CN102055699B - 频移键控解调方法及其实现装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种频移键控解调方法及其实现装置，该方法包括以下步骤：S1、将调频信号输入脉冲产生电路，从而在过零点的位置产生窄脉冲信号；S2、将所述窄脉冲输入脉冲整形电路，从而将窄脉冲信号加宽，并使得各个脉冲信号的宽度一致；S3、将步骤S2输出的脉冲信号输入低通滤波器，以滤除高频分量，得到基带信号；S4、将所述基带信号输入微分器，以消除频率偏移造成的电平干扰；S5、将步骤S4的输出信号输入迟滞比较器进行数据判决，得到最终的基带信号。同时利用RC自动校正电路对电路中RC值精确度要求高的部分进行电容校正。本发明功耗低、频率偏移容忍度高、误码率低、抗工艺偏差。

Description

频移键控解调方法及其实现装置

技术领域

本发明涉及数字电路技术领域，尤其涉及一种频移键控解调方法及其实现装置。

背景技术

目前常见的低功耗FSK(Frequency-shift keying，频移键控)或GFSK(Gauss frequency Shift Keying，高斯频移键控)解调器有利用模拟微分器的解调电路、利用二倍频信号和延迟电路的解调电路、利用过零检测和脉冲整形的解调电路。其中，第一种方案功耗比较大，对中频频率的偏移容忍度低；第二种方案需要一个性能要求很高的滤波器，导致功耗也比较大；第三种方案采用数模混合的方式，功耗比较低，但消除中频偏移的电路比较复杂。

在2002年出版的《IEEE Journal of Solid-State Circuits》第107～110页中“A 3V，0.35μm CMOS Bluetooth receiver IC”一文中，在频率检测部分采用了过零检测的方法，而在数据判决部分，利用了序列本身的特性(开始4比特和最后4比特为0101或者1010)得到判决阈值，不具有一般性，同时并未给出在过零检测中所用到的滤波器的实现方式。

在2007年出版的Doctor of Engineering学位论文.Beijing：TsinghuaUniversity中“Research on key techniques of IF circuits for short-rangewireless receiver”一文中，频率检测部分给出了三种方法：过零计数、锁相环、正交鉴频器，结构均比较复杂；而在数据判决部分，给出了采用微分器加迟滞比较器的方法，其中的微分器采用Gm-C的实现形式。

实际生产线上流出的芯片中的元件的值会与理论值有不小的偏差，特别是集成电阻和电容的值，而电容和电阻的乘积(即RC值)对解调性能的影响很大，因此有必要对其中的RC值进行校正。在2007年出版的《IEEE Journal of Solid-State Circuits