KR20110054044A

KR20110054044A - 유도 결합 ａｃ 전력 전송

Info

Publication number: KR20110054044A
Application number: KR1020117008327A
Authority: KR
Inventors: 존 탤버트 보이즈
Original assignee: 오클랜드 유니서비시즈 리미티드
Priority date: 2008-09-11
Filing date: 2009-09-11
Publication date: 2011-05-24
Also published as: US20110221277A1; JP2012502618A; WO2010030195A1; EP2329585A1; US11522389B2; JP5756754B2; EP2329585A4; KR101710147B1; CN102204074A; CN102204074B; EP2329585B1

Abstract

유도 전력 전송 시스템 픽업은 픽업 코일 유도 전압(jwMI)과 튜닝 캐패시터(C) 전압 간의 위상각의 제어된 변화에 의해 제어된 AC 파워 서플라이를 제공한다. 상기 위상각은 상기 튜닝 캐패시터(C) 전압을 선택된 시간 기간 동안 실질적으로 일정하게 유지시킴으로써 변화될 수 있다. 스위치들(S1 및 S2)은 이러한 선택된 시간 기간 동안 튜닝 캐패시터(C) 전압을 실질적으로 0V로 클램프시키는 데에 이용될 수 있다. 스위치(S1)는 튜닝 캐패시터 양단에서의 양의 전압의 증가를 막도록 동작할 수 있고, 스위치(S2)는 튜닝 캐패시터 양단의 전압이 음이 되는 것을 막는 데에 이용될 수 있다.

Description

유도 결합 ＡＣ 전력 전송{INDUCTIVELY COUPLED AC POWER TRANSFER}

본 발명은 유도 전력 전송(Inductive Power Transfer, IPT)에 관한 것으로서, 특히 AC 전력원(power source)을 제공하는 데에 적용될 수 있지만, 오직 이것으로만 한정되지는 않는다. 본 발명은 또한 DC 전력원을 제공하는 데에도 이용될 수 있다.

IPT 시스템은 현재, 산업에서, 그리고 물리적인 접촉없이 하나의 레퍼런스 프레임(reference frame)으로부터 다른 레퍼런스 프레임으로 전력을 결합시키는 경우에 있어서 광범위하게 이용되고 있다. 이러한 시스템의 일예는 미국 특허 5,293,308호에서 설명되는 바, 이 내용은 참조로서 본원에 통합된다. 이러한 시스템들이 어디에서 이용되든지 간에, 전송되는 전력을 제어하기 위한 방법은 항상 정류 스테이지(rectification stage)를 필요로 하며, 이에 따라 IPT 시스템로부터의 실제 출력은 소비자 부하(consumer load)가 연결될 수 있는 제어되는(controlled) DC 전압이 된다. 예를 들어, 만일 소비자가 AC 전력원을 요구한다면, IPT 시스템을 이용하여 인버터를 구동시키고, 이러한 인버터의 출력을 이용하여 소비자의 부하를 구동시키게 된다. 이러한 환경들에서는, 복수개의 전력 전송 스테이지들, 즉 1차 트랙(primary track)으로부터 (튜닝(tuning)된) 픽업 코일(pick-up coil)로의 IPT, 어떠한 감결합(decoupling) 기술을 이용하여 전력 전송 제어에 의해 AC로부터 DC로의 정류, DC로부터 AC로의 전력 전자공학적 인버전(power electronics inversion), 및 소비자 부하로의 배선(wiring)이 있다. 이러한 방법은, 인버터 스테이지가 AC 주파수를 재생(regenerate)시킬 때, 부하로부터의 임의의 VAR 요건을 충족시키고, 동작의 유연성(flexibility)을 가능하게 한다는 점에서 상당한 장점을 갖는다. 하지만, 동일한 주파수에서 AC 입력으로부터 제어된(controlled) AC 출력으로 바로 작동(go)할 수 있는 기술 보다는 명백히 덜 효율적이다.

본 발명의 목적은 AC 전력원을 제공하는 IPT 픽업, 픽업 제어기 또는 시스템을 제공하거나, 또는 적어도 일반인들에게 유용한 선택을 제공하는 것이다.

대안적으로 또는 부가적으로, 본 발명의 목적은 높은 효율성, 낮은 왜곡 및 (전형적으로, 0.5V 보다 나은) 우수한 분해능(resolution)을 가지면서, 전형적으로 5-250V의 넓은 범위에 걸쳐서 제어가능한 동일 주파수에서 AC IPT 트랙으로부터 AC 출력으로의 직접적인 AC간 전력 변환(direct AC-AC power conversion)을 가능하게 하는 것이다.

