CN102118148A - 一种振荡器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种振荡器，可产生与电源电压无关的振荡频率。在该振荡器中，由参考电压产生电路产生两个不同的参考电压，由减法器计算电压差后，通过电压到电流转换电路成比例地转换为基准电流。镜像电流源根据该基准电流产生具有比例关系的第一电流和第二电流。开关电路可控制该第一电流和该第二电流的导通和截止，以在一周期的第一时间向电容净充电电流，在第二时间内向电容提供净放电电流，从而在该充放电节点产生周期性的充放电波形。最终在波形转换电路将该周期性的充放电波形转换为周期性的方波信号。在本振荡器中，充放电波形的周期仅仅由充电电阻，电容以及放电与充电的电流比例决定，而与参考电压和电源电压大小无关。

Description

一种振荡器

技术领域

本发明涉及一种振荡器，更具体地说，是涉及开关电源电路中提供时钟信号和斜坡参考电压的振荡器。

背景技术

在开关电源电路中，常见的振荡器是由带隙基准电压源10、电压电流转换电路20、电容C0、电压波形整形电路(施密特触发器)30、反相器30、以及开关管MN构成，如图1所示。在该振荡器中，带隙基准电压源10产生的电压，经过电压电流转换电路20转换成电流I0。此电流I0对电容C0充电，当电容C0上充电到使施密特触发器30翻转的电压时，施密特触发器输出电平为低电平，开关管MN被打开，电容C0放电。开关管MN尺寸很大，使放电电流大于充电电流I0，以完成放电的功能。相反，当电容电压低于施密特触发器的另一翻转点电压时，施密特触发器翻转输出高电平，开关管MN关断，电容C0停止放电，同时开始充电，电容电压开始上升。如此反复，便产生了一定频率的振荡波形。

然而，这种RC振荡器的振荡频率受到许多因素的影响。举例来说，振荡频率随电源电压、参考电压和外界环境的变化而偏差很大。原因是充电电流的大小会直接影响电流充电的速度，进而影响振荡器的频率。而充电电流的精度依靠于参考电压的精度，所以需要设计一个很精准的参考电压源与电流源，这需要很大的设计成本。又如，很大程度上受到工艺和电源电压影响的施密特触发器的翻转阈值电压，也会导致电容充电和放电的电压发生改变，从而严重影响振荡器产生的时钟频率。

另外，由于开关电源系统的需要，需要振荡器产生一个用于开关电源的斜坡参考电压。由于上述常用的振荡器所产生的斜坡参考电压的大小与斜率受外在因素的影响而变化很大，常常不能满足系统的要求，这严重影响了开关电源的性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种振荡器，它能够产生与电源电压无关的振荡频率。而且为了满足开关电源系统的需要，振荡器可同时产生一种与电源电压大小成比例的斜坡参考电压。

本发明为解决上述技术问题而采用的技术方案是提出一种振荡器，包括参考电压产生电路、减法器、电压到电流转换电路、镜像电流源、电容、开关电路以及波形转换电路。参考电压产生电路产生第一参考电压和第二参考电压，其中第一参考电压高于第二参考电压，减法器计算第一参考电压和第二参考电压的电压差，电压到电流转换电路之后将该电压差转换为与该电压差成比例的基准电流。镜像电流源根据该基准电流产生具有比例关系的第一电流和第二电流。电容连接在一充放电节点与接地之间，其中该第一电流从一电源电压流向该充放电节点，该第二电流从该充放电节点流向接地。开关电路根据一控制信号控制该第一电流和该第二电流的至少其中之一在一周期内的第一时间内导通，以经该充放电节点向该电容提供净充电电流，以及控制该第一电流和该第二电流的至少其中之一在一周期内的第二时间内导通，以经该充放电节点向该电容提供净放电电流，从而在该充放电节点产生周期性的充放电波形。波形转换电路，利用该周期性的充放电波形产生周期性的方波信号，其中该方波信号作为该开关电路的控制信号。

