CN102143114B - 使用峰值加窗降低峰均功率比的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本申请提供了使用峰值加窗降低峰均功率比(PAPR)的方法和装置。在所述装置中，绝对值计算器计算输入信号的绝对值，减法器从所述绝对值中减去预定的限幅阈值电平，平滑单元根据预定的平滑方案对减后的信号执行平滑以输出第一平滑信号，加法器将第一平滑信号加到所述限幅阈值电平，倒数计算器通过将限幅阈值电平乘以加得的信号的倒数来输出第二平滑信号，并且乘法器通过将输入信号乘以第二平滑信号来输出最终的降低PAPR的信号。所述方法和装置解决了在无延迟地处理具有大带宽和高数据率的信号时的过度补偿问题，从而使限幅对比特误码率(BER)和相邻信道泄漏比(ACLR)性能的影响最小化。

Description

使用峰值加窗降低峰均功率比的方法和装置

技术领域

本发明涉及本发明一般涉及功率放大器(power amplifier，PA)或相应的为了有效利用PA的基带调制解调器设计。更具体地，本发明涉及用于降低峰均功率比(Peak to Average Power Ratio，PAPR)以实现功率放大器的线性化的方法和装置。

背景技术

随着无线通信市场上对于语音呼叫以及海量数据业务(例如各种多媒体互联网业务)的需求不断增长，正交频分复用(OFDM)、单载波频分复用(Single Carrier Frequency Division Multiplexing，SC-FDMA)和宽带码分多址(WCDMA)作为能够满足上述需求的无线传输技术而倍受关注。这些技术被应用于诸如电气和电子工程师学会(IEEE)802.16e无线宽带(WiBro)或可移动全球微波互联接入(可移动WiMAX)标准、无线局域网(无线LAN)标准和第3代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)标准的多种标准。

OFDM是一种借助于频域内的每个子载波发送信号信息的多载波调制(Multi Carrier Modulation，MCM)。因此，实际发送的信号是经历了逐个码元基础上的快速傅里叶逆变换(IFFT)的时域中的信号。由于对许多频率分量求和导致较高的幅度可变性，因此经历了IFFT的信号具有其信号强度非保持恒定的特征。因此，与其他调制方案相比，OFDM会导致在用于发射的功率放大器处较高的峰均功率比(PAPR)，从而导致无法有效地使用功率放大器。

高PAPR输入信号可能偏离功率放大器的线性工作范围，从而造成功率放大器输出级的失真。在这种情况下，为了获得最大输出，可以使用回退(back-off)方案，该方案降低输入信号的功率以便使功率放大器能够工作在其线性工作范围内。然而，这种回退方案会使功耗随着用于降低输入信号功率的回退值的增加而增加，从而使功率放大器的效率变差。这种高PAPR信号会降低功率效率或者需要高端功率放大器，从而增加了硬件价格，这是人们不希望看到的。

因此，使用诸如OFDM和OFDMA之类的MCM的移动通信系统需要一种用于有效降低在多个信号混合时出现的PAPR的技术。用于降低PAPR的方法可以包括限幅(clipping)、分组编码、相位调整等等。限幅技术是用于降低PAPR的典型技术，其保持经历了IFFT的时域信号的相位，并仅仅将其幅度限制在期望阈值电平以下。然而，由于限幅技术以预定阈值电平削减(cut)输入信号，因此其会导致非线性失真，为了补偿这种非线性失真，该技术需要附加的处理，如滤波。然而，滤波会产生峰值再增长，即，通过限幅被削减掉的信号分量会再次增长，从而又一次不利地增加PAPR。

因此，需要一种更有效的技术，以用于在诸如OFDM的通信系统中降低功率放大器输入信号的PAPR。

发明内容

本发明的一方面旨在至少解决上述问题和/或缺点，并至少提供下述优点。因此，本发明的一方面将提供用于降低峰均功率比(PAPR)以实现功率放大器的线性化的方法和装置。

本发明的另一方面将提供用于在限幅之后应用峰值加窗以降低正交频分复用(OFDM)信号的PAPR的方法和装置。

本发明的再一方面将提供用于在限幅之后应用峰值加窗时平滑限幅窗(clipping window)的方法和装置。

本发明的再一方面为：构成平滑限幅窗的功能块提供了一种用于产生信号的带宽降低的包络的通用方法和装置。这些方案能够用于利用了带宽降低的包络的其他学科中。例如，本发明能够用于包络跟踪(Envelope Tracking，ET)技术以减少PA中的功耗。

