CN102148576A - 直流电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种直流电源装置。存在如下课题：在通过与工业电源连接的直流电源装置施加AC100V～240V左右的电源电压而进行高频开关的情况下，尚不存在可追踪进行高频开关的半导体开关元件的高速开关动作的高耐压·大电流的整流元件。又存在如下课题：如果通过以往的结构部件进行高频开关，则直流电源装置的电流流过的路径上的半导体元件即整流用元件及半导体开关元件的损失变大，使直流电源装置的效率降低、或半导体元件无法耐受损失引起的发热而烧损。在与半导体开关元件的开关动作进行协调动作的整流元件中，使用由碳化硅(SiC)或者氮化镓(GaN)和金属的肖特基结形成，并且具有针对工业电源的电压的耐电压强度的半导体。

Description

直流电源装置

技术领域

本发明涉及进行交流直流变换的直流电源装置。

背景技术

在以往的直流电源装置具有的整流电路中，从工业电源输入到直流电源装置的输入电流无法与工业电源的电压进行同步整流，所以存在电源功率因数恶化且无效电力量多、即电力利用率恶化这样的课题。无效电力量是指，所提供的电力未被经由直流电源装置连接的负载侧的装置消耗，而返回到提供侧的量，如果从提供源观察，则发电·送电的效率恶化，如果从负载侧观察，则处于没有有效地利用所提供的电力的状态。另外，在以往的直流电源装置中，产生从工业电源输入的输入电流的波形从正弦波状的波形出现失真、即高次谐波电流分量的含有率较多这样的课题，并存在妨碍与同一电源系统连接的其他装置的动作或者使送电设备损伤这样的课题。这些问题被国际标准(IEC61000-3)等要求得到改善，作为其对策，使用如专利文献1那样通过半导体开关元件进行PWM控制，进行电源功率因数的改善、电源高次谐波电流的抑制、直流输出电压的调整的直流电源装置。

另外，在驱动马达等的逆变器电路中，随着近年来的节能化，如专利文献2那样，在功率半导体模块中，使用基于碳化硅(SiC)的肖特基势垒二极管(SBD)来减少由于功率半导体模块的电压下降引起的恒定损失、或提高功率半导体模块的开关速度(turn-on速度)来减少开关损失，从而马达等的驱动效率与现状同等，且实现了功率半导体模块的低损失化、低发热化。

【专利文献1】日本特开2001-286149号公报(第11-12页、第1-4图)

【专利文献2】日本特开2008-92663号公报(第3-4页)

发明内容

在以往的连接到工业电源的进行一般的电源功率因数的改善、电源高次谐波电流的抑制的直流电源装置中，存在如下课题：虽然以20kHz～25kHz左右的开关频率进行开关，但由于该开关动作而在来自工业电源的输入电流上产生的电流脉动大，需要去除该电流脉动分量的单元即滤波器电路。另外，存在如下课题：如果开关频率低，则基于PWM控制的电流、电压的时间控制也变得粗糙，所以去除了电流脉动的输入电流无法维持正弦波的波形形状而产生失真、或产生与电源电压的同步相位偏移。另外，在用于去除大的电流脉动分量的滤波器电路中，针对输入电流的相位的影响也大，所以成为打乱输入电流的波形、或使其产生失真的原因。即，为了这些课题，依照理论设计(日文：机上設計)即依照控制电路的控制，使电源高次谐波电流成为0并使电源功率因数成为1这一点上存在课题。作为其解决方法之一，有使直流电源装置的开关频率高频化而极其细致地进行PWM控制的时间控制的方法。通过开关频率的高频化，电流脉动变小，可以通过除了去除电流脉动分量以外的影响少的滤波器电路来去除电流脉动分量，并且可以通过PWM控制的极其细致的时间控制来生成失真少的正弦波状的输入电流，可以进行接近理论设计的电源高次谐波电流的降低和高电源功率因数化。但是，存在如下课题：在使与工业电源连接的直流电源装置的开关频率高频化的情况下，尚不存在追踪半导体开关元件的高速开关动作并且即使施加了工业电源的电压也可以克服绝缘破坏的高耐压·大电流的整流元件。

另外，存在如下课题：如果通过以往的结构部件进行开关频率的高频化，则直流电源装置的电流流过的路径上的半导体元件即整流用元件以及半导体开关元件的损失变大，使直流电源装置的效率降低、或者半导体元件无法克服由于损失引起的发热而烧损。

另外，存在如下课题：如果进行开关频率的高频化，则由于直流电源装置的半导体元件的损失增加而发热增加，从而冷却装置变得大型化·成本上升。

另外，存在如下课题：由于直流电源装置的半导体元件的高速开关动作，产生高频噪声，使直流电源装置外的其他装置进行误动作、或使直流电源装置自身进行误动作。

本发明是为了解决所述那样的课题而完成的，其目的在于提供一种高效的直流电源装置，在与直流电源装置的半导体开关元件进行协调动作的整流元件中使用可以进行高速开关动作且可以施加工业电源的电压的半导体元件，从而实现开关频率的高频化，电源功率因数提高，电源高次谐波电流降低。

在本发明中，在与半导体开关元件的开关动作进行协调动作的整流元件中使用了由碳化硅(SiC)或者氮化镓(GaN)和金属的肖特基结形成并且具有针对工业电源的电压的耐电压强度的半导体元件。

本发明通过在与半导体开关元件的开关动作进行协调动作的整流元件中使用由碳化硅(SiC)或者氮化镓(GaN)和金属的肖特基结形成并且具有针对工业电源的电压的耐电压强度的半导体元件，可以得到实现开关频率的高频化，电源功率因数提高，电源高次谐波电流降低的高效的直流电源装置。

附图说明

图1是本发明的实施方式1中的半桥型转换器电路的电路结构图。

图2是本发明的实施方式1中的电路中流过的电流的说明图。

图3是本发明的实施方式1中的电路中流过的电流的说明图。

图4是本发明的实施方式1中的输入电流的说明图。

图5是本发明的实施方式1中的半导体元件中流过的电流的说明图。

图6是本发明的实施方式1中的开关波形图。

图7是本发明的实施方式1中的开关频率和损失的关系图。

图8是本发明的实施方式1中的开关频率和电流脉动以及电抗器容量的关系图。

图9是本发明的其他实施方式中的其他方式的半桥型转换器电路的电路结构图。

(附图标记说明)

1：交流电源；2：噪声滤波器；3：电抗器；4：整流电路；4c：整流元件；4d：整流元件；4e：整流元件；4f：整流元件；5a：半导体开关元件；5b：半导体开关元件；6：电流检测用分流电阻；7：平滑电容器；8：目标输出电压发生器；9：输出电压误差放大器；10：电源同步电路；11：乘法器；12：电流误差放大器；13：三角波发生器；14：比较器15：半导体开关元件驱动电路；20：模块；20a：基板安装端子1；20b：基板安装端子2；20c：基板安装端子3；20d：基板安装端子4；20e：基板安装端子5；20f：基板安装端子6；20g：基板安装端子7。

具体实施方式

实施方式1.