在本发明的一实施例中，该开关电路控制该第一电流在该第一时间内导通，以该第一电流作为净充电电流，且控制该第二电流在该第二时间内导通，以该第二电流净放电电流。

在本发明的一实施例中，该开关电路控制该第一电流在该第一时间内导通，以该第一电流作为净充电电流，且控制该第一电流和该第二电流在该第二时间内导通，以该第二电流和该第一电流的差值作为净放电电流，其中该第二电流与该第一电流的比例大于1。

在本发明的一实施例中，该开关电路控制该第一电流和该第二电流在该第一时间内导通，以该第一电流和该第二电流的差值作为净充电电流，且控制该第二电流在该第二时间内导通，以该第二电流净放电电流，其中该第一电流与该第二电流的比例大于1。

在本发明的一实施例中，该电流镜电流包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管和第五晶体管。第一晶体管的第一源极连接该电源电压，第一漏极连接该基准电流，第一栅极连接到第一漏极。第二晶体管的第二源极连接该电源电压，第二栅极连接到第一晶体管的第一漏极。第三晶体管的第三源极连接接地，第三漏极连接该第二晶体管的第二漏极，第三栅极连接其第三漏极。第四晶体管的第四源极连接该电源电压，其第四栅极连接到第二晶体管的第二栅极。第五晶体管第五源极连接接地，第五漏极连接第四晶体管的第四漏极，第五栅极连接第三晶体管的第三栅极，其中自第四晶体管的源极到栅极流过该第一电流，自第五晶体管的漏极到源极流过该第二电流。

在本发明的一实施例中，该开关电路包括一第六晶体管，其第六源极连接接地，其第六漏极连接该第三晶体管的漏极，其栅极连接该方波信号。

在本发明的一实施例中，该波形转换电路是分别以该第一参考电压和第二参考电压作为转换的基准。

在本发明的一实施例中，该波形转换电路包括第一比较器、第二比较器和RS触发器。第一比较器的负输入端连接该充放电波形，正输入端连接该第二参考电压。第二比较器的正输入端连接该充放电波形，负输入端连接该第一参考电压。RS触发器的输入端R连接该第一比较器的输出端，输入端S连接该第二比较器的输出端，输出端Q输出该方波信号。

在本发明的一实施例中，上述的振荡器还包括一反相器，连接在该波形转换电路的输出端与该开关电路的输入端之间。

在本发明的一实施例中，该第一参考电压和该第二参考电压与该电源电压分别成比例，且该比例均小于1。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有如下显著优点：振荡器电路不需要精准的基准电压，就可以为开关电源控制器提供稳定的时钟频率基准。同时利用电容电压作为开关电源控制器的斜坡参考电压，由于此斜坡电压与电源电压成比例，还能帮助开关电源转换器提高其系统性能。所以此振荡器架构既节省了设计成本，又提高了系统性能。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1示出一种普通的RC环形振荡器。

图2示出电容充电和放电电压波形图。

图3示出根据本发明一实施例的振荡器结构框图。

图4示出本发明一实施例的振荡器电路图。

图5示出本发明另一实施例的开关电路图。

图6示出本发明又一实施例的开关电路图。

图7示出比较器输入电压波形。

图8示出振荡器应用于实际电路的示意图。

具体实施方式

在本发明的下述实施例中，提供一种振荡器，此振荡器可同时为开关电源电路提供时钟频率和斜坡参考电压。该振荡器规避了常用振荡器的缺点，并实现以下期望的目标的部分或全部：能够产生与电源电压无关的振荡频率；当参考电压源和参考电流源因外在环境产生变化时，振荡器仍可以输出稳定的频率，且不需设计一个精准的基准电压，也可以达到输出频率稳定；振荡器的输出频率的占空比可以自由调节；电容充电和放电电压的大小与斜率可以精确的设定。

在描述本发明的具体实施例之前，将本发明基本构思的理论推导如下。图2示出电容充电和放电电压波形图。图中V_h和V_l分别代表电容充电和放电的峰值电压，时间T₁是电容电压从V_l充电到V_h所需要的充电时间，T₂为电容从V_h放电到V_l所需要的放电时间。这两个时间之和即为一个电容的充放电周期。

由电容(C)，电压(V)和电荷(Q)的基本关系：

$C=\frac{Q}{V}---\left(1\right)$

以及电荷(Q)，电流(I)与时间(T)之间关系：

Q＝IT                                    (2)