根据本发明的一方面，提供一种使用峰值加窗降低PAPR的方法。该方法包括：计算输入信号的绝对值；从绝对值中减去预定的限幅阈值电平；通过根据预定的平滑方案对减后的信号执行平滑来输出第一平滑信号；将第一平滑信号加到所述限幅阈值电平；通过将限幅阈值电平乘以加得的信号的倒数来输出第二平滑信号；以及通过将输入信号乘以第二平滑信号而输出最终的PAPR减小的信号。

根据本发明的另一方面，提供一种使用峰值加窗降低PAPR的装置。该装置包括：绝对值计算器，用于计算输入信号的绝对值；减法器，用于从绝对值中减去预定的限幅阈值电平；平滑单元，用于根据预定的平滑方案平滑减后的信号，并且用于输出第一平滑信号；加法器，用于将第一平滑信号加到所述限幅阈值电平；倒数计算器，用于通过将限幅阈值电平乘以加得的信号的倒数来输出第二平滑信号；以及乘法器，用于通过将输入信号乘以第二平滑信号来输出最终的PAPR减小的信号。

根据本发明的另一方面，提供一种减小PAPR的平滑方法。该平滑方法包括：将构成平滑输入信号的多个经延迟的采样分别乘以窗系数；通过在每个采样时间从乘以了窗系数的信号中选择最大值来生成经加窗的包络信号；以及对经加窗的包络信号执行低通滤波LPF。

根据本发明的另一方面，提供一种用于减小PAPR的平滑装置。该平滑装置包括：多个级联的延迟器，用于接收构成平滑输入信号的采样；乘法器，用于将延迟器的输出分别乘以窗系数；最大值运算器，用于通过在每个采样时间从乘以了窗系数的信号中选择最大值来生成经加窗的包络信号；以及低通滤波器，用于对经加窗的包络信号执行低通滤波LPF。

从以下结合附图的具体描述，本发明的其他方面、优点和突出特征将对于本领域技术人员而言变得清楚，以下描述公开了本发明的示范性实施例。

附图说明

通过以下结合附图的描述，本发明的特定示范性实施例的上述及其他方面、特征和优点将更加清楚，附图中：

图1A、1B和1C是示出在根据本发明的示范性实施例的正交频分复用(OFDM)系统中出现的峰均功率比(PAPR)的示图；

图2是示出根据本发明的示范性实施例的、具有用于降低PAPR的结构的、OFDM系统中的放大器的结构的框图；

图3是示出根据本发明的示范性实施例的波峰因子降低(Crest FactorReduction，CFR)块的框图；

图4是示出与根据现有技术的时域输入信号相比，输入信号的限幅信号的示图；

图5A和图5B是示出根据现有技术的限幅和滤波(Clipping and Filtering，CNF)所导致的峰值再增长的示图；

图6是示出根据现有技术的在CNF中通过重复限幅和滤波(RepeatedClipping and Filtering，RCF)来进行滤波所带来的抑制峰值再增长的示图；

图7是示出用于降低输入信号的PAPR的限幅和峰值加窗技术的示图；

图8是示出根据本发明的示范性实施例的利用限幅和峰值加窗的CFR块的框图；

图9是示出根据本发明的示范性实施例的具有反馈结构的平滑单元的结构的示图；

图10是示出根据本发明的示范性实施例的利用反馈结构进行峰值加窗的误差向量幅度(Error Vector Magnitude，EVM)性能的示图；

图11是示出根据本发明的示范性实施例的利用限幅和峰值加窗的可替代方案的CFR块的框图；

图12是示出根据本发明的示范性实施例的利用经平滑的加窗的包络检测(Smoothed Windowed Envelope Detection，SWED)的包络检测器和包络平滑单元的结构的示图；

图13是示出根据本发明的示范性实施例的通过低通滤波(LPF)进行平滑的示图；以及

图14和图15是示出根据本发明的示范性实施例的峰值加窗结构的最坏情况的滤波性能和EVM性能的比较的示图。

贯穿附图，相同的参考标记将被理解为指代相同的元素、特征和结构。

具体实施方式

提供以下参照附图的描述是为了帮助全面理解权利要求及其等效物所定义的本发明的示范性实施例。其包括不同的具体细节以帮助理解，但这些细节应仅仅被看作是示范性的。因此，本领域普通技术人员将认识到，可以对此处描述的实施例进行各种改变和修改而不偏离本发明的范围和精神。另外，为了清楚和简明，可能省略对公知功能和构造的描述。