본 발명의 일 양상에서는, 공진 회로를 포함하는 튜닝 캐패시터(tuning capacitor) 및 픽업 코일(pickup coil)을 구비한 IPT 픽업(IPT pickup)으로부터 AC 서플라이(AC supply)를 제공하는 방법이 제공되는 바, 이 방법은, 상기 픽업의 출력에 제어된(controlled) AC 서플라이를 제공하기 위해, 픽업 코일 유도 전압(pickup coil induced voltage)과 튜닝 캐패시터 전압(tuning capacitor voltage) 사이의 위상각(phase angle)을 변화시키는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예들에서, 상기 픽업 코일 유도 전압과 튜닝 캐패시터 전압 사이의 위상각은, 상기 튜닝 캐패시터 전압을 선택된 시간 기간 동안 실질적으로 일정하게 유지시키는 단계에 의해 변화된다.

몇몇 실시예들에서, 상기 선택된 시간 기간은 상기 위상각을 변화시키도록 변화된다.

몇몇 실시예들에서, 상기 튜닝 캐패시터 전압을 실질적으로 일정하게 유지시키는 단계는, 상기 튜닝 캐패시터 전압을 실질적으로 0V로 클램프(clamp)시키는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예들에서, 상기 튜닝 캐패시터 전압을 클램프시키는 단계는, 상기 튜닝 캐패시터의 양단에서 양의 전압(positive voltage)의 증가를 막도록 제 1 스위치를 동작시키는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예들에서, 상기 튜닝 캐패시터 전압을 클램프시키는 단계는, 상기 튜닝 캐패시터의 양단에서의 전압이 음(negative)되는 것을 막도록 제 2 스위치를 동작시키는 단계를 포함한다.

몇몇 실시예들에서, 상기 방법은 상기 선택된 시간 기간을 제어하기 위한 레퍼런스(reference)로서 상기 튜닝 캐패시터 양단의 전압의 부호(sign)의 변경을 감지하는 단계를 더 포함한다.

몇몇 실시예들에서, 상기 방법은, 상기 픽업의 출력과 설정된 포인트(set point)를 비교하고, 상기 설정된 포인트 쪽으로 상기 픽업의 출력을 변경하기 위해 상기 선택된 시간 기간을 증가 또는 감소시키는 단계를 더 포함한다.

본 발명의 다른 양상에서는, 공진 회로를 포함하는 튜닝 캐패시터 및 픽업 코일을 구비한 IPT 픽업을 위한 제어기가 제공되는 바, 이 제어기는, 상기 픽업의 출력에 제어된 AC 서플라이를 제공하기 위해, 픽업 코일 유도 전압과 튜닝 캐패시터 전압 사이의 위상각을 변화시키도록 상기 튜닝 캐패시터 전압을 제어하는 하나 이상의 스위치들을 포함한다.

본 발명의 다른 양상에서는, 공진 회로를 포함하는 튜닝 캐패시터 및 픽업 코일과, 그리고 상기 픽업의 출력에 제어된 AC 서플라이를 제공하기 위해, 픽업 코일 유도 전압과 튜닝 캐패시터 전압 사이의 위상각을 변화시키는 제어기를 포함하는 IPT 픽업이 제공된다.

몇몇 실시예들에서, 상기 AC 출력에 정류기(rectifier)가 연결되어, 상기 제어된 AC 서플라이를 정류하여 DC 출력을 제공한다.

본 발명의 다른 양상에서, 이전에 설명한 것들중 어느 하나에 따른 IPT 픽업 또는 픽업 제어기를 포함하는 IPT 시스템이 제공된다.

유익하게는, 이러한 전력 전송 방법은, 쓰루 파워(through power)가 임의의 전력 전자 장치들에 의해 전혀 스위칭되지 않음으로써, 손실이 작게 유지되는 기술을 이용하여 달성될 수 있다.

대체로 말해서, 본 발명은 또한 본 출원의 명세서에서, 부분들, 요소들 및 피쳐들(features)중 어느 하나 또는 둘 이상의 결합으로, 개별적으로 또는 집합적으로 언급 또는 지시되는 이러한 부분들, 요소들 및 피쳐들로 이루어지는 것으로 여겨지며, 본 발명이 관련된 분야에 알려진 등가(equivalent)를 갖는 특정의 정수들이 본원에서 언급되는 경우, 이러한 알려진 등가는 개별적으로 설명되는 것 처럼 본원에 통합되는 것으로 간주된다.