可推导出：

$T=\frac{\mathrm{CV}}{I}---\left(3\right)$

从电容充电和放电简图可得知电容充电电压为：

V＝(V_h-V_l)                               (4)

将(4)式带入(3)式，则充电时间：

$T_1=\frac{C(V_h-V_l)}{I}---\left(5\right)$

由(5)式可以看出，当电容充电电压大小一定时，电容充电时间与充电电流大小成反比。若提供一个充电电流I₁，一个放电电流I₂，且设定：

I₂＝N*I₁，N为大于零的实数                (6a)

或者设定：

I₂＝(N+1)*I₁，N为大于零的实数            (6b)

若适用公式(6a)，如果单独以充电电流I₁充电，而以单独以放电电流I₂放电，则净充电电流为I₁，净放电电流为I₂＝N*I₁。

若适用公式(6b)，如果单独以充电电流I₁充电，在以I₂放电时仍在以I₁充电，那么净充电电流为I₁，净放电电流为：

I₂-I₁＝(N+1)*I₁-I₁＝N*I₁        (7)

无论如何，充电时间：

$T_1=\frac{C(V_h-V_l)}{I_1}---\left(8\right)$

放电时间：

$T_2=\frac{C(V_h-V_l)}{I_2}=\frac{C(V_h-V_l)}{N*I_1}---\left(9\right)$

从(8)式和(9)式，可以看出结论1：充电的时间与放电时间比值可以由充电电流和放电电流的比值来精确确定，所以振荡波形的占空比也就可以精确确定。

由图2可知电容充电和放电的周期为：

T＝T₁+T₂                                (10)

将(8)式与(9)式代入(10)式，有：

$T=(1+\frac{1}{N})\frac{C(V_h-V_l)}{I_1}---\left(11\right)$

充电电流I₁由欧姆定律可求得：

$I_1=\frac{V}{R}---\left(12\right)$

式(12)中，V代表电阻上的电压大小，R代表充电电流流过的电阻大小。

将(12)式代入(11)式有：

$T=(1+\frac{1}{N})\frac{\mathrm{RC}(V_h-V_l)}{V}---\left(13\right)$

从(13)式中可以看到，如果有：V＝(V_h-V_l)，则：

$T=\mathrm{RC}(1+\frac{1}{N})---\left(14\right)$

从(14)中可以看到：

当N＝1时，

T＝2*RC                (15)

此时振荡器的占空比为50％。

当N远大于1时，

T＝RC                  (16)

从(15)式与(16)式可以推导出结论2：基于此思想而设计的振荡器的周期仅仅与电阻R，电容C以及放电与充电的电流比例决定，从而实现一个与参考电压和电源电压大小无关的振荡周期的振荡器。

基于上述基础，在此提出一种振荡器的实施例，参照图3所示的结构框图。振荡器包括参考电压产生电路110、减法器120、电压到电流转换电路130、开关电路140、镜像电流源150、电容C0、波形转换电路160、以及反相器170。

参考电压产生电路110，产生第一参考电压、第二参考电压V_h和V_l，其中第一参考电压V_h高于第二参考电压V_l。在一较佳实施例中，参考电压V_h和V_l是成正比地从电源电压中得到，其作用将在后文描述。

减法器120可计算参考电压V_h和V_l之间的电压差，产生值为V_h-V_l的电压。

然后电压到电流转换电路130将电压差转换V_h-V_l为与电压差成比例的基准电流I₀，即：

I₀＝α(V_h-V_l)

镜像电流源150能够根据基准电流I₀产生具有比例关系的第一电流I₁和第二电流I₂。其中，第一电流I₁是从电源电压流向充放电节点P以对电容充电，而第二电流I₂从充放电节点流向接地GND，以使电容放电。

为了实现在一个周期的第一时间内经充放电节点P向电容C0提供净充电电流，而在该周期内的第二时间内经充放电节点P向电容C0提供净放电电流，从而在充放电节点产生周期性的充放电波形。在本发明的实施例中，开关电路140可根据一控制信号来控制第一电流I₁和第二电流I₂中的一个或两个导通在第一时间或第二时间内导通，来达到上述效果。