图1是本发明的实施方式1中的半桥型转换器电路的电路结构图，是空气调节器等家电产品中使用的进行电源功率因数的改善、电源高次谐波电流的降低、直流输出电压的调整的直流电源装置。以后，以本电路为例子而进行说明。交流电源1经由噪声滤波器2、电抗器3与整流电路4连接。整流电路4即二极管电桥电路由整流元件即二极管4c、4d、4e、4f构成，对整流电路4的正极端子侧连接了整流元件4e、4f，对负极端子侧连接了整流元件4c、4d，对其负极端子连接了电流检测用分流电阻6。另外，对整流电路4的整流元件4c、4d和电流检测用分流电阻6，连接了通过PWM控制进行开关动作的半导体开关元件5a、5b。对整流电路4的整流输出侧，连接了平滑用电容器7，进而在其前方，连接了使空气调节器动作的逆变器(inverter)装置等。交流电源1从空气调节器之外侧提供交流电力，除了交流电源1以外是设置在空气调节器之中。另外，交流电源1为了使空气调节器那样的家电产品动作，一般以工业电源输入AC100V～240V左右来使用。

在图1中，交流电源1的R、S线路(line)与噪声滤波器2的输入连接，噪声滤波器2的输出的R1、S1线路与电抗器3的输入连接。噪声滤波器2具有如下作用：抑制从交流电源1传播的噪声，并且以不使噪声从噪声滤波器2传播到交流电源1的方式进行抑制。在噪声滤波器2的内部，交流电源1的R线路和噪声滤波器2的R1线路连接，交流电源1的S线路和噪声滤波器2的S1线路连接。电抗器3的输出与整流电路4连接，整流电路4的正极端子与平滑电容器7的正极连接而形成P线路即直流电源装置的正极输出端子，整流电路4的负极端子经由电流检测用分流电阻6，与平滑电容器7的负极连接而形成N线路即直流电源装置的负极输出端子。通过这样的结构，交流电源的电压和电流经由噪声滤波器2和电抗器3，通过整流电路进行全波整流，被全波整流的脉动电流通过平滑电容器7进行平滑，变换为直流的电压和电流即直流电源。然后，被变换的直流为了驱动空气调节器内的其他装置、电路、例如风扇马达、压缩机而提供到逆变器装置等。

另外，对串联地连接的整流元件4c和电流检测用分流电阻6，以按照与整流元件4c相反的极性即相反的朝向流过电流的方式，并联连接了半导体开关元件5a。同样地，对串联地连接的整流元件4d和电流检测用分流电阻6，以按照与整流元件4d相反的极性即相反的朝向流过电流的方式，并联连接了半导体开关元件5b，对半导体开关元件5a、5b进行控制，而对从交流电源1输入的交流输入电流、平滑电容器7的两端中产生的直流输出电压进行控制。另外，电流检测用分流电阻6对用于控制半导体开关元件5a、5b的电流进行检测。

另外，图1的控制块由以下部分构成：目标输出电压发生器8，输出平滑电容器7的两端即P-N线路间的目标电压值的指令信号即目标输出电压；输出电压误差放大器9，输入作为目标输出电压发生器8的输出的目标输出电压、和作为P-N线路间的实际的电压的直流输出电压，输出对目标输出电压与直流输出电压的误差量进行放大而得到的输出电压误差量信号；电源同步电路10，输出对交流电源1的电压进行全波整流而得到的正弦波基准波形信号；乘法器11，输入作为输出电压误差放大器9的输出的输出电压误差量信号、和作为电源同步电路10的输出的正弦波基准波形信号，输出将输出电压误差量信号与正弦波基准波形信号相乘而得到的输出电压误差放大信号；电流误差放大器12，输入从电流检测用分流电阻6中流过的电流产生的实际电流信号、和作为乘法器11的输出的输出电压误差放大信号，输出对实际电流信号与输出电压误差放大信号的误差量进行放大而得到的电流误差放大信号；三角波发生器13，产生对半导体开关元件5a、5b的开关频率进行控制的三角波；比较器14，输入作为三角波发生器13的输出的三角波和作为电流误差放大器12的输出的电流误差放大信号，对三角波与电流误差放大信号进行比较而输出PWM驱动信号；以及半导体开关元件驱动电路15，输入比较器14产生的PWM驱动信号，根据PWM驱动信号，使半导体开关元件5a、5b成为ON·OFF即进行开关。

接下来，使用图2、图3，对电路动作即从交流电源1至平滑电容器7的电流的流动进行说明。图2是交流电源1的电压是正的半波、即交流电源1的R线路施加正的电压、S线路施加负的电压的情况。在图2中，在半导体开关元件5a、5b是ON的情况下，从交流电源1的R线路经由噪声滤波器2，通过噪声滤波器2的R1线路，经由电抗器3、半导体开关元件5a、电流检测用分流电阻6、整流元件4d以及电抗器3，从噪声滤波器2的S1线路经由噪声滤波器2返回到交流电源1的S线路的路径即点划线a的环路中流过短路电流，来自交流电源1的输入电流增加，在电抗器3中积蓄能量。

另外，在图2中，在半导体开关元件5a、5b是OFF的情况下，从交流电源1的R线路经由噪声滤波器2，通过噪声滤波器2的R1线路，经由电抗器3、整流元件4e、平滑电容器7、电流检测用分流电阻6、整流元件4d以及电抗器3，从噪声滤波器2的S1线路经由噪声滤波器2返回到交流电源1的S线路的路径即虚线b的环路中流过电流，对平滑电容器7进行充电。此时，电抗器3中积蓄的能量与交流电源1提供的电力一起被输出·充电到平滑电容器7中，所以进行直流输出电压的升压。另外，交流电源1与电抗器3一起对平滑电容器7进行充电，所以相对于在点划线a的环路中流过短路电流的情况，来自交流电源1的输入电流减少。