以下描述和权利要求中使用的术语和措词不局限于字面含义，而是仅仅被发明人用来使人能够清楚和一致地理解本发明。因此，对本领域技术人员应该清楚的是，提供以下对本发明的示范性实施例的描述仅仅是出于举例说明的目的，而不是为了限制本发明，本发明由权利要求及其等价物限定。

将会理解，单数形式“一”、“该”包括复数指代物，除非上下文明确地给出相反指示。因而，例如，提到“组件表面”时包括了“一个或多个这样的表面”。

下述本发明的示范性实施例针对一种用于降低诸如正交频分复用(OFDM)信号和宽带码分多址(WCDMA)信号的高PAPR信号的峰均功率比(PAPR)的峰值加窗技术。

图1A、图1B和图1C是示出在根据本发明的示范性实施例的OFDM系统中出现的PAPR的示图。参照图1A，由OFDM调制器102、104、106和108分别以不同的子载波f₀、f₁、f₂和f₃调制将要发送的码元x₀、x₁、x₂和x₃。加法器110通过对调制信号求和产生和信号(summed signal)x(t)。该和信号被放大器112放大，然后被经由天线发送。

图1B示出了输入到OFDM调制器102到108的子载波信号的波形，图1C示出在经历了OFDM调制之后从加法器110输出的信号的波形。可以理解到，如图1B所示在经历OFDM调制之前的信号振幅随时间保持恒定，而如图1C所示，经历了OFDM调制之后的信号功率变化显著。换句话说，经OFDM调制后的信号的PAPR非常高。

图2是示出在根据本发明的示范性实施例的、具有用于降低PAPR的结构的OFDM系统中的放大器的结构的框图。

参照图2，输入信号被输入到波峰因子降低(CFR)块202，该输入信号包括已经根据系统中使用的标准进行了编码和调制的同相(I)信号分量和正交相位(Q)信号分量。CFR块202根据所需的限幅阈值电平对输入信号充分执行限幅。为了通过抑制互调失真(Inter-Modulation Distortion，IMD)信号来避免与相邻信道信号干扰并改善输入信号的误差向量幅度(EVM)，数字预失真(Digital Pre-Distortion，DPD)块204将预失真信号加到CFR块202输出的限幅信号上，其中，所述IMD信号是在功率放大期间产生的谐波信号的组合。

DPD 204的输出信号被数模转换器(DAC)206转换成模拟信号，并且功率放大器(PA)208将该模拟信号的功率放大到所需电平，并经由天线发送经过功率放大的信号。图3是示出根据本发明的示范性实施例的CFR块的框图。参照图3，PAPR限幅器302计算输入的I/Q信号的每个采样的功率电平，将所计算的每个采样的功率电平与所需的限幅阈值电平进行比较，并将功率电平高于限幅阈值电平的采样削减到限幅阈值电平，从而产生由限幅信号采样组成的限幅信号。

通过如上所述简单地削减功率电平高于或者等于特定限幅阈值电平的输入信号，PAPR限幅器302可能导致在输入信号中出现非线性失真。为了降低由于PAPR限幅器302的限幅所致的非线性失真，滤波器304对限幅信号执行滤波，从而使陡峭的限幅信号沿变得平滑。

如果用于将要发送的输入信号x(n)的限幅阈值电平用A来表示，则经历了限幅之后的信号y(n)被定义为以下通过公式(2)进一步定义的公式(1)。

y(n)＝c(n)x(n)

其中，c(n)是表示限幅窗的限幅函数。

$\mathrm{CR}=20\log \left(\frac{A}{\mathrm{\σ}}\right)\left[\mathrm{dB}\right]$ ..........(2)