例如，在一实施例中，开关电路140可令第一电流I₁在第一时间内导通(此时第二电流I₂截止)，以第一电流I₁作为净充电电流，且令第二电流I₂在第二时间内导通(此时第一电流I₁截止)，以第二电流I₂净放电流。若根据式(6a)，I₂＝N*I₁，N为大于零的实数，将得到成比例的充放电时间。

在另一实施例中，开关电路140可令第一电流I₁在第一时间内导通(此时第二电流I₂截止)，以第一电流I₁作为净充电电流，且令第一电流和第二电流在第二时间内导通，以第二电流I₁和该第一电流I₂的差值作为净放电电流。若根据式(6a)，I₂＝(N+1)*I₁，N为大于零的实数，也将得到成比例的充放电时间。

在又一实施例中，开关电路140可令第一电流I₁和第二电流I₂在第一时间内导通，以第一电流和第二电流的差值作为净充电电流，且令第二电流I₂在第二时间内导通(此时第一电流I₁截止)，以第二电流净放电电流。若I₁＝(N+1)*I₂，N为大于零的实数，也将得到成比例的充放电时间。

在上述三种情形中，得到的振荡周期T均会与电源电压无关。

波形转换电路160可利用在充放电节点的周期性的充放电波形产生周期性的方波信号。波形转换电路160进一步包括第一比较器COMP1、第二比较器COMP2、和RS触发器。通过比较器COMP1和COMP2控制电容充电电压的大小。当电容电压达到V_h时，比较器COMP2输出翻转，输出高电平，此时触发器输出端Q被置为1。当电容放电到小于V_l时，比较器160输出翻转，输出高电平，致使触发器被复位为0，即Q为0值。因此，在Q端产生了方波信号。这一方波信号可反过来作为开关电路140的控制信号，来控制电流I₁和I₂的导通和截止，以实现反复充放电。

为了使振荡器100满足“巴克豪森准则”，在环路中引入一个反相器170，以满足振荡环路相位关系。

下面以一实际的电路来进一步描述本发明的细节。图4示出本发明一实施例的振荡器电路图。参照图4所示，振荡器的各个模块的具体实现的例子描述如下：

减法器120由4个电阻和一个运算放大器构成，其中两个R_f为反馈电阻，两个R为比例电阻。设运算放大器EA1的输入电压为V_h和V_l，则根据此电路可推导出此减法电路的输出电压为：

$V_0=\frac{R_f}{R}(V_h-V_l)---\left(17\right)$

令R_f＝R，则

V₀＝(V_h-V_l)                            (18)

此电路实现了两输入电压相减的目的，以满足对(13)式的理论推导。

电压到电流转换电路130由一个运算放大器EA2，一个NMOS管MN1，一个电阻R0构成，根据运算放大器环路反馈应用理论，偏置电流大小为：

$I_0=\frac{V_0}{R_0}---\left(19\right)$

将(19)式代入(18)有：

$I_0=\frac{V_h-V_l}{R_0}---\left(20\right)$

由于充电电流是通过镜像电流源的方式为电容充电，所以从(20)式可以看到，电容充电电流的大小与V_h-V_l的差值成正比。所以通过改变V_h-V_l的值，也就改变了充电电流。从而改变了电容电压充电与放电的斜率，以满足开关电源应用的需要。

电路152和154构成镜像电流源，这一镜像电流源由PMOS管MP1，MP2，MP3和NMOS管MN2，MN3五个MOS管构成。根据镜像电流源的原理，I₁和I₂电流大小由MP2与MP1，MP3与MP1，MN3与MN2的各自宽长比的比值确定。

在本实施例中，开关管MN4构成开关电路140，其栅极输入为来自后端的方波信号。

在电路154通过节点P对电容C0充放电。充电时，开关管MN4将NMOS管MN3栅极电压下拉到地，所以MN3处于关断状态，由PMOS管MP3镜像的电流I₁为电容C0充电。当开关管MN4处于截止状态时，NMOS管MN2与MN3将正常工作，此时MN3的镜像电流为I₂。由电路图可知，此时如果I₂大于I₁，则电容处于放电状态。放电电流的大小为I₂与I₁的差值。