接下来，图3是交流电源1的电压是负的半波、即交流电源1的R线路施加负的电压、S线路施加正的电压的情况。在图3中，在半导体开关元件5a、5b是ON的情况下，从交流电源1的S线路经由噪声滤波器2，通过噪声滤波器2的S1线路，经由电抗器3、半导体开关元件5b，电流检测用分流电阻6、整流元件4c以及电抗器3，从噪声滤波器2的R1线路经由噪声滤波器2返回到交流电源1的R线路的路径即点划线c的环路中流过短路电流，来自交流电源1的输入电流增加，在电抗器3中积蓄能量。

另外，在图3中，在半导体开关元件5a、5b是OFF的情况下，从交流电源1的S线路经由噪声滤波器2，通过噪声滤波器2的S1线路，经由电抗器3、整流元件4f、平滑电容器7、电流检测用分流电阻6、整流元件4c以及电抗器3，从噪声滤波器2的R1线路经由噪声滤波器2返回到交流电源1的R线路的路径即虚线d的环路中流过电流，对平滑电容器7进行充电。此时，电抗器3中积蓄的能量与交流电源1提供的电力一起被输出·充电到平滑电容器7中，所以进行直流输出电压的升压。另外，交流电源1与电抗器3一起对平滑电容器7进行充电，所以相对于在点划线c的环路中流过短路电流的情况，来自交流电源1的输入电流减少。

反复进行以上的动作，以使电源电压和输入电流成为同相的方式进行控制，所以电源功率因数被改善，输入电流成为正弦波，所以输入电流中包含的高次分量的高次谐波电流即电源高次谐波电流被降低，通过电抗器3中积蓄的能量，直流输出电压被升压。另外，在交流电源1是AC100V的情况下，被变换的直流电压可以升压至DC400V左右，在该范围中对直流电压进行可变控制。

接下来，对输入电流成为正弦波的控制动作进行说明。在图1的控制块中，根据目标输出电压发生器8的目标输出电压、和从P-N线路间检测的实际的直流输出电压，通过输出电压误差放大器9，运算输出电压误差量，调整直流输出电压。即，输出电压误差放大器9进行控制，使得如果相对于目标输出电压，直流输出电压不足，则使输入电流增加并增加电抗器3中积蓄的能量，如果相对于目标输出电压，直流输出电压过剩，则使输入电流减少并减少电抗器3中积蓄的能量。

接下来，根据作为输出电压误差放大器9的输出的输出电压误差量信号、和作为电源同步电路10的输出的正弦波基准波形信号，通过乘法器11成为正弦波状的输出电压误差放大信号。正弦波基准波形信号是，针对从作为噪声滤波器2的输出的R1、S1线路检测出的R1-S1线路间的电压即与交流电源1的电源电压同相的正弦波状的电压，通过电源同步电路10变换为信号而得到的。通过使用与交流电源1的电源电压同相的正弦波状的正弦波基准波形信号，利用乘法器11控制为与电源电压同步的正弦波状的电流。通过使交流电源1的输入电流成为与电源电压同步的同相的电流，电源功率因数接近1，通过使交流电源1的输入电流接近正弦波，输入电流中包含的高次分量的高次谐波电流即电源高次谐波电流接近0。另外，对于正弦波基准波形信号，希望在去除了噪声的噪声滤波器2的输出侧R1、S1线路中取出，但只要能够克服噪声等问题，则也可以在输入侧的R、S线路中使用。

接下来，根据正弦波基准波形信号和实际电流信号，通过电流误差放大器12运算电流误差放大信号，调整实际流过的电流。即，在电流误差放大器12中，进行控制，使得如果相对于正弦波基准波形信号，实际流过的电流少，则增加，如果多则减少。

最后，根据作为电流误差放大器12的输出的电流误差放大信号、和作为三角波发生器13的输出的三角波，通过比较器14生成PWM驱动信号。通过由比较器14生成的PWM驱动信号，使半导体开关元件5a、5b成为ON·OFF。即，通过三角波，对半导体开关元件5a、5b的开关频率进行控制，通过电流误差放大信号，对半导体开关元件5a、5b的ON·OFF时间的比例进行控制。另外，如图2、图3的说明，在半导体开关元件5a、5b是ON时，流过短路电流，来自交流电源1的输入电流增加，并且在电抗器3中积蓄能量，在半导体开关元件5a、5b是OFF时，来自交流电源1的输入电流减少，并且在电抗器3中积蓄的能量输出到平滑电容器7侧，进行直流输出电压的升压。通过按照对半导体开关元件5a、5b进行开关的开关频率即开关周期，反复进行以上的动作，对输入电流和直流输出电压进行控制。

此处，半导体开关元件5a、5b通过PWM驱动信号进行驱动，所以根据使ON·OFF反复的时间即开关周期的长短，输入电流的变化的状态变化。即，在开关周期长的情况下，开关周期内的ON·OFF时间也变长，所以电流的变化时间也变长，变化量也变大，如图4(a)所示，成为粗的正弦波波形的电流即电流脉动大的正弦波电流。在开关周期短的情况下，开关周期内的ON·OFF时间也变短，所以电流的变化时间也变短，变化量也变小，如图4(b)所示成为平滑的正弦波波形的电流即电流脉动小的正弦波电流。

另外，对于该电流脉动，在噪声滤波器2中设置由标准线圈(normal coil)等构成的去除电流脉动分量的滤波器电路，而不会使其流出到交流电源1侧，但电流脉动越大，进行去除的电路越大型化。

在直流电源装置中，为了提高电源功率因数，将电源高次谐波电流抑制得低，需要使输入电流接近更严密的正弦波的波形。为此，需要进行开关频率的高频化。即，需要通过开关频率的高频化，进行极其细致的PWM控制的时间控制来生成严密的正弦波的电流，并且减少电流脉动来减小用于去除电流脉动分量的滤波器电路的影响。由此，去除了电流脉动后的输入电流也不会从正弦波的波形失真，并且，也不会产生同步相位偏移等。但是，在以往的半导体的结构中，为了开关频率的高频化，进行了开关半导体的高速开关动作(turn-on、turn-off动作)的情况下，在电流流动的状态的切换的期间流过不需要的电流，而成为状态转移的损失。