이제, 도 1 내지 도 11을 예시적으로 참조하여, 본 발명의 실시예에 대해 설명한다.
도 1은 기존의 전력 시스템의 다이어그램이다.
도 2는 IPT 시스템에 새롭게 적용되는 도 1의 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 IPT 픽업에 대한 회로 다이어그램이다.
도 4는 도 3에 따른 회로에 대한, 시간에 대한 전압의 다이어그램이다.
도 5는 실험적인 파형 및 시뮬레이트된 파형이다.
도 6은 일련의 범위의

및 노멀라이즈(normalize)된 부하 저항에 대한 관찰가능한 Q를 나타낸다.
도 7은,

및

를 포함하는, 도 3의 회로에서의 전압과 전류의 관계의 예를 나타낸다.
도 8은 (

-90)도에 대한

의 다이어그램이다.
도 9는 도 3에 나타낸 것과 같은 회로에 대한 서로 다른 튜닝 캐패시터들에 있어서의, 위상 지연에 대한 출력 전력의 다이어그램이다.
도 10은 DC 출력을 제공하기 위해 DC 정류기를 더 포함하는, 도 3의 회로의 실제적인 구현에 대한 회로 다이어그램의 예이다.
도 11은 AC 및 DC 출력 모두를 제공하도록 적합하게 된 도 3의 회로의 실제적인 구현에 대한 회로 다이어그램의 예이다.

도 1은 기존의 전력 시스템의 다이어그램으로서, 어떻게 전력이 발전기(generator)로부터 다른 발전기 또는 부하로 전송되는 지를 설명하는 데에 이용된다. 제 1 발전기는 출력 전압(V₁)을 가지며, 인덕터(L₁)를 통해 제 2 전압(V₂)에 연결된다. 만일 V₁과 V₂ 간의 위상각(phase angle)이 α이면, 전송되는 전력은 다음의 식에 의해 주어진다.

여기서, X는 동작 주파수에서의 인덕터(L₁)의 리액턴스(rectance)이다. 이는 전력 시스템 분석에서 통상적인 기호들을 이용한 일반적인 식이다.

IPT 시스템에서, 이러한 동일한 다이어그램은 도 2의 회로에 나타낸 바와 같이 약간 다르게 해석될 수 있다. 이 경우, V₁은 IPT 트랙을 통해 흐르는 전류에 의해 픽업 코일(L₁) 내에서 유도되는 전압이다. 따라서,

이며, 여기서 I는 트랙 전류(track current)이다. V₂는 튜닝 캐패시터(tuning capacitor)(C) 양단의 전압이며, IPT 시스템에서의 공진 전압이다. L₁ 및 C는 병렬 공진 회로를 포함한다. 통상의 모든 환경들에서, V₁과 V₂ 사이의 각도인 위상각(

)은 당연히, 때때로 회로 내에서 얻어지는 부하 조건들(부하 저항(R)에 의해 표현됨) 하에서 도 2의 회로의 동작에 의해 결정된다. 모든 회로 컴포넌트(component)들이 선형이기 때문에 완전한 회로 분석이 가능하다는 사실에도 불구하고, 이러한 이 위상각(

)은 회로 내에서 관찰될 수 없다.

하지만, 본 발명의 일 실시예에서는, 2개의 새로운 회로 요소들, 즉 스위치들(S₁ 및 S₂)이 회로에 부가되는데, 도 3에 나타낸 바와 같이 이러한 스위치들은 다이오드들(D₁ 및 D₂)과 직렬로 연결된다. 이러한 스위치들은 회로의 동작을 중단(disrupt)시키도록 동작하며, 이에 따라 위상각(

)은 자연적으로 발생하는 값과 다른 값이 되도록 강제된다. 이를 달성하기 위한 기술은, V₂를 선택된 시간 주기 동안 실질적으로 일정한 레벨로, 예를 들어 클램프 전압(V₂)으로 유지함으로써, 스위치들이 그렇게 허용할 때 까지 제로 크로싱(zero crossing)을 허용하지 않는 것이다. 이에 따라, 스위치(S₁)는 튜닝 캐패시터(C) 양단에서의 양(positive) 전압의 상승을 막고, 스위치(S₂)는 이 튜닝 캐패시터 양단의 전압이 음(negative)으로 되는 것을 막는다. 도 4에 나타낸 바와 같이, 동작에 있어서, 이러한 스위치들은 180도 스위치 온 또는 오프되지만, 회로 내의 정상 전압(normal voltage)에 대해 위상이 지연된다. 정상 공진 전압(normal resonant voltage)과 스위칭 파형 간의 오버랩(overlap)은

인데, 주목할 사항으로서, 이러한

는 도 1에서의 V₁과 V₂ 간의 위상각인 일반적인 각(

)이 아니라,

를 변경하게 되면,

도 강제적으로 변경된다. 회로가 실제 부하를 가지며 동작할 때, 픽업 코일에서 유도되는 전압

는 관찰가능하지 않지만, 트랙 내의 전류는 동일한 위상을 가지며, 관찰이 용이하다. 스위치(S₁)는 파형의 음의 하프 사이클(half cycle) 대부분에 대해 온이 되고(여기에서는 어떠한 효과도 갖지 않는다), 정상의 양의 하프 사이클의 일부분에 대해 온이 되는데, 여기에서는 이 스위치가 턴오프될 때까지 어떠한 전압 상승도 막는다. 스위치(S₂)는 정확히 상보적인 방식으로 나머지 하프 사이클에서 동작한다. 양 스위치들은 180도에 대해 온이 되지만, 어떠한 오버랩도 없다. 실제 출력 전압은 각(