当I₂等于两倍I₁时，电容充电和放电电流相等，即可实现振荡器50％的占空比输出。当I₂远大于I₁时，那么系统的时钟周期主要由充电电流I₁确定。

由本实施例可见，充电和放电的时间之和由(11)式决定，振荡器的输出波形占空比由充电电流与放电电流的比值N来精确确定。

波形转换电路160确定了电容充电和放电电压的大小。在本例中，波形转换电路160由比较器COMP1，比较器COMP2和一个RS触发器构成。比较器输入电压波形如图7所示。波形转换电路160工作原理为：对于比较器COMP1，比较电压V_l与电容三角波电压相比较实现一个翻转点，为RS触发器提供复位信号。对于比较器COMP2，比较电压V_h与电容三角波电压相比较实现另一个翻转点，为RS锁存器提供置位信号。

由于振荡器环路需要满足“巴克豪森准则”，所以在环路中引入一个反相器170，以满足振荡环路相位关系。

在开关电路140中，NMOS管MN4充当振荡器电容充电和放电的开关管。作为开关管作用的MN4摆放的位置很重要，最好按图4中的方式摆放。MN4不宜直接放在充电或者放电的电流通路中，如果这样，由于开关管存在MOS管的衬偏效应，以及重叠使用的MOS管电路，致使充电和放电的电流通路中存在很大的等效电阻。从而使得充电和放电的波形不是理想的三角波形，而是一条明显的弧线。

电容C0是振荡电路中用来充电和放电的电容，由(14)式可推导出：

$C=\frac{(1+\frac{1}{N})*T}{R}---\left(21\right)$

由(21)式可得出实现设计频率和一定占空比下的振荡器所需要的电容的大小。

在一个实施例中，为了满足开关电源电路中振荡器的应用要求，振荡器的参考电压Vh取值需要满足下面的公式：

Vh＝m*VDD  (m＜1)        (22)

从(22)式可以看到，参考电压Vh与电源电压VDD成正比。比值由m值决定。所以当电源电压改变时，振荡器的参考电压Vh将跟随电压电压VDD的变化而变化。而电容电压将作为开关电源电路的斜坡参考电压源，开关电源的斜坡参考电压如果能够跟随电源电压的变化，那么将使得开关电源控制器具有电源电压调制的前馈特性，提高了开关电源的瞬态调节能力。

参考电压产生电路110的具体实现如图4所示。参考电压：

$\mathrm{Vh}=\mathrm{VDD}*\frac{R_0+R_1}{R_0+R_1+R_2},$

$\mathrm{Vl}=\mathrm{VDD}*\frac{R_0}{R_0+R_1+R_2}.$

由此，便产生了与电源电压成比例(且比例小于1)的参考电压。即电源电压改变时，参考电压将与电源电压按正比例变化。

可以理解本发明的上述描述中关于各模块的具体电路只是示意性的，并非用以限制本发明。例如，减法器120、电压到电流转换电路130、镜像电流源的电路可以有适当的调整。又如，在其他实施例中，开关电路还可以有其他的形式。参见图5所示，NMOS管MN5充当开关管以构成开关电路140。当MN5关断时，电流I₁为电容C0充电；当MN5被打开时，电流I₂与I₁之差I₂-I₁为电容放电电流。

参见图6所示，PMOS管MP4与NMOS管MN5同时充当开关管以构成开关电路140。当MN5管关断时，MP4管打开，此时电流I₁为电容C0充电；当MN5管被打开时，MP4管被关断，此时电流I₂成为电容放电电流。

本发明的振荡器在开关电源中的典型应用电路如图8所示。在图8中，振荡器为开关电源提供了PWM系统控制的基准时钟，同时为PWM比较器提供了斜坡参考电压。

综上所述，以上描述的本发明实施例的振荡器相比传统振荡器有如下优点：

1、将两输入参考电源电压V_h和V_l相减后作为振荡器电流源的参考电压源。由于为电容充电的电流源与电容的电压相关，根据充放电的原理，使得振荡器的振荡频率不随参考电压的改变而改变。