在图5中，对进行开关时的不需要的电路电流流过的状态转移的损失进行说明。图5是将在图1以及图2的说明中的整流元件4e、半导体开关元件5a和其周边抽出而得到的图，与图2同样地，如果半导体开关元件5a成为ON，则在点划线a的路径中流过电流，如果半导体开关元件5a成为OFF，则在虚线b的路径中流过电流。另外，在图5中，K是整流元件4e的阴极端子、A是整流元件4e的阳极端子、C是半导体开关元件5a的集电极端子、E是半导体开关元件5a的发射极端子、G是半导体开关元件5a的栅极端子。

在半导体开关元件5a成为OFF时，整流元件4e的阳极端子A被施加比阴极端子K高的电压即正偏置电压，所以整流元件4e成为通电状态，从阳极端子A朝向阴极端子K流过电流。此时，如果向半导体开关元件5a的栅极端子G输入了ON信号，则半导体开关元件5a成为可以对集电极-发射极端子间进行通电的状态，从集电极端子C朝向发射极端子E流过电流，但整流元件4e的阳极端子A缓慢地变化为比阴极端子K低的电压即逆偏置电压，并且整流元件4e从可以通电的状态缓慢地进行状态转移为切断通电的状态即阻止的状态。即，短时间地产生整流元件4e无法与半导体开关元件5a进行协调动作的通电状态，如图5中的实线e那样，产生从整流元件4e的阴极端子K朝向半导体开关元件5a的发射极端子E流过的电流。即，在整流元件4e中产生反向恢复电流，流入到半导体开关元件5a中。半导体开关元件5a对输入到栅极端子G中的ON信号主动地进行集电极-发射极端子间的通电，相对于此，整流元件4e是通过半导体开关元件5a切换的电位差和电流的流动，产生整流元件4e内的电荷移动而被动地阻止通电，所以动作迟钝。

因此，在半导体开关元件5a的ON·OFF时，除了在点划线a的路径中流过电流的状态和在虚线b的路径中流过电流的状态以外，还存在半导体开关元件5a的开关动作、特别是在从OFF进行状态转移到ON的瞬间即turn-on时在实线e的路径中流过电流的状态，但如图2的动作说明，即使在实线e的路径中流过电流，也不会产生电抗器3的能量的充填或者释放，输入电流不会增加或者减少。即，是与电源功率因数的改善、电源高次谐波电流的抑制、直流输出电压的调整没有关系且不需要的动作电流。

另一方面，在图5中的实线e的路径中流过了反向恢复电流的情况下，产生几个问题。例如，图6是半导体开关元件的集电极-发射极端子间的电压波形，是半导体开关元件成为turn-on时的电压波形。在半导体开关元件是OFF的情况下，集电极-发射极端子间成为与开关的断开状态相同的状态，所以成为施加到端子间的最大电压而在端子间流过的电流被切断。在半导体开关元件是ON的情况下，半导体开关元件的流过电流的集电极-发射极端子间成为与开关的闭合状态相同的状态，所以端子间的电位差成为0V而在端子间流过电流。对于在半导体开关元件进行turn-on时流过的反向恢复电流，虽然在图6中没有图示，但电流的时间变化即di/dt极其陡峭，该电流与周边电路的电抗分量(L)和电容分量(C)产生LC谐振，如图6(b)所示成为咬合(linking)电压即振动了的电压而呈现。该咬合电压成为电磁噪声，使周边的电路引起误动作、或成为信号传达的障碍。特别，如果使开关频率成为高频化，则产生的机会·频度增加，成为实现高频开关的大课题。因此，虽然在图1、图2、图3中未图示，但为了电磁噪声的对策，而安装噪声对策部件。通常，在该对策部件中，使用在电路上的布线中简易地安装的铁氧体磁芯等电子部件而作为扼流圈发挥功能。另外，对于这些噪声对策部件，即使图示的电路相同，效果也根据实际的电路形式、布线的缠绕的差异而不同，对实际的电路形式是特有的，所以省略图示。它们与电路、控制所希望实现的电源功率因数的改善、电源高次谐波电流的降低、直流输出电压的调整的性能没有关系，所以单纯地提高重量、尺寸、成本，降低电路效率。

另外，该反向恢复电流通过半导体开关元件，所以在半导体开关元件中产生由于不对电源功率因数的改善、电源高次谐波电流的降低、直流输出电压的调整作出贡献的不需要的电流引起的损失，而发热增加。由于该不需要的损失，直流电源装置的效率恶化，由于该损失而产生发热，所以需要设置不必要的大小的散热器等冷却装置。另外，理论上，选定由考虑了图2、图3所示的电流的设计即必要的容量或者大小的半导体芯片构成的半导体开关元件即可，但在实际的设计中，如果没有选定由考虑了理论上的控制动作以外的电流量的具有热耐力的多余的容量或者多余的大小的半导体芯片构成的半导体开关元件，则无法实现。特别，为了实现开关频率的高频化而成为大课题。另外，对于该不需要的电流，虽然最终使来自交流电源1的输入电流增加，但不会成为作为直流电源的输出，所以只会降低电路的效率而成为课题。另外，对于产生反向恢复电流的现象，在图3中也完全相同，在图5中，仅整流元件4e和半导体开关元件5a置换为整流元件4f和半导体开关元件5b，可以通过相同的理论、说明来说明现象。

为了降低该反向恢复电流来实现高速开关动作，在图1的电路中，在其切换动作迟钝的整流元件4e和4f中，应用了逆恢复电荷小且逆恢复时间短、即反向恢复电流小的可以实现高速的阻止动作的肖特基势垒二极管(以后称为SBD)。