) 동안, 하지만 하이 Q 상태 동안에만, 작은 평평한 기간(flat period)들을 갖는데, 여기에서 이들은 거의 안보이게 된다. 하지만, 파형은 여전히 변위(displacement)되며, 이에 따라 전송되는 전력은 제어가능한 방식으로 감소하게 된다. 따라서,

는 튜닝 캐패시터 전압을 선택된 간격들 동안 원하는 레벨로 유지하는 데에 요구되는 대로 활성화하도록 스위치들(S₁ 및 S₂)을 제어함으로써 구현될 수 있다. 일 실시예에서, 튜닝 캐패시터 전압은 공진 회로의 각 사이클 내의 선택된 시간 기간 동안 클램프된다. 다른 실시예들에서, 캐패시터 전압은 선택된 사이클들 내의 선택된 시간 기간들 동안 클램프될 수 있다. 일 실시예에서, 튜닝 캐패시터가 클램프되는 전압은 실질적으로 0V 이다.

상기 회로의 실제의 일 실시예에서, 트랙 전류의 위상은 트랙 상에서 개별적인 센서에 의해 캡춰된다. 그런 다음, 위상 고정 루프(phase locked loop)를 이용하여, 정확한 180도 도통(conduction)의 방형파 전압 레퍼런스(square wave voltage reference)들을 발생시킬 수 있게 된다. 이후, 이러한 레퍼런스 전압들은, 출력 전압을 제어하도록 스위치들을 구동하는 데에 적절한 파형들을 제공하기 위해 마이크로프로세서에 의해 요구되는 만큼 지연될 수 있다. 스위치들 자체는 단방향성이며, 전력 MOSFET들은 저비용의 선택을 제공한다. 이들은 특히, 간단한 변압기 절연에 적절한 180도 게이트 구동 신호들에 대해 구동하기가 용이하다. 도 4는, 하이(high) Q 에서 로우(low) Q 까지에 해당하는 조건들의 범위에 대해, 관찰되는 파형 및 시뮬레이션되는 파형들을 나타낸다. 주목할 사항으로서, 비록 스위치들이 180도에 대해 온으로 게이팅되기는 하지만, 실제 오버랩 각(overlap angle)(

)은 이 보다 훨씬 작으며, 실제의 하이 Q 회로에서는, 감지할 수 없을 정도로 작다. 그럼에도 불구하고, 공진 파형은 단위 역률(unity power factor)에 대해 정확하게 페이즈(phase)되지 않는데, 이는 전력 전송을 조정하기 위해 위상이 변경되었고, 회로는 트랙에 다시 반영(reflect)되는 작은 선도(leading) 역률 부하를 갖기 때문이다.

상기 회로의 분해적 분석(analytical analysis)은 처리가 어렵지만, 컴퓨터 시뮬레이션들 및 실제 측정들과의 양호한 상관 관계(correlation)를 제공하는 공진 전압(V₂)에 대한 표현은 다음과 같다.

도 6은 이러한 표현의 컴퓨터 시뮬레이션을 나타내는 바, 이는 상기의 수학적인 표현과 비교될 수 있으며, 0.1<Q<10 의 전체 동작 범위에 대해 상당히 정확하다. [

임을 주목한다.]

이 회로는 많은 응용들을 갖는다. 일 예에서, 이 회로는 조명 제어(lighting control)에 특히 적절한데, 그 이유는 우수한 분해능을 가지면서도 저비용으로 넓은 범위의 휘도에 걸쳐서 형광등과 백열등 모두를 구동할 수 있기 때문이다.

도 7을 참조하면,

의 오버랩 각에 대해, 이상적인 제어각(

)이 있음을 알 수 있는데, 이는 회로의 Q에 대해 그리고

에 대해 고유의 관계를 갖지만, 픽업 코일 내에서 유도되는 전압에 대해 측정가능하다. 픽업 코일 내에서 유도되는 전압은 그 픽업 코일이 언로드(unload)될 때에만 관찰할 수 있으며, 대안적으로는, IPT 트랙으로부터 (즉, 하나 이상의 픽업들에 의한 인터셉션(interception)에 대해 자기장을 제공하는 IPT 시스템의 1차 전도성 경로로부터) 위상 정보(phase information)를 결정할 수 있다.

도 8은 각들(

와

) 간의 차이를 나타낸다.