$\mathrm{\σ}=\sqrt{E\left[\right|x\left(n\right){|}^2]}$

其中，Clipping Ratio(CR)表示限幅率，并且σ表示输入信号x(n)的均方根(Root Mean Square，RMS)功率。

图4是示出与根据现有技术的时域输入信号相比，输入信号的限幅信号的示图。

参照图4，输入信号x(n)402通过乘以限幅窗c(n)406而在限幅阈值电平A408被急剧限幅。结果，限幅信号y(n)404包括在时域显示突变的部分。

使用该限幅方法，功率电平超过阈值电平的输入信号的部分被削减。然而，这导致陡峭的沿，从而使输入信号具有突然的变化，因而产生了高频。高频的产生导致显著的带内失真和带外辐射(out-of-band radiation)。一般来说，带内失真难以控制，但是带外辐射可以通过峰值加窗滤波来降低。

为了降低带外辐射，图3中的限幅和滤波(CNF)技术使用带通滤波器或低通滤波器。然而，如果限幅信号通过滤波器，会出现通过限幅被削减的分量再次增长的峰值再增长现象。结果，信号的PAPR再次增加。

图5A和图5B是示出根据现有技术的由CNF所引起的峰值再增长的示图。

参照图5A，以Log(1-CDF)的形式示出了输入信号502的限幅信号504，其中CR＝0.8、1.0、1.2、1.4和1.8。参照图5B，示出了经历滤波之后的信号500。这里，CDF表示累积密度函数(Cumulative Density Function)。如图所示，可以理解到，限幅信号504具有由于急剧地削减未限幅的输入信号502而获得的形状，而经历滤波之后的信号500与限幅信号504相比幅度增加，代之以高频分量被去除和平滑。

通过再次应用CNF可以降低CNF所导致的峰值再增长。这一方案被称为重复限幅和滤波(RCF)。也就是说，如果将CNF重复若干次，则PAPR趋近限幅电平。

图6是示出根据现有技术通过RCF抑制峰值再增长的示图。

参照图6，输入信号602被限幅在限幅阈值电平600处，并且经历了限幅和滤波1到4次的信号604、606、608和610在形状保持平滑的同时逐渐地趋近限幅阈值电平600。

然而，在RCF的情况下，由于重复滤波将有效滤波长度增加至重复次数的倍数的程度，因此滤波影响了较宽的采样区域，从而使EVM不利地劣化。另外，硬件大小和处理时间也可能增加至重复次数的程度。

与限幅方案不同，峰值加窗方案是指平滑限幅窗c(n)然后通过与输入信号x(n)相乘来应用限幅窗c(n)、而不是直接将限幅窗c(n)乘以输入信号x(n)的方案。

图7是示出根据现有技术的用于降低输入信号的PAPR的限幅和峰值加窗技术的示图。

参照图7，输入信号700被急剧地限幅到限幅阈值电平704以下(见702)，导致限幅信号702突然变化的尖锐分量通过峰值加窗被调整形状以变得平滑(见706)。

图8是示出根据本发明的示范性实施例的利用限幅和峰值加窗的CFR块的框图。

参照图8，经OFDM调制的输入信号x(n)被输入到延迟器802和倒数计算器(inverse calculator)804。如果输入信号的信号电平超过限幅阈值电平A，则延迟器802将输入信号延迟路径延迟(path delay)D，然后将经延迟的输入信号递送给乘法器812，以便通过倒数计算器804、减法器806和810以及平滑单元808补偿路径延迟D。如果输入信号的信号电平不超过限幅阈值电平A，则乘法器812将通过延迟器802接收的输入信号乘以‘1’，并输出相乘后的输入信号，即，输出无变化的输入信号。

如果输入信号的信号电平超过限幅阈值电平A，则倒数计算器804将预定的限幅阈值电平A乘以输入信号的倒数并输出限幅函数c(n)。如果输入信号的信号电平不超过限幅阈值电平A，则倒数计算器804输出c(n)＝1。减法器806通过从‘1’减去限幅信号c(n)而生成平滑输入信号p(n)。平滑单元808通过对输入p(n)执行平滑运算而输出L{p(n)}，并且减法器810通过从‘1’减去该L{p(n)}而生成经平滑的c(n)，即，由下面的公式(3)表示的c′(n)。

c′(n)＝1-L{p(n)}..........(3)

其中，c′(n)表示经平滑的限幅函数，并且L{}表示平滑函数。

最后，乘法器812将通过延迟器802接收的输入信号x(n)乘以来自减法器810的输出，从而产生经峰值加窗的信号x_pω(n)。

如果p(n)＝1-c(n)，则经峰值加窗的信号x_pω(n)由下面的公式(4)定义。

x_pw(n)＝c′(n)x(n)＝(1-L{p(n)})x(n).........(4)

