，电容器电压可在选定周期中的选定的时间段被钳位。在一个实施例中，调谐电容器被钳位的电压为大致零伏。

在电路的一个实际实施例中，轨道电流的相位由轨道中单独的传感器捕捉。然后，使用锁相环，可产生精确的180度传导方波电压参考。将接着利用微处理器，根据需要延迟这些参考电压，以给出合适的波形以驱动开关来控制输出电压。开关本身是单方向的，并且功率MOSFET提供了低成本选择。这些尤其容易驱动，由于180度门极驱动信号，简单的变压器隔离是合适的。图4示出了对于从高Q值到低Q值的一系列情形的电路的观测与仿真波形。请注意，尽管开关导通180度，但实际重叠角θ比这小得多，并且在实际的高Q值电路中，它小到感觉不到。尽管如此，由于相位已被改变成调整电力传输，谐振波形的相位不能正确地调整成使得功率因数为一，并且电路具有负载反射回轨道的小的超前功率因数。

解析性地分析该电路是棘手的，然而，给出了与计算机仿真和实际测量两者的良好的相关性的谐振电压V₂的表达式为：

$V_2=\frac{V_{1}R}{X}\cos \left(\frac{\mathrm{\θ}}{2}\right).\cos \left(\frac{3\mathrm{\θ}}{4}\right)$

图6示出了上述表达式的计算机仿真，它可与上述数学表达式比较，并且在如下的整个工作范围内相当精确0.1＜Q＜10，(注意

)。

该电路有很多应用。在一个例子中，该电路尤其适合于照明控制，因为它能在宽的亮度范围内以优异的分辨率和低成本驱动荧光灯和白炽灯两者。

参考附图7，可见对于重叠角θ存在理想控制角

它与电路的Q值以及θ具有唯一关系，但可关于拾取线圈中感应的电压来测量。如果拾取线圈没有负载，则拾取线圈中感应的电压只能够被观测，或可替换地，相位信息可由IPT轨道确定(即，从提供由一个或多个拾取装置拦截的磁场的IPT系统的初级感应路径确定)。

附图8示出了角θ和之间的差。

在一些应用中，希望能够在不需要相位参考的情况下来操作电路，以确定如图7所示的V_oc。我们已经发现可通过观测电路中谐振电压改变符号的角度来确定正确的重叠角，并且在下文中将进一步描述可能的控制策略。本发明的所属领域技术人员将领会确定电路中谐振电压改变符号的角度可有多种不同的方法。例如，一种方法是使用比较器，参考接地干线来检测导致和开关(图3中的S₁和S₂)串联的每个二极管的导通的0.6V到1.0V电压。另一可能的方法是在每个FET(用于在实际中实现开关S₁和S₂)的漏极引线上使用电流互感器以便检测每个开关的电流的起始。

该电路实施例的工作模式和控制

根据是否存在轨道传感器，该电路的控制可根据需要调整。

(a)利用相位参考

开环控制

工作时，该电路充当交流电流源，因此，如果设定了

并保持恒定，则输出将基本上是一恒定电流。这种控制方法依靠轨道电流传感器来得到从其开始测量的参考。这种方法并不理想，因为如果输出负载电阻变得非常大，例如开路，则输出电压将没有合理限制地增大，并且必须加入某种过电压保护。请注意，如图8所示，如果设定

则θ也几乎被确定，因为它们之间具有一一对应的关系，因此，该方法使用简单。

闭环控制

利用闭环控制，

的值已知且可直接调节。使用用于所需输出参数(电流、电压或功率)的传感器，并且将测量值与设定点的值相比较。如果测量值太高，则

缓慢增加，如果测量值太低，则减小

显然，可以任何次数作超过一种的比较，以便简化更复杂的控制器，例如，电流控制到设定点电压，然后进行电压控制。

(b)无轨道电流传感器

在不使用电流传感器时，上述同样的控制方法仍可使用，但

不能直接测量。实际上，重叠角θ足够控制整个操作。请注意，只要一个或其它开关(S₁或S₂)导通，它对应于重叠角θ的操作，该系统中的θ的直接控制就得到简化，因此当达到希望的重叠角时，通过切断开关可直接控制θ。由于在完全谐振系统中，较大的θ对应于较低的谐振电压，控制θ可控制所需功率输出或电流输出或电压输出。仅有的难点是起动系统。