SBD是指利用了肖特基结的二极管，一般的作为整流元件的整流二极管使用PN结。在PN结中，电流的输送主要通过半导体内的少数载流子进行，相对于此，在肖特基结中，通过多数载流子进行，所以具有从阳极端子向阴极端子的正向的电压下降低，开关速度快这样的特长。另一方面，在肖特基结中，存在在从阴极端子向阳极端子的逆向上施加了高电压时的逆向泄漏电流大，逆向耐电压低这样的缺点，在与工业电源直接连接而使用的高电压·大电流电路中，由于泄漏电流引起的损失大而无法耐受施加电压，从而不使用。在通常的SBD中，存在如下折衷：如果为了保持逆向耐电压而降低漂移层的载流子浓度，则使正向电压下降上升。相反，如果为了抑制正向电压下降而提高漂移层的载流子浓度，则逆向泄漏电流变大，逆向耐电压恶化。对此，从作为构成通常的SBD的半导体的硅(Si)和金属的肖特基结，设为作为半导体的碳化硅(以后称为SiC)、氮化镓(以后称为GaN)和金属例如钛的肖特基结，从而实现逆向泄漏电流的降低，并且使半导体和金属接合的界面成为超平坦化，使作为在界面中形成的势垒的肖特基势垒的高度变得均匀，即与抑制了金属原子和半导体原子由于界面化学反应而各自的原子超越界面并扩散，而肖特基势垒的高度针对界面的每个部分产生偏差这样的现象的结构、方法等进行组合，可以在保持逆向耐压的状态下降低逆向泄漏电流。由此，维持以往的SBD的正向电压下降和高速开关动作的特长，并且逆向耐电压和逆向泄漏电流被改善，还耐受工业电源的施加电压，由于泄漏电流引起的损失也少，所以可以用于高电压·大电流电路。即，可以形成作为使用了在高电压·大电流电路中可以使用的SiC的SBD的SiC-SBD。在图1的整流元件4e和4f中，使用了该SiC-SBD。另外，即使代替SiC而使用了GaN，也得到相同效果的SBD。由此，无需变更半导体开关元件，而即使与以往相同，也可以平滑地进行与整流元件的开关动作的协调动作，可以实现半导体开关元件具有的高速开关动作。

另外，改善了开关特性的SiC-SBD即使用于整流电路中，二极管具有的整流作用也不会变化。因此，如果使用SiC-SBD，则除了高速开关动作以外，调整漂移层的载流子浓度而还抑制正向电压下降，所以由于整流元件4e、4f自身的正向电压下降引起的损失也降低，发热也被抑制。

另外，通过半导体芯片的SiC化，对于绝缘破坏电压强度，与硅(Si)相比，耐电压强度提高到约10倍，而且所处理的电流密度也变大而可以增大最大电流，所以使确保耐电压强度的漂移层成为SiC化而实现耐电压强度提升并且保持半导体芯片面积不变而实现大电流化，并且只要是具有同一程度的耐电压强度和最大电流的半导体芯片，则减薄确保耐电压强度的层而使电流通过面积减少，从而可以设成比硅(Si)的半导体芯片小的半导体芯片。

另外，通过半导体芯片的SiC化，相比于在同一程度的性能的硅(Si)中热界限是200℃左右，热耐力提高而可以工作到300℃左右，而且热传导率大到硅(Si)的约3倍，所以热发散也提高。

如上所述，通过用SiC-SBD构成依照半导体开关元件5a、5b的开关动作流过大的反向恢复电流的整流元件4e、4f，可以使逆恢复电荷非常少且逆恢复时间非常短、即反向恢复电流非常小、减少半导体开关元件5a、5b的开关损失。例如，在工业电源输入是AC100V的情况下一般使用的额定逆耐压600V、额定正向电流6A的SiC-SBD中，逆恢复电荷是约20nC左右，而显著小于通常的硅PN结二极管的150～1500nC，由此产生的反向恢复电流也变小。图7是示出在工业电源AC100V输入的空气调节器中一般见到的、使用了额定逆耐压600V、额定正向电流20Arms等级的半导体的半桥型转换器电路的整流元件中使用了一般的硅PN结二极管的情况、和使用了SiC-SBD的情况下的作为半导体开关元件的IGBT一个元件量的损失的曲线，但在通过现行的最大开关频率24kHz进行驱动的情况下，如果使用SiC-SBD，则确认约4.5W的损失的减少。半导体开关元件有5a、5b这2个，所以成为合计约9W的损失改善，相当于turn-on时的损失的约60％。另外，得到除了图7所示的半导体开关元件的开关损失以外，由于正向电压下降引起的损失等整流元件即SiC-SBD自身的损失也降低约3W的结果。其在电路整体中成为约12W的损失改善，在应用于要求节能、效率性能提高的空气调节器的情况下，可以大幅作出贡献。

如果开关频率维持现状，则该损失改善量还贡献于：实现散热部件例如散热器的小型化，配置场所的制约缓和、成本降低、电气制品的尺寸降低。另外，可以减少散热器和半导体开关元件、整流元件之间涂覆的硅化合物即散热用润滑脂(grease)的量，或同样地可以将散热器和半导体开关元件、整流元件之间夹入的散热用片置换为热电阻大的部件，而廉价地制作。另外，通过铣削(milling)等，针对散热器和半导体开关元件、整流元件的接触面，进行超平坦化，维持了尽可能小的接触电阻，但只要可以在冷却性能中具有余量，则可以省略铣削等花费时间的加工，可以设成更廉价的制作。另外，还可以转用降低了发热的效果，冷却装置维持当前的状态而将开关频率提升至发热与现状相同的程度。另外，同样地，还可以转用降低了发热的效果，冷却装置和开关频率维持当前的状态而将输入电流增大至发热与现状相同的程度，实现电路的大容量化。

另外，如果开关频率维持现状，则在对工业电源进行直接变换而使用的高电压·大电流电路中，在设计时选定了由具有考虑了理论以上的电流的热耐力的多余的容量或者多余的大小的半导体芯片构成的半导体开关元件，但通过反向恢复电流变小，可以用具有比当前的设计小的半导体芯片的半导体开关元件来实现充分的电路动作。

另外，如果开关频率维持现状，则关于图6(b)所示的咬合电压即振动了的电压的分量以及现象，如图6(a)所示引起现象的时间变短而振幅变小。因此，所产生的噪声也减少，信号传达的障碍也被抑制。因此，可以削减作为噪声对策部件的扼流圈的需要数量、重量、尺寸，还可以降低由于扼流圈的电阻量引起的电力损失，对直流电源装置的高效率化作出贡献。

另外，如果通过进行高速开关动作而进行开关频率的高频化，则例如，根据图7的说明开关频率和作为半导体开关元件的IGBT一个元件量的损失的关系的图，在使用了SiC-SBD的情况下，得到相对于现行的硅PN结二极管，使损失增加至半导体开关元件的turn-on时的损失约9W(1元件量是约4.5W)，而可以使开关频率上升的结果。其相当于约10kHz提升。即，在电路整体中，使用由于使用SiC-SBD引起的约12W的turn-on时的损失和由于正向电压下降引起的损失的损失改善量，在损失增加约12W但用于开关频率提升的情况下，可以将开关频率从作为以往的开关频率的约20kHz～约25kHz左右提升至约35kHz～约40kHz左右。即，在维持以往的电路以及结构的情况下，可以实现以往难以实现的25kHz以上的开关频率，得到可以实现高的电源功率因数和电源高次谐波电流的降低的直流电源装置。