由于L{p(n)}是经平滑的信号，因此c′(n)也是经平滑的信号。从而，在c′(n)的频谱中，高频分量被减少。因为在时域乘以c′(n)对应于频域内卷积快速傅里叶变换(FFT)信号，所以在通过卷积不具有高频分量的信号而获得的结果中带外辐射被降低。

图9是示出根据本发明的示范性实施例的具有反馈结构的平滑单元的结构的示图。

参照图9，由减法器806生成的信号p(n)＝1-c(n)的采样被顺序地输入到平滑单元808，该平滑单元808利用具有反馈结构的有限脉冲响应(FIR)滤波器实现。减法器902输出信号a(n)，该信号a(n)是通过从输入信号p(n)减去已经通过反馈路径反馈的信号而生成的。最大值运算器906选择a(n)和zero(0)中较大的一个，并将所选择的值输入到延迟单元908的第一级，该延迟单元908包括级联的延迟器。第一乘法器912将从延迟器的输出抽头输出的信号乘以w个关联的滤波系数W₀，W₁，W₂，...，W_w-1。第一加法器914通过对第一乘法单元912输出的信号求和生成L{p(n)}或经平滑的p(n)，并且该L{p(n)}被提供给图8中的减法器810。滤波系数的数目，即滤波长度或滤波抽头的数目，通过计算机仿真来确定，以符合适当的需求。

同时，从延迟器的输出抽头输出的信号被第二乘法单元910乘以一些滤波系数然后被提供给第二加法器904。第二加法器904对第二乘法单元910输出的信号求和，并将和信号反馈给减法器902。第二乘法单元910和第二加法器904构成平滑单元808中的反馈路径。

图9中示出的平滑单元在硬件结构方面更为有效，甚至在频谱性能方面也能令人满意，但是其具有较差的EVM性能并且有许多由于反馈结构所致的限制。

也就是说，因为在反馈路径中存在着与滤波长度的一半(w/2)相应的数量的乘法(910)，因此对于1个采样时间(1-sample time)，需要处理(w/2-1)次加法(904)以及从p(n)＝1-c(n)减去反馈信号的和然后选择最大值的操作(902和906)，从而可能出现过载。在第3代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)系统中使用的具有20MHz带宽的信号的情况下，如果在2倍过采样之后执行峰值加窗，则反馈路径的计算应当在1/61.44MHz＝16.27纳秒(ns)内完成处理。因此，当平滑单元用现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)实现时，可能存在瓶颈，使其难以及时处理具有大带宽和高数据速率的信号。针对这一问题，可以使用超频(over-clocking)，但是使用超频可能增加功耗，这是不希望看到的。可替换地，反馈路径的计算可以按脱机预先处理，其中将计算结果存储在缓冲器中以供稍后使用。然而，这种方法不合适硬件实现，因为其需要大的存储容量以供缓冲。

另一个问题是较差的EVM性能。更具体地，如果CR低，即，如果由于限幅阈值电平A较低所致发生急剧的限幅，则在图8的反馈结构中(1-L{p(n)})＜＜c(n)，从而产生过度补偿，这会显著降低输入信号。输入信号的显著降低会增加带内失真，从而使EVM变大，导致信噪比(SNR)降低并影响比特误码率(Bit Error Rate，BER)性能。

图10是示出根据本发明的示范性实施例的利用反馈结构的峰值加窗的EVM性能的示图。

参照图10，接近限幅函数c(n)1002表示较好的EVM性能，而根据图8的反馈结构经历限幅和滤波的信号1004在EVM方面劣化大约2倍。另一方面，根据图11和12或图8和12的下述结构经历峰值加窗之后的信号的EVM性能劣化程度相对较低。与图8或图11相比，图12对EVM性能具有较大影响。

图11是示出根据本发明的示范性实施例的利用限幅和峰值加窗的CFR块的框图。

参照图11，输入信号x(n)包括根据无线接入技术(例如OFDM、单载波频分多址(SC-FDMA)和宽带码分多址(WCDMA))生成的经调制的数据码元流，该输入信号x(n)被输入到延迟器1102和绝对值计算器1104。为了通过绝对值计算器、减法器1106、平滑单元1108、加法器1110和倒数计算器1112补偿路径延迟D，延迟器1102在将输入信号x(n)延迟D之后将其递送给乘法器1114。