일부 응용들에서는, 도 7에 나타낸 V_OC를 결정하는 데에 위상 레퍼런스를 필요로 하지 않으면서 회로가 동작할 수 있는 것이 바람직하다. 우리는 회로 내의 공진 전압의 부호(sign)가 변경되는 각을 관찰함으로써 정확한 오버랩 각을 결정할 수 있다는 것을 발견하였으며, 가능한 제어 방식들에 대해 하기에서 더 설명한다. 본 발명이 관련되는 분야의 당업자들이라면 회로 내의 공진 전압이 부호를 변경하는 각이 많은 다른 방법들로 결정될 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, 하나의 시도는, 스위치들(도 3의 S₁ 및 S₂)와 직렬로 연결된 다이오드들 각각의 도통을 이끄는 0.6V 내지 1.0V를 검츨하기 위해 그라운드 레일(ground rail)과 관련하여, 비교기를 이용하는 것이다. 다른 가능한 시도는 (실제로 스위치들(S₁ 및 S₂)을 구현하는 데에 이용되는) FET들 각각의 드레인 리드(drain lead) 상에서 변류기(current transformer)를 이용하여, 각 스위치 내의 전류의 개시(onset)를 검출하는 것이다.

본 회로의 실시예들의 동작 모드들 및 제어

트랙 센서(track sensor)가 있는 지의 여부에 따라, 본 회로의 제어는 요구에 따라 적합하게 될 수 있다.

(a) 위상 레퍼런스 이용

개방 루프( open loop ) 제어

동작에 있어서, 본 회로는 AC 전류원처럼 동작하며, 이에 따라

가 설정되어 일정하게 유지된다면, 출력은 본질적으로 일정한 전류가 될 것이다. 이러한 제어 방법은

의 측정을 시작하기 위한 레퍼런스를 얻기 위해 트랙 전류 센서(track current sensor)에 의존한다. 이 방법은 이상적이지 않은데, 왜냐하면 만일 출력 부하 저항이 매우 커지는 경우, 예를 들어 개방 회로가 되면, 출력 전압은 감지가능한 한계(sensible limit)도 없이 증가하게 될 것이며, 어떠한 과전압 보호부(overvoltage protection)가 통합되어야 하기 때문이다. 주목할 사항으로서, 도 8에 나타낸 바와 같이,

가 설정되면,

역시 대부분 결정되는데, 이는 이들 간에 일대일 관계가 있기 때문이며, 이에 따라 본 방법은 이용하기가 간단하다.

폐쇄 루프( closed loop ) 제어

폐쇄 루프 제어를 이용하게 되면,

의 값은 알려져있으며, 직접 조정될 수 있다. 요구되는 출력 파라미터(예를 들어, 전류, 전압 또는 전력)에 대한 센서가 이용되며, 측정되는 값은 설정된 포인트 값(set point value)과 비교된다. 만일 측정되는 값이 너무 높으면,

는 천천히 증가하고, 측정되는 값이 너무 낮으면,

는 감소된다. 명백하게는, 한번 이상의 비교를 언제라도 행할 수 있으며, 이에 따라 보다 복잡한 제어기가 간단해진다. 예를 들어, 설정된 포인트 값에 대해 전류 제어를 행한 다음, 전압 제어를 행한다.

(b) 어떠한 트랙 전류 센서도 이용하지 않음

어떠한 전류 센서도 이용하지 않게 되면, 상기 설명한 것과 동일한 제어 방법들이 여전히 이용될 수 있기는 하지만,

가 직접 측정될 수 없다. 실제로, 오버랩각인

는 전체 동작을 제어하기에 충분한다. 이러한 시스템에서는, 하나 또는 다른 스위치(S₁ 또는 S₂)가 도통할 때 마다, 이는 오버랩 각(

)에 대한 작용에 대응하며, 이에 따라 원하는 오버랩 각에 도달하면, 스위치들을 턴오프시킴으로써

를 직접 제어할 수 있다는 것을 주목함으로써,

의 직접 제어가 단순화된다. 완벽하게 튜닝된 시스템들에서 보다 큰

는 보다 낮은 공진 전압들에 해당하기 때문에,

를 제어하게 되면, 전력 출력 또는 전류 출력 또는 전압 출력을 요구에 따라 제어하게 된다. 유일한 어려움은 시스템을 개시하는 데에 있다.

이를 달성하기 위한 한 방법은 다음과 같다. 스위치들(S₁ 및 S₂) 모두가 단순한 풀업 저항(pull up resistor)들을 이용하여 부분적으로 유지되고 있다면, 공진 캐패시터 전압은 자동으로 클램프되는데, 왜냐하면 이는 제로 크로싱을 하여, 공진 전압을 제한하기 때문이다(이는

가 거의 180도와 같은 상황에 해당한다). 1차 코일이 스위치들과 직렬로 연결되어 있는 변류기를 이용하게 되면, 이러한 스위치들을 통해 전류가 흐를 때 마다, 변류기의 2차측에서 전류가 유도될 것이며, 이러한 유도 전류의 극성(polarity)은 공진 전류의 양 및 음의 하프 사이클들을 나타낸다. 유도 전류의 극성이 변경될 때에, 오버랩 기간이 시작되는 것으로 알려져있다. 이러한 오버랩 기간의 끝은, 제어기가 관련 스위치를 오프로 구동시킬 때에 발생된다. 따라서, 마이크로프로세서는 캐패시터 전압과 동기화되며, 이러한 전압은 요구되는 출력 전압, 전류 또는 전력을 제공하기 위해 천천히 증가할 수 있다.