另外，通过该开关频率提升，在图2、图3中说明的通过1次的ON·OFF实现的电流路径的切换、例如点划线a的路径和虚线b的路径的切换中，电抗器3充填以及释放能量的时间和量变少，所以电抗器3的容量较小即可，可以实现小型化、轻量化。例如，通过将约20kHz提升到约40kHz左右，而成为约2倍的开关频率，如图8所示电抗器3的容量即电抗值可以设成约220μH、减少约50％(约一半)的容量。如果电抗器3的芯相同，则可以将圈数减半，铜绕组的使用量减少，实现成本降低，并且电抗器的铜损也减半，所以整体效率改善。根据电抗器3的芯、绕组的材质，存在差异，但在流过大的电流的空气调节器的情况下，电抗器的损失大，通过铜损的减半得到的高效率化非常大。另外，通过利用开关频率提升实现的高频化，在芯材料中也可以使用在低频下其效果·效力较小的高频高磁性材料，所以可以实现芯的小型化。因此，如果使电抗值成为约一半而进行包含芯的再设计，则在对工业电源进行直接变换而使用的高电压·大电流电路中，可以实现比现行小且损失少的电抗器的设计，除了成本降低以外，作为大的发热部件的电抗器3的配置制约也缓和，还可以实现电气制品的小型化。

另外，通过该开关频率提升，电流脉动变小，所以还可以实现噪声滤波器2的小型化、轻量化。如果与电抗器3同样地，例如，将约20kHz提升至约40kHz左右，则图4中说明的输入电流中包含的电流脉动如图8所示减小约5A、约50％(约一半)左右，在用于不使电流脉动量流向交流电源1侧的噪声滤波器2中设置的由标准线圈等构成的去除电流脉动分量的滤波器电路中，可以将标准线圈等的容量也重新设计为约一半等，实现去除电流脉动的滤波器电路的小型化。另外，电路的结构部件也使用高频材料，所以整体的体积变小，可以在对工业电源进行直接变换而使用的高电压·大电流电路中，实现噪声滤波器2的小型化、轻量化、低成本化。

另外，通过该开关频率提升，对于PWM控制的时间控制，可以极其细致地进行控制，通过电流脉动的减少，可以缩小滤波器电路具有的去除电流脉动的性能，减少滤波器电路对电流相位等造成的影响，即使是电流脉动被去除后的输入电流，仍接近严密的正弦波，不会产生与电源电压的同步相位偏移等，而可以设成高的电源功率因数和低的电源高次谐波电流。

另外，通过在与半导体开关元件5a、5b进行协调动作的整流元件4e、4f中使用SiC-SBD来实现，所以无需进行将剩余的整流元件4c、4d、半导体开关元件5a、5b从以往的半导体构成部件变更那样的较大的设计变更而可以实现。

在以上的说明中，说明了在高速开关动作中，与效果最高的半导体开关元件5a、5b进行协调动作的整流元件4e、4f中使用了SiC-SBD的例子，但在整流元件4c、4d中也可以使用SiC-SBD。在整流元件4c、4d中使用了SiC-SBD的情况下，通过SiC-SBD具有的正向电压下降的改善特性，整流元件4c、4d的损失也被降低，可以改善电路整体的效率。当然，整流元件4c、4d通过损失的降低，可以使与整流元件4c、4d对应的散热器等冷却装置小型化。另外，对于整流元件4c、4d，由于高速开关动作的影响极少，所以只要是SiC化的二极管，则也可以无需特别使用SBD结构的二极管。

另外，也可以对半导体开关元件5a、5b进行SiC化。通过对半导体开关元件5a、5b进行SiC化或者GaN化，成为具有宽带隙(wide band gap)的半导体开关元件，可以通过小的半导体芯片进行高耐压化，而且，电流通过半导体开关元件5a、5b内时的正向电压下降即内部电阻下降，所以半导体开关元件5a、5b自身的损失降低。另外，通过半导体开关元件5a、5b的损失降低，可以使与半导体开关元件5a、5b对应的散热器等冷却装置小型化。另外，如果半导体开关元件5a、5b、整流元件4c、4d、4e、4f安装于同一散热器中，则通过这些元件的SiC化或者GaN化，还可以作为散热器整体也小型化，可以对散热结构的制约缓和等作出贡献。

另外，半导体开关元件5a、5b、整流元件4c、4d、4e、4f通过SiC化，针对高电压·大电流的耐力也提高。例如，如果进行高速·高频的开关，则产生浪涌电压、浪涌电流，而引起障碍。但是，即使在这些浪涌电压、浪涌电流从交流电源1侧侵入到直流电源装置中的情况、从连接在平滑电容器7前方的风扇、压缩机的驱动电路那样的其他装置产生·传达的情况下，整流元件4e、4f也通过SiC化而不易产生故障。进而，如果对整流元件4c、4d、4e、4f进行了SiC化，则即使半导体开关元件5a、5b由于浪涌电压、浪涌电流而产生了故障，也可以进行使用了整流元件4c、4d、4e、4f的通常的整流动作，所以可以向其他装置提供电力，可以具有余量地进行向控制存储器的故障的状态·原因等的存储、电力提供的停止、继续等的判断。当然，通过对半导体开关元件5a、5b、整流元件4c、4d、4e、4f也进行SiC化，成为更不易产生故障的直流电源装置。

另外，在该半导体开关元件5a、5b是IGBT那样的晶体管的情况下，如果向半导体开关元件输入用于设成ON的PWM驱动信号，向集电极-发射极端子间施加正向的电压即正偏置电压，则在从集电极端子C向发射极端子E的正向流过电流，但即使向集电极-发射极端子间施加了逆向的电压即逆偏置电压，也不会从发射极端子E向集电极端子C的逆向流过电流。因此，不依赖于通过交流电源1的电压的正负施加到半导体开关元件5a、5b的集电极-发射极端子间的正偏置电压、逆偏置电压，即使向半导体开关元件5a、5b输入同一PWM驱动信号，同时设成ON·OFF，不产生除了仅在半导体开关元件5a、5b中的某一个中流过电流的路径以外的路径，所以不会引起例如阻碍集电极-发射极端子间流过的电流那样的问题。