如果输入信号x(n)的信号电平超过限幅阈值电平A，则绝对值计算器1104计算输入信号的绝对值|x(n)|。不同于图8中示出的示范性实施例，输入信号x(n)原样经历平滑，而非其倒数经历平滑。如果输入信号x(n)的信号电平不超过限幅阈值电平A，则绝对值计算器1104输出限幅阈值电平A。减法器1106通过从绝对值计算器1104的输出减去限幅阈值电平A而生成平滑输入信号q(n)。平滑输入信号q(n)由下面的公式(5)定义。

$q\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|\≤A\\ \left|x\left(n\right)\right|-A& \mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|>A\end{array}\right..........\left(5\right)$

平滑单元1108通过对输入q(n)执行平滑操作输出L{q(n)}，并且加法器1110将A加到平滑单元1108的输出上。倒数计算器1112通过计算加法器1110的输出的倒数生成由下面的公式(6)表示的经平滑的限幅函数d′(n)。

$d^{\′}\left(n\right)=\frac{A}{A+L\left\{q\left(n\right)\right\}}.........\left(6\right)$

最后，乘法器1114将通过延迟器1102接收的输入信号x(n)乘以来自倒数计算器1112的输出，从而产生经峰值加窗的信号y(n)。

比较图11的结构与图8的结构，在图8中处理输入信号的倒数A/|x(n)|，而在图11中原样处理原始输入信号。也就是说，q(n)与上面提到的等式(5)相同。

平滑输入信号q(n)表示经限幅的包络信号，并且总是满足q(n)＞＝0。最终经峰值加窗的信号y(n)被定义为下面的公式(7)。

$y\left(n\right)=\left\{\begin{array}{cc}x\left(n\right)& \mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|\≤A\\ \frac{A}{A+L\left\{q\left(n\right)\right\}}x\left(n\right)& \mathrm{if}\left|x\left(n\right)\right|>A\end{array}\right..........\left(7\right)$

平滑单元1108可以用上面参照图9描述的具有反馈结构的FIR滤波器来实现，可以根据其他已知方法来实现，或者可以根据下面描述的本发明的实施例实现。

图12是示出根据本发明的示范性实施例的利用平滑加窗包络检测(SWED)的平滑单元的结构的示图。

参照图12，平滑单元包括加窗的包络检测器(Windowed EnvelopeDetector，WED)1202和放大低通滤波器(LPF)1210。应注意，示出的平滑单元不仅可以应用到图11中的CFR块，也可以应用到具有图8的包括反馈结构的FIR滤波结构的CFR块，并且可以应用到以其他方法实现的传统峰值加窗块。

如图12所示，由减法器1106生成的平滑输入信号q(n)＝|x(n)|-A的采样、或者由图9中的减法器806生成的平滑输入信号p(n)＝A/|x(n)|的采样被构成延迟单元1204的级联延迟器顺序地移位。第一乘法单元1206将从延迟器的输出抽头输出的信号乘以(2L+1)个关联的窗系数W_-L，W_-(L-1)，...，W_L，W_(L-1)。最大值运算器1208通过在每个采样时间从施加了窗系数的信号中选择最大值来生成经加窗的包络信号(windowed envelope singal)E{q(n)}。具体来说，经加窗的包络信号E{q(n)}用下面的公式(8)定义。

$E\left\{q\left(n\right)\right\}\≡\underset{-L\≤k\≤L}{\max }\{W_k\·q(n-k)\}=\max \left\{\begin{array}{c}{W}_{-L}q(n+L),\\ ...,\\ W_{-1}q(n+1),\\ W_{0}q\left(n\right)\\ W_{1}q(n-1),\\ ...,\\ W_{L}q(n-L),\end{array}\right\}..........\left(8\right)$

由于最大值运算器1208仅仅选择较大的值，所以通过使用下面的公式(9)可以将其实际实现时所使用的乘法数量减半。最大值运算器实现了更有效率的硬件实现，因为其复杂度低于加法器。此外，常数乘法可以仅仅利用加法器和移位器来简单地实现。

$E\left\{q\left(n\right)\right\}=\max \left\{\begin{array}{c}{W}_{0}q\left(n\right)\\ W_1\max \{q(n-1),q(n+1)\}\\ W_2\max \{q(n-2),q(n+2)\}\\ ...,\\ W_L\max \{q(n-L),q(n+L)\}\end{array}\right\}........\left(9\right)$