实现该问题的一种方法如下。如果使用简单的上拉电阻器来部分保持两个开关(S₁和S₂)，当调谐电容器电压过零时，将自动被钳位，从而限制了谐振电压，这对应于θ近似等于180度的情形。通过使用其初级线圈与开关串联的电流互感器，只要电流流过开关，电流互感器的次级侧将感应电流，其中，感应电流的极性指示谐振电流的正或负半周期。根据感应电流的极性的改变，可知重叠持续时间已开始。重叠持续时间的结束发生在控制器驱动相关开关切断时。因此，微处理器现在和电容器电压同步，并且该电压可缓慢增加来提供所需输出电压、电流或功率。

一旦开始，可通过逐渐减小θ来缓慢增加输出电压。如果θ减小太快，当调谐电容器充电时，开关可使其短路，导致开关损坏。如果希望输出电压快速增加，可切断开关，从而允许谐振电压增加到由电路Q值限制的电平。一旦电路达到稳态，θ可以从零快速增加到希望值以设定输出电压。

在一个实施例中，θ最好是从仅一个过渡中测量的。例如，可通过一个开关的正过零点和另一个开关的负过零点来测量θ。根据经验，该过程可能不产生对称波形。因此，在一个实际的实施例中，最好是例如从驱动正向导通开关的正过零点来测量，然后加180度并用它来驱动另一开关。因此，对于大约75度的重叠角，正电流传导开关当正过零点之后被切断75度，并且负传导开关同时接通。180度后，正传导开关接通且负传导开关切断。然后，下一个开关操作被具有同样的75度延迟的过零点触发，等等。

一旦θ被控制，对于存在分立轨道电流传感器的情况下，可如上所述以同样的方式实现功率电压或电流控制。

调谐电路以允许元件误差

在所描述的电路工作中，描述了当触发角改变时，短路电流和感应电压受到影响，以及拾取线圈电感L、调谐电容器C、IPT轨道和拾取线圈间的互感M都变化时电路的工作。M的改变已被用于改变和控制输出功率。但L和C的明显改变可用于调谐图9所示的电路。此处，当重叠角从基本上为零到150度变化时测量电路的功率输出。正如希望的那样，如果调谐电容器非常准确，则最大功率发生在触发角为零处。但如果调谐电容器太小，那么最大功率发生在增大的触发角处，并且可通过改变该触发角来调谐电路。对于比设计值低20％的电容值，与理想调谐比较，系统可被调谐成有大约1％的功率损失，但是现在有20％的元件误差。太大的电容器不能被调谐，因为提前触发使开关让调谐电容器短路。

其它应用

这里公开的交流电传输与控制方法也可应用于提供直流输出。最简单的是如图10所示，可将桥式整流器和直流电感器加到受控的交流输出，以在保持与交流输出电路相同的特性的同时给出直流输出电压。在这些情况下，桥式整流器需要四个额外的二极管。至少在一种实际应用中该电路非常有益。跨大的气隙为电动车充电时，设计目标可能是跨大的气隙输出2KW或更多功率。现在出现了以下问题：如果气隙显著减小，从而耦合电压可以比工作在正常情况下的耦合电压大很多。必须考虑到这种变化，例如，汽车可能轮胎没气或在修理中，并且接收盘(receiving pad)(即拾取线圈组件)置于底盘(floor pad)(连接到电源的初级线圈组件)的顶部来给电池充电。此处，感应的开路电压可能为正常值的3-4倍，并且拾取线圈短路电流也将同样为3-4倍大。所公开的电路耦合的功率可通过增加角度θ到接近120度的值来调低，从而控制功率流到系统电源能持续的程度。拾取线圈中的电流、调谐电容器上的电压、和整流器和直流电感器中的电流都基本保持为其额定值，并且没有损害发生。然而，使用传统控制器(例如美国专利5,293,308的说明书公开的)，短路电流将为3-4倍大，并且该电流将通过整流器、直流电感器、和开关，并且将显著压迫这些元件。将这些装置的额定电流增加到4倍不切实际，因为电路中的直流电感器的物理尺寸将大大增加。