另外，如一般的将直流变换为交流而驱动马达等的逆变器装置那样，有对P线路连接集电极侧而构成上臂的半导体开关元件和对N线路连接发射极侧而构成下臂的半导体开关元件，该上臂的发射极侧和下臂的集电极侧被连接而通过上臂和下臂构成一组臂，例如，在驱动3相马达的情况下，在通过3臂、6个半导体开关元件构成的电路的情况下，在上下臂中的某一个进行了开关的瞬间，在与各上下臂并联地设置的二极管中流过反向恢复电流。但是，预先类推而设计在6个二极管中使哪个二极管的反向恢复电流流入到哪个半导体开关元件是非常复杂且花费时间的。进而，在进行改变用于驱动马达的转速的频率控制、使输出电压可变的电压控制的PWM控制中，PWM驱动信号的脉冲图形复杂，而且还产生上下臂中的某2个以上同时进行开关而流过电流的图形等。即，与半导体开关元件的协调动作复杂，考虑电压的dv/dt和电流的di/dt的影响和电流的流动来进行设计或者控制变更并不容易。因此，在一般的逆变器装置中，单纯的二极管的SiC化不一定成为噪声对策的削减的情况较多。

相对于此，本发明的将交流电源的交流变换为直流的直流电源电路构成为，通过与整流电路4的负极侧和电流检测用分流电阻6并联连接的半导体开关元件即连接到N线路的半导体开关元件进行开关，通过该结构，在交流电源的电压是恒定的有效值且开关频率也是大致恒定的状态下对输入电流进行控制，进行电源功率因数的改善、电源高次谐波电流的降低、使直流输出电压可变的控制，所以PWM控制的PWM驱动信号的脉冲图形不会变得复杂而简化。因此，易于变更为以与半导体开关元件进行协调动作的部件为对策，抑制了咬合电压、咬合电流即通过LC分量谐振而成为振动来呈现的电压、电流的设计或者适合于此的控制。即使在整流元件4e、4f中使用了SiC-SBD，也不会有对控制动作造成阻碍而对电路结构带来障碍的问题。

另外，具备1个电流检测用分流电阻6，而从1个部位，共同地检测了图2、图3的正的半波、负的半波中的电流，但也可以在正的半波和负的半波中使用各自的分流电阻而切换地检测。另外，也可以并非分流电阻，而是电流互感器等电流传感器、半导体开关元件中放入的电流镜电路。

另外，还可以将通过反向恢复电流降低实现的损失改善量用于电磁噪声对策。如果进行如下变更，则半导体开关元件5a、5b的开关损失增加：减缓半导体开关元件5a、5b的开关速度即进行turn-off或者turn-on的速度、即将与栅极端子连接的未图示的栅极电阻等增大等变更。另一方面，半导体开关元件5a、5b的turn-on时的反向恢复电流的变化即di/dt也成为缓慢的变化，电磁噪声被抑制。虽然使用通过整流单元的SiC-SBD化实现的约12W的损失改善量，而约12W损失恶化，但在减慢半导体开关元件5a、5b的进行turn-on、turn-off的速度的效果中使用的情况下，在计算上，如果效率相同，则可以将作为半导体开关元件5a、5b的集电极-发射极端子间的电压变化的dv/dt抑制为约1/2。直流电源装置的效率成为与以往同等，但特别可以大幅抑制100MHz附近的放射噪声，可以削减作为噪声对策部件的扼流圈的所需数量、重量、尺寸。

通过以上，在与半导体开关元件进行协调动作的整流元件中，使用通过可以实现逆恢复电荷少且反向恢复电流小的高速开关动作的肖特基结形成、即使施加了工业电源AC100V～240V左右的交流电压或者对工业电源进行整流·平滑·升压而从工业电源的电压程度变换为工业电源的电压的2倍以上的直流电压，也可以耐受绝缘破坏的由SiC或者GaN构成的SBD，从而即使是施加工业电源的电路，也可以进行开关频率的高频化，可以降低交流电源的输入电流上的电流脉动分量，而抑制针对去除电流脉动的单元即电路的输入电流的影响，所以可以得到以依照理论设计即依照控制电路的控制动作的高电源功率因数来抑制了电源高次谐波电流的直流电源装置。另外，通过使与半导体开关元件进行协调动作的整流元件成为SiC-SBD，无需大幅变更以往的电路结构、电路部件，而可以实现以高电源功率因数来抑制了电源高次谐波电流的直流电源装置。

图9是本发明的另一实施方式，是将半桥型转换器电路的一部分或者全部以绝缘树脂进行模制(mold)，而集成到一个模块20中而得到的。因此，基本的结构与实施方式1相同。

在图9中，通过布线厚度比薄膜布线充分厚的引线框架来连接作为流过大电流的电子部件的整流电路4、半导体开关元件5a、5b以及电流检测用分流电阻6，将它们以绝缘树脂进行模制并集成化而设成一个模块20。模块20的20a～20g是在基板上安装模块的基板安装端子，并且是对模块内进行通电、或传达信号的电极。该模块20经由基板安装端子20a～20g通过焊锡安装在电路基板的薄膜布线上。由此，经由基板的薄膜布线，与其他电子部件例如平滑电容器7等连接。在将模块20安装到基板上时，例如，在直方体上的模块的两侧设置基板安装端子20a～20g的双列直插型的模块结构的情况下，以在与基板对置的面相反的一侧，使从引线框架连接的金属面露出的方式，对模块20进行锡焊，金属面进行模块的散热。在该金属面安装散热用的散热器，更高效率地辅助散热。另外，为了优化散热结构而使该模块的金属面露出，所以如果散热效率良好，则也可以不露出而以绝缘树脂全部进行模制。另外，说明了双列直插型的模块结构的情况，但即使在单列直插线路型中也同样地，在模块20露出的金属面安装散热器而进行散热。另外，对于动作，与图1相同，省略其说明。

通过以上，将整流电路4、半导体开关元件5a、5b以及电流检测用分流电阻6以绝缘树脂进行模制并集成化而设成一个模块20，从而与在薄膜布线基板上构成了它们的情况相比，可以使基板尺寸小型化。特别，可以有效地利用于如空气调节器等家电产品那样使用工业电源输入AC100～240V、20A、直流变换输出DC400V左右的高电压大电流，且必须在窄的空间中收纳电气制品的产品。与工业电源输入AC100～240V、20A、直流变换输出DC400V对应的薄膜布线虽然需要宽的图形宽度、沿面、空间距离，但通过进行模块化，这些制约消失，可以实现小型化。