由于q(n)大于或等于0且小于1，并且W_k大于或等于0且小于或等于1，所以E{q(n)}＜1。

在将上面的WED 1202应用于平滑单元1108的情况下，当在输入信号中存在一串峰值时，相应于峰值的两个窗口可能重叠，从而会在信号中间产生信号斜率突然变化的部分。放大LPF 1210用来平滑上述部分。

在放大LPF 1210中，经加窗的包络信号E{q(n)}的采样被顺序地移位，并被输入到构成延迟单元1212的级联的延迟器。第二乘法单元1214将从延迟器的输出抽头输出的信号乘以(2M+1)个关联的LPF系数h_-M，h_-(M-1)，...，h_(M-1)，h_M。加法器1216通过对第二乘法单元1214输出的信号求和来计算经平滑的信号L{q(n)}。经平滑的信号L{q(n)}由下面的公式(10)定义。

L{q(n)}＝α·LPF{E{q(n)}}

$\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\left|h_k\right|=\mathrm{\α}\≥1.........\left(10\right)$

其中，α表示比例因子(scaling factor)，并且LPF{}表示LPF函数。

当应用正常的LPF时，并不总是满足L{q(n)}＞＝q(n)，从而可能导致峰值再增长。用来防止峰值再增长的比例因子α被设置为总是满足L{q(n)}＞＝q(n)。换句话说，为了通过WED 1202补偿幅度降低，优选地将上述LPF系数h_k确定为使它们的和(即比例因子)大于或等于1。为了确定LPF系数，可以使用已知的滤波系数计算方案，例如Hanning、Hamming、Kaiser和二项式方案之一。

举例来说，假定在例如特定采样时间n和n+1被限幅的信号显示两个连续的峰值x(n)＝9A和x(n+1)＝8A。在图8和图9的结构中，因为c(n)＝A/9A＝1/9并且c(n+1)＝A/8A＝1/8，所以p(n)＝1-c(n)＝8/9并且p(n+1)＝1-c(n+1))＝7/8。假定用于平滑的所有系数W都为1，则在图9的结构中，由于乘了系数的值被线性相加，所以L{p(n)}＝8/9+7/8＝127/72＞1。也就是说，因为(1-L{p(n)})＜0，所以(1-L{p(n)})x(n)不是期望的信号，而是反相信号(inverted signal)，这导致EVM显著劣化。

将对在图11和图12的结构中使用相同输入的例子进行描述。q(n)＝8A并且q(n+1)＝7A，从而L{q(n)}＝15A。结果，由于(A/(A+L{q(n)}))＝1/16，所以(A/(A+L{q(n)}))*x(n)＝9A/16＜A。也就是说，即使在异常的最坏情况下——用于平滑的所有系数都是1，峰值加窗也被无异常操作地应用，从而有助于降低PAPR。

图13是示出根据本发明的示范性实施例的通过LPF进行平滑的示图。

参照图13，对比地示出了通过应用经加窗的包络信号E{q(n)}以及用Hanning和二项式方案计算的LPF系数而获得的LPF平滑结果。能够理解到，如图所示，在E{q(n)}中信号斜率突然变化的部分通过LPF滤波而被平滑。

图14和图15是示出根据本发明的示范性实施例的峰值加窗结构的滤波性能和EVM性能的示图。

参照图14，能够注意到，与使用具有反馈结构的FIR滤波器的现有技术的平滑结果1404和1406相比，通过诸如图11和图12示出的峰值加窗结构获得的平滑结果1402相对准确地跟随平滑输入信号p(n)或q(n)的包络。

参照图15，与使用具有反馈结构的FIR滤波器的现有技术的平滑结果1508相比，通过诸如图11和图12示出的峰值加窗结构获得的平滑结果1504和1506更接近地趋近于限幅信号1502。也就是说，能够理解到，在现有技术1404和1406中存在过调节(overshooting)，从而EVM被劣化。曲线1504和1506分别表示当图12中用于加窗和LPF的系数的数量N为11和21时的EVM性能。