2、通过对电容充电和放电电压的控制，实现了将V_h和V_l作为电容的充电峰值和峰谷电压。

3、通过对电源电压的比例采样作为波形转换电路的控制电压，进而使电容电压跟随电源电压的变化。若将此电容电压作为开关电源控制器的斜坡参考电压，可实现开关电源控制器对电源电压的前馈特性。

4、基于此振荡器的系统架构，使此振荡器在不需要高精度基准电压条件下，提高了振荡器输出频率的稳定性，同时还满足了开关电源控制器对振荡器的应用要求，所以需要对这种系统架构的实现方案进行保护。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims (10)

1.一种振荡器，包括：

参考电压产生电路，产生第一参考电压和第二参考电压，其中第一参考电压高于第二参考电压；

减法器，计算第一参考电压和第二参考电压的电压差；

电压到电流转换电路，将该电压差转换为与该电压差成比例的基准电流；

镜像电流源，根据该基准电流产生具有比例关系的第一电流和第二电流；

电容，连接在一充放电节点与接地之间，其中该第一电流从一电源电压流向该充放电节点，该第二电流从该充放电节点流向接地；

开关电路，根据一控制信号控制该第一电流和该第二电流的至少其中之一在一周期内的第一时间内导通，以经该充放电节点向该电容提供净充电电流，以及控制该第一电流和该第二电流的至少其中之一在一周期内的第二时间内导通，以经该充放电节点向该电容提供净放电电流，从而在该充放电节点产生周期性的充放电波形；

波形转换电路，利用该周期性的充放电波形产生周期性的方波信号，其中该方波信号作为该开关电路的控制信号。

2.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，该开关电路控制该第一电流在该第一时间内导通，以该第一电流作为净充电电流，且控制该第二电流在该第二时间内导通，以该第二电流净放电电流。

3.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，该开关电路控制该第一电流在该第一时间内导通，以该第一电流作为净充电电流，且控制该第一电流和该第二电流在该第二时间内导通，以该第二电流和该第一电流的差值作为净放电电流，其中该第二电流与该第一电流的比例大于1。

4.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，该开关电路控制该第一电流和该第二电流在该第一时间内导通，以该第一电流和该第二电流的差值作为净充电电流，且控制该第二电流在该第二时间内导通，以该第二电流净放电电流，其中该第一电流与该第二电流的比例大于1。

5.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，该电流镜电流包括：

第一晶体管，其第一源极连接该电源电压，其第一漏极连接该基准电流，其第一栅极连接到第一漏极；

第二晶体管，其第二源极连接该电源电压，其第二栅极连接到第一晶体管的第一漏极；

第三晶体管，其第三源极连接接地，其第三漏极连接该第二晶体管的第二漏极，其第三栅极连接其第三漏极；

第四晶体管，其第四源极连接该电源电压，其第四栅极连接到第二晶体管的第二栅极；

第五晶体管，其第五源极连接接地，其第五漏极连接该第四晶体管的第四漏极，其第五栅极连接第三晶体管的第三栅极；

其中自该第四晶体管的源极到栅极流过该第一电流，自该第五晶体管的漏极到源极流过该第二电流。

6.如权利要求5所述的振荡器，其特征在于，该开关电路包括一第六晶体管，其第六源极连接接地，其第六漏极连接该第三晶体管的漏极，其栅极连接该方波信号。

7.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，该波形转换电路是分别以该第一参考电压和第二参考电压作为转换的基准。

8.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，该波形转换电路包括：

第一比较器，其负输入端连接该充放电波形，其正输入端连接该第二参考电压；

第二比较器，其正输入端连接该充放电波形，其负输入端连接该第一参考电压；

RS触发器，其输入端R连接该第一比较器的输出端，其输入端S连接该第二比较器的输出端，其输出端Q输出该方波信号。

9.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，还包括一反相器，连接在该波形转换电路的输出端与该开关电路的输入端之间。

10.如权利要求1所述的振荡器，其特征在于，该第一参考电压和该第二参考电压与该电源电压分别成比例，且该比例均小于1。

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