另外，与将半导体元件通过锡焊分别安装到电路基板上相比，由于可以通过一个模块部件安装，所以组装性也提高。

另外，说明了使整流元件4e、4f成为SiC-SBD的模块的例子，但也可以对整流元件4c、4d、半导体开关元件5a、5b进行SiC化。得到与图1中的说明相同的效果。

进而，由于使整流元件4e、4f成为SiC-SBD，所以可以抑制半导体开关元件5a、5b侧的损失，并且SiC-SBD自身的发热量减少，所以可以实现散热机构的简化等，所以可以使模块20小型化。另外，无需预料了由于不需要的电流引起的损失的设计，所以可以选择依照设计理论的充分小的半导体芯片，可以使模块20进一步小型化。另外，可以通过集成化、模块化而在一个散热机构中安装发热的半导体元件，所以可以实现散热机构的集中化·小型化、安装·组装的效率化。

另外，在进行与进一步的高频化相伴的噪声产生的对策的情况下，发生源集中在一个模块和其周边电路中，所以可以在小的范围中以集中性的屏蔽(shield)来密封，可以使噪声对策费、方法变得简单。进而，损失减少，并且通过SiC化，热耐力、热发散提高，所以还可以实现接近密闭的屏蔽对策，可以实现灵活的对策。

基于尘埃、异物等的跟踪(tracking)等对策，也通过模块化·小型化，无需在宽范围实施对策，而还可以降低成本。另外，损失减少，并且通过SiC化，热耐力提高，所以即使牺牲风路等模块的散热机构也可以实现对策。

另外，通过SiC化，模块的耐电压强度也易于提高，所以虽然如日本国内的工业电源输入AC100V、AC200V和海外的工业电源输入AC240V等那样各自地进行了设计，但可以通过一个模块应对日本至海外的全球的电源。因此，实现与工业电源输入AC100～240V这样的电源的对应，实现产品的便利性、设计的效率化等。另外，即使在如以往那样AC100V对应、AC200V对应等针对各电源各自地制作电路·装置而提供产品的情况下，可以仅通过更换模块部件来生产，实现设计的共同化。

另外，在将模块20安装于电路基板的情况下，模块20成为小型，所以通过薄膜布线基板上的薄膜布线实现的电路环路的面积变小，布线的长度变短，所以可以抑制起因于薄膜布线的布线电感的放射噪声以及由于该放射噪声引起的误动作。另外，可实现如下结构：通过不将电流检测用分流电阻6放入模块20内而外设，并变更电流检测用分流电阻6的电阻值，可以容易地设定电流检测等级的结构；内置半导体开关元件驱动电路，而将控制信号直接连接到模块20的结构。另外，电流检测用分流电阻6也可以根据需要集成到模块20内并与半导体元件同时进行模制而设成一个模块。

以上，将模块安装于电路基板的薄膜布线基板通过模块的小型化、噪声对策规模的缩小化、散热对策的规模缩小化而可以实现小型化，可以得到廉价、小型、且效率、性能高、且噪声的产生少、针对误动作等可靠性高的直流电源装置。

另外，在模块内的半导体元件中，至少在与半导体开关元件进行协调动作的整流元件中，使用由可以进行逆恢复电荷少且反向恢复电流小的高速开关动作的肖特基结形成、即使施加了工业电源AC100V～240V左右的交流电压或者对工业电源进行整流·平滑·升压而从工业电源的电压程度变换为工业电源的电压的2倍以上的直流电压也可以耐受绝缘破坏的由SiC或者GaN构成的SBD，从而即使是施加工业电源的电路，也可以进行开关频率的高频化，可以降低交流电源的输入电流上的电流脉动分量，抑制去除电流脉动的单元即对电路的输入电流的影响，所以可以得到以依照理论设计即依照控制电路的控制动作的高电源功率因数来抑制了电源高次谐波电流的直流电源装置。

另外，本发明以空气调节器为例子进行了说明，但还可以用于使用了直流电源的进行空气清洁、送风的送风机、冷冻库·冰箱、陈列柜等冷冻装置、提供热水的热水器。另外，还可以同样地用于如冷凝器等那样使用水、载冷剂(brine)等的冷冻机、空气调节器。

Claims (6)

1.一种直流电源装置，其特征在于，具备：

整流电路，对正极端子并联连接第1正极侧整流单元和第2正极侧整流单元，对负极端子并联连接第1负极侧整流单元和第2负极侧整流单元，在所述第1正极侧整流单元与所述第1负极侧整流单元之间连接工业电源的一端，在所述第2正极侧整流单元与所述第2负极侧整流单元之间连接所述工业电源的另一端；

电流检测单元，与所述整流电路的所述负极端子连接，并对流过所述整流电路的电流进行检测；

第1开关单元，与所述电流检测单元以及所述第1负极侧整流单元并联连接；

第2开关单元，与所述电流检测单元以及所述第2负极侧整流单元并联连接；

控制单元，根据所述电流检测单元检测出的所述电流，生成对所述第1开关单元和所述第2开关单元的ON·OFF时间的比例进行控制的控制信号；

比较单元，比较对所述第1开关单元和所述第2开关单元的超过25kHz的开关频率进行控制的三角波与所述控制信号，并生成PWM驱动信号；以及

驱动单元，利用所述PWM驱动信号，对所述第1开关单元和所述第2开关单元进行驱动，

其中，与所述第1开关单元进行协调动作的所述第1正极侧整流单元以及与所述第2开关单元进行协调动作的所述第2正极侧整流单元是由碳化硅或者氮化镓和金属的肖特基结形成的结构，并且是具有针对所述工业电源的电压的耐电压强度的半导体元件。

2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，

所述第1负极侧整流单元和所述第2负极侧整流单元由碳化硅或者氮化镓构成。

3.根据权利要求1或者2所述的直流电源装置，其特征在于，

所述第1开关单元以及所述第2开关单元由碳化硅或者氮化镓构成。

4.根据权利要求1或者2所述的直流电源装置，其特征在于，

将所述整流电路、所述第1开关单元以及所述第2开关单元集成到一个模块。

5.一种冷冻装置，其特征在于，

使用权利要求1或者2所述的直流电源装置所提供的直流输出来对送风机或者压缩机进行驱动。

6.一种空调装置，其特征在于，

使用权利要求1或者2所述的直流电源装置所提供的直流输出来对送风机或者压缩机进行驱动。

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