总之，当满足相同的PAPR界限(bound)时，在图11和图12中示出的结构在EVM、带外辐射和带内失真方面都获得更好的性能。

从前述描述可以清楚地看到，为了降低将被功率放大的输入信号的PAPR，本发明的示范性实施例应用无反馈结构的峰值加窗，从而解决了在无延迟地处理具有大带宽和高数据速率的信号时的过度补偿问题。通过这样做，本发明的示范性实施例降低了由限幅引起的带内失真和带外辐射，从而最小化对BER和相邻信道泄漏比(Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR)性能的影响。

此外，由于对于信号带宽的时间宽限没有限制，本发明的示范性实施例适合实时(on-the-fly)实现方式，并且不需要缓冲或者超频，因此可以减少硬件存储器大小和功耗。此外，由于不存在峰值再增长，因此本发明的示范性实施例能够避免在重复限幅和滤波中可能存在的用于重复的硬件浪费和时间延迟，从而与传统的反馈结构相比能够在带外辐射方面获得更好的性能。

虽然已经参照某些示范性实施例示出并描述了本发明，但本领域技术人员将理解，可以对本发明做出形式和细节上的各种改变，而不会偏离由权利要求及其等效物所限定的本发明的精神和范围。例如，本发明能够被用作包络的带宽降低方法。

Claims (10)

1.一种使用峰值加窗降低峰均功率比PAPR的方法，该方法包括：

计算输入信号的绝对值；

从绝对值中减去预定的限幅阈值电平；

通过根据预定的平滑方案对减后的信号执行平滑来输出第一平滑信号；

将第一平滑信号加到所述限幅阈值电平；

通过将限幅阈值电平乘以加得的信号的倒数来输出第二平滑信号；以及

通过将输入信号乘以第二平滑信号而输出最终的PAPR减小的信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中，输出第二平滑信号包括使用如下公式：

$d^{\′}\left(n\right)=\frac{A}{A+L\left\{q\left(n\right)\right\}}$

其中，d'(n)表示第二平滑信号，A表示预定的限幅阈值电平，并且L{q(n)}表示第一平滑信号。

3.如权利要求1所述的方法，其中，执行平滑包括：

将构成所述减后的信号的采样分别乘以窗系数；

通过在每个采样时间从乘以了窗系数的信号中选择最大值来生成经加窗的包络信号；以及

对经加窗的包络信号执行低通滤波LPF。

4.如权利要求3所述的方法，其中，执行LPF包括：

将构成经加窗的包络信号的采样分别乘以LPF系数；以及

对乘以了LPF系数的信号求和。

5.如权利要求4所述的方法，其中，所述LPF系数被确定为使得LPF系数的和大于或等于1。

6.一种使用峰值加窗降低峰均功率比PAPR的装置，该装置包括：

绝对值计算器，用于计算输入信号的绝对值；

减法器，用于从绝对值中减去预定的限幅阈值电平；

平滑单元，用于根据预定的平滑方案平滑减后的信号，并且用于输出第一平滑信号；

加法器，用于将第一平滑信号加到所述限幅阈值电平；

倒数计算器，用于通过将限幅阈值电平乘以加得的信号的倒数来输出第二平滑信号；以及

乘法器，用于通过将输入信号乘以第二平滑信号来输出最终的PAPR减小的信号。

7.如权利要求6所述的装置，其中，由所述倒数计算器输出的第二平滑信号通过如下公式来定义：

$d^{\′}\left(n\right)=\frac{A}{A+L\left\{q\left(n\right)\right\}}$

其中，d'(n)表示第二平滑信号，A表示预定的限幅阈值电平，并且L{q(n)}表示第一平滑信号。

8.如权利要求6所述的装置，其中，所述平滑单元包括：

多个级联的延迟器，用于接收构成所述减后的信号的采样；

乘法器，用于将延迟器的输出分别乘以窗系数；

最大值运算器，用于通过在每个采样时间从乘以了窗系数的信号中选择最大值来生成经加窗的包络信号；以及

放大低通滤波器，用于对经加窗的包络信号执行低通滤波LPF和放大。

9.如权利要求8所述的装置，其中，所述放大低通滤波器包括：

多个级联的延迟器，用于接收构成所述经加窗的包络信号的采样；

乘法器，用于将延迟器的输出分别乘以LPF系数；以及

加法器，用于对乘以了LPF系数的信号求和。

10.如权利要求9所述的方法，其中，所述LPF系数被确定为使得LPF系数的和大于或等于1。