图10中的电路将被重画成如图11中所示，其中，整流器现在与开关协同工作，并且只需两个额外的二极管，而不需要二极管桥。图10以反向并联方式使用开关，而图11中以反向串联方式使用同样的开关。该新电路允许在MOSFET中使用反向并联二极管，因此二极管数目可减少到和原始交流电路中的一样。请注意，MOSFET中的二极管对可能非常大的谐振电流进行开关，而其它二极管对小得多的直流输出电流进行开关，因此两个另外的二极管比图3的概念性电路中的二极管小得多。使用这样的大MOSFET来开关在VLF频率到50kHz或更高的高功率电路一般不现实，因为装置中的反向并联二极管的反向恢复特性很差，使得电路损耗太大。此处，有可能所有装置是软开关的，基本上在零电压处接通和切断，并且在接通时是零电流。并且，如图所示，该电路可同时具有直流和交流输出，但它们不能被独立控制。然而，它们提供可接地(如图所示)的参考，从而两个开关都由共用的低电压电源驱动。任一电路(图10或图11)也可包括和拾取线圈L₂串联的可选电容器C₁(如图11所示)，以增大拾取装置的短路电流。实际上，C₁和C₂的串联组合与拾取线圈L₂调谐，电路的功能和以前一样。

尽管这里公开了特定的例子和实施例，应理解，本领域技术人员将知晓本发明范围和精神内的各种变形和增加。如同本文详细描述的那样，所有这些变形和增加都被认为包含在本发明的范围内。

词汇“包含(comprise)”及其变形，例如“包含(comprising)”，除非上下文清楚地另有规定，将被解释为包括的含义(即意义为“包括，但不限于”)。

Claims (15)

1.一种由IPT拾取装置提供交流电的方法，该拾取装置具有组成谐振电路的拾取线圈和调谐电容器，该方法包括改变拾取线圈感应电压与调谐电容器电压之间的相位角，从而为拾取装置的输出提供受控的交流电的步骤。

2.如权利要求1所述的方法，其中，拾取线圈感应电压与调谐电容器电压间的相位角通过在选定时间段内保持调谐电容器电压基本恒定来改变。

3.如权利要求2所述的方法，其中，改变选定时间段来改变相位角。

4.如上述任一权利要求所述的方法，其中，保持调谐电容器电压基本恒定的步骤包括：将调谐电容器电压钳位在大致零伏。

5.如权利要求4所述的方法，其中，将调谐电容器电压钳位的步骤包括：操作第一开关以阻止调谐电容器上正电压的出现。

6.如权利要求4或5所述的方法，其中，将调谐电容器电压钳位的步骤包括：操作第二开关以阻止调谐电容器上的电压变成负值。

7.如上述任一权利要求所述的方法，包括：检测调谐电容器上的电压的符号的改变，以此作为控制选定时间段的参考的步骤。

8.如上述任一权利要求所述的方法，包括：将拾取装置的输出与设定点比较，并且增加或减少选定时间段以使拾取装置的输出朝向设定点改变的步骤。

9.一种用于IPT拾取装置的控制器，该拾取装置具有组成谐振电路的拾取线圈和调谐电容器，该控制器包括一个或多个开关以控制调谐电容器电压，从而改变拾取线圈感应电压与调谐电容器电压之间的相位角，从而拾取装置向拾取装置的输出提供受控的交流电。

10.一种IPT拾取装置，包括组成谐振电路的拾取线圈和调谐电容器以及控制器，该控制器改变拾取线圈感应电压与调谐电容器电压之间的相位角，从而为拾取装置的输出提供受控交流电。

11.如权利要求10所述的IPT拾取装置，包括连接到输出端的用于提供直流输出的整流器。

12.一种IPT系统，包括权利要求10或权利要求11所述的IPT拾取装置。

13.一种由基本上如此处所述的IPT拾取装置提供交流电的方法。

14.一种用于基本上如此处参考图3、4、10或11中的任一或多个描述的IPT拾取装置的控制器。

15.一种基本上如此处参考图3到11描述的IPT拾取装置。

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