일단 시작되면,

를 점차적으로 감소시킴으로써, 출력 전압이 천천히 증가할 수 있다. 만일

가 너무 급격하게 감소되면, 스위치들은 공진 캐패시터가 충전되는 동안 이를 단락(short)시킴으로써, 이러한 스위치들의 파괴를 야기할 수 있다. 출력 전압이 급격히 증가될 것이 요구된다면, 스위치들을 턴오프시킴으로써, 공진 전압을 회로 Q에 의해 제한되는 레벨로 증가시킬 수 있다. 일단 회로가 정상 상태(steady state)에 도달하게 되면,

가 제로로부터 원하는 레벨로 급격하게 증가하여, 출력 전압을 설정할 수 있다.

일 실시예에서,

는 단지 한번의 트랜지션(transition)으로부터 가장 잘 측정된다. 예를 들어,

는 하나의 스위치에 대해서는 양의 방향으로 가는 제로 크로싱(positive going zero crossing)으로부터, 그리고 나머지 스위치에 대해서는 음의 방향으로 가는 제로 크로싱(negative going zero crossing)으로부터 측정될 수 있다. 우리의 경험상, 이러한 절차는 대칭적인 파형들을 생성하지 않는다. 따라서, 실제의 일 실시예에서는, 양 도통 스위치(positive conducting switch)를 구동하기 위한 양의 제로 크로싱으로부터 이를 측정하고, 180를 더한 다음, 이를 나머지 스위치를 구동시키는 데에 이용하는 것이 최선이다. 따라서, 75도의 오버랩 각에 대해, 양 전류 도통 스위치는 양의 방향으로 가는 제로 크로싱 이후 75도 턴오프되며, 음 도통 스위치(negative conducting switch)는 동시에 턴온된다. 180도 이후, 양 도통 스위치는 턴온되고, 음 도통 스위치는 턴오프된다. 이후, 75도의 동일한 지연을 가지면서 제로 크로싱에 의해 다음 스위칭 동작이 트리거되며, 이하 마찬가지이다.

일단

가 제어되면, 개별적인 트랙 전류 세서가 있는 경우에 대해 상기 설명한 것과 동일한 방식으로, 전력 전압 또는 전류 제어가 달성된다.

컴포넌트 공차( tolerance )를 고려한 회로 튜닝

설명되는 회로의 동작에 있어서, 점호각(firing angle)이 변경되면, 단락 전류(short-circuit current)와 유도 전압이 모두 영향을 받게 되며, 그리고 회로는, 픽업 코일 인덕턴스(L), 튜닝 캐패시터(C), 및 IPT 트랙과 픽업 코일 간의 상호 인덕턴스(mutual inductance)(M)가 모두 변경되는 것처럼 동작한다. M의 변화는 출력 전력을 변화시켜 제어하는 데에 이미 이용되어 왔다. 하지만, 도 9에 나타낸 바와 같이, L 및 C의 외관상(apparent) 변화를 이용하여, 회로를 튜닝할 수 있다. 여기서, 이러한 회로의 출력 전력은, 오버랩 각(

)이 본질적으로 제로로부터 150도로 변화될 때에 측정된다. 기대되는 바와 같이, 튜닝 캐패시터가 반드시 정확하다면, 제로의 점호각에서 최대 전력이 발생하게 된다. 하지만, 튜닝 캐패시터가 너무 작으면, 증가된 점호각에서 최대 전력이 발생하며, 회로는 이러한 점호각을 변화시킴으로써 튜닝될 수 있다. 설계 값의 20% 미만의 캐패시터 값들에 대해, 시스템은 완벽한 튜닝과 비교하여 약 1%의 전력 손실을 갖도록 튜닝될 수 있지만, 20%의 컴포넌트 에러를 갖는다. 너무 큰 캐패시터들은 튜닝될 수 없는데, 그 이유는 사전에 점호(firing)를 하게 되면, 스위치들이 공진 캐패시터를 단락시키기 때문이다.

기타 응용들

본원에 개시되는 AC 전력 전송 및 제어 방법들은 DC 출력을 제공하는 데에도 이용될 수 있다. 가장 단순하게는, 도 10에 나타낸 바와 같이, 브리지 정류기(bridge rectifer) 및 DC 인덕터가 제어된 AC 출력에 부가되어, AC 출력 회로와 동일한 특성을 유지하면서 DC 출력 전압을 제공할 수 있다. 이러한 환경들에서는, 브리지 정류기에 대해, 4개의 추가의 다이오드들이 요구된다. 이러한 회로가 매우 유익한 적어도 하나의 실제적인 응용이 있다. 큰 에어 갭(air gap)을 통해 전기 자동차(electrci vehicle)를 충전할 때에, 설계 목표는 큰 에어 갭을 통해 2kW 이상의 출력 전력을 달성하는 것이 될 수 있다. 그런데, 만일 에어 갭이 상당히 감소되어, 결합 전압(coupled voltage)이 정상 조건들하에서 동작할 때 보다 훨씬 커지게 되면, 문제가 발생한다. 이러한 변화들은 예측되어야 한다. 예를 들어, 자동차는 펑크난 타이어(flat tyre)를 갖거나, 또는 배터리를 충전시키기 위해 플로어 패드(floor pad)(파워 서플라이(power supply)에 연결된 1차 코일 배열)의 상부에 리시빙 패드(receiving pad)(픽업 코일 배열)가 주차(park)된 상태로 수리를 받을 수 있다. 여기에서, 유도되는 개방 회로 전압은 정상 값 보다 3-4배 더 클 수 있으며, 픽업 코일의 단락 전류 역시 마찬가지로 3-4배 더 클 수 있다. 개시되는 회로에 의해 결합되는 전력은, 전력 흐름을 그 시스템의 파워 서플라이에 의해 유지될 수 있는 것으로 제어하기 위해, 각(

)을 120도에 가까운 값으로 증가시킴으로써 튜닝될 수 있다. 픽업 코일 내의 전류, 튜닝 캐패시터들 양단의 전압, 정류기 및 DC 인덕터 내의 전류는 모두 본질적으로 이들의 정격값(rated value)으로 유지되며, 어떠한 손상(damage)도 야기되지 않는다. 하지만, (미국 특허 5,293,308호에 개시된 것과 같은) 통상의 제어기를 이용하게 되면, 단락 전류는 3-4배 커질 것이며, 이러한 전류는 정류기, DC 인덕터 및 스위치를 통해 흐르게 되어, 이러한 컴포넌트들에 상당한 스트레스(stress)를 가할 것이다. 전류를 증가시키기 위해, 이러한 디바이스들의 정격값을 4배로 하는 것은 실용적인 제안이 아닌데, 왜냐하면 회로 내의 DC 인덕터의 물리적인 크기가 크게 증가될 것이기 때문이다.

도 10의 회로는 또한 도 11에서와 같이 다시 그려질 수 있는데, 여기에서 정류기는 스위치들과 함께 작용하며, 다이오드 브리지 대신에, 단지 2개의 추가의 다이오드들 만이 필요하다. 도 10은 스위치들을 반대 방향으로 병렬(inverse parallel)로 이용하고, 새로운 도 11은 동일한 스위치들을 반대 방향으로 직렬(inverse series)로 이용한다. 이러한 새로운 회로는 MOSFET들에서 반대 방향의 병렬 다이오드들의 이용을 가능하게 하며, 이에 따라 다이오드 총수(diode count)가 최초의 AC 회로와 동일하게 감소될 수 있다. 주목할 사항으로서, MOSFET들 내의 다이오드들은 상당히 큰 공진 전류를 스위칭하는 반면, 나머지 다이오드들은 많이 더 작은 DC 출력 전류를 스위칭하며, 이에 따라 2개의 추가의 다이오드들은 도 3의 개념 회로에서의 다이오드들 보다 훨씬 작다. VLF 주파수들에서 고전력 회로들을 50kHz 또는 그 이상으로 스위칭하기 위해 이러한 것들과 같은 큰 MOSFET들을 이용하는 것은 보통 실용적이지 못한데, 왜냐하면 디바이스들 내의 반대 방향의 병렬 다이오드들은 빈약한 역 복구 특성(reverse recovery characteristics)을 가짐으로써 회로 손실이 너무 크기 때문이다. 여기에서는, 이것이 가능한데, 왜냐하면 모든 디바이스들은 본질적으로 0V에서 소프트 스위치(soft switch)되어 온 및 오프를 모두 스위칭하며, 그리고 턴온될 때에는 제로 전류에서 스위치되기 때문이다. 또한, 나타낸 바와 같이, 이러한 회로는 DC 출력과 AC 출력을 동시에 가질 수 있지만, 이들은 독립적으로 제어가능하지 않다. 하지만, 이들은 (나타낸 바와 같이) 접지(ground)될 수 있는 레퍼런스를 제공하며, 이에 따라 양 스위치들은 공통의 저전압 파워 서플라이로부터 구동될 수 있다. 어느 하나의 회로(도 10 또는 도 11)는 또한, 픽업의 단락 전류를 증가시키기 위해, 픽업 코일(L₂)과 직렬의 선택적인 캐패시터(C₁)(도 11에 나타냄)를 포함할 수 있다. 실제로, C₁과 C₂의 직렬 결합은 픽업 코일(L₂)과 함께 튜닝되며, 이에 따라 회로는 이전과 같이 기능하게 된다.

비록 본원에서는 특정의 예들 및 실시예들에 대해 설명했지만, 당업자라면 본 발명의 사상 및 범주 내에서 많은 수정들 및 부가들이 이루어질 수 있다는 것을 이해할 것이다. 이러한 모든 수정들 및 부가들은, 여기에서 구체적으로 설명된 것 처럼, 본 발명의 범주 내에 포함되는 것으로 의도된다.

용어 "포함하는(comprise)", 및 "포함하고 있는(comprising)"과 같은 그 변형들은, 문맥상 명확히 다르게 표현되지 않는 한, 포괄적인 의미로(즉, "포함하지만, 오직 이것으로만 한정되지 않는"의 의미로서) 해석되어야 한다.

Claims

공진 회로를 포함하는 튜닝 캐패시터(tuning capacitor) 및 픽업 코일(pickup coil)을 구비한 IPT 픽업(IPT pickup)으로부터 AC 서플라이(AC supply)를 제공하는 방법으로서,
상기 픽업의 출력에 제어된(controlled) AC 서플라이를 제공하기 위해, 픽업 코일 유도 전압(pickup coil induced voltage)과 튜닝 캐패시터 전압(tuning capacitor voltage) 사이의 위상각(phase angle)을 변화시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 픽업 코일 유도 전압과 튜닝 캐패시터 전압 사이의 위상각은, 상기 튜닝 캐패시터 전압을 선택된 시간 기간 동안 실질적으로 일정하게 유지시키는 단계에 의해 변화되는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
제 2 항에 있어서,
상기 선택된 시간 기간은 상기 위상각을 변화시키도록 변화되는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
이전의 항들중 어느 한 항에 있어서,
상기 튜닝 캐패시터 전압을 실질적으로 일정하게 유지시키는 단계는, 상기 튜닝 캐패시터 전압을 실질적으로 0V로 클램프(clamp)시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
제 4 항에 있어서,
상기 튜닝 캐패시터 전압을 클램프시키는 단계는, 상기 튜닝 캐패시터의 양단에서 양의 전압(positive voltage)의 증가를 막도록 제 1 스위치를 동작시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
제 4 항 또는 제 5 항에 있어서,
상기 튜닝 캐패시터 전압을 클램프시키는 단계는, 상기 튜닝 캐패시터의 양단에서의 전압이 음(negative)되는 것을 막도록 제 2 스위치를 동작시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
이전의 항들중 어느 한 항에 있어서,
상기 선택된 시간 기간을 제어하기 위한 레퍼런스(reference)로서 상기 튜닝 캐패시터 양단의 전압의 부호(sign)의 변경을 감지하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
이전의 항들중 어느 한 항에 있어서,
상기 픽업의 출력과 설정된 포인트(set point)를 비교하고, 상기 설정된 포인트 쪽으로 상기 픽업의 출력을 변경하기 위해 상기 선택된 시간 기간을 증가 또는 감소시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
공진 회로를 포함하는 튜닝 캐패시터 및 픽업 코일을 구비한 IPT 픽업을 위한 제어기로서,
상기 픽업의 출력에 제어된 AC 서플라이를 제공하기 위해, 픽업 코일 유도 전압과 튜닝 캐패시터 전압 사이의 위상각을 변화시키도록 상기 튜닝 캐패시터 전압을 제어하는 하나 이상의 스위치들을 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업을 위한 제어기.
공진 회로를 포함하는 튜닝 캐패시터 및 픽업 코일과, 그리고 상기 픽업의 출력에 제어된 AC 서플라이를 제공하기 위해, 픽업 코일 유도 전압과 튜닝 캐패시터 전압 사이의 위상각을 변화시키는 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업.
제 10 항에 있어서,
DC 출력을 제공하기 위해 출력에 연결되는 정류기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 IPT 픽업.
제 10 항 또는 제 11 항에서 청구되는 IPT 픽업을 포함하는 IPT 시스템.
실질적으로 본원에서 설명되는 IPT 픽업으로부터 AC 서플라이를 제공하는 방법.
첨부 도면의 도 3, 도 4, 도 10 또는 도 11 중 어느 하나 또는 그 이상을 참조하여 실질적으로 본원에서 설명되는 IPT 픽업을 위한 제어기.
첨부 도면의 도 3 내지 도 11을 참조하여 실질적으로 본원에서 설명되는 IPT 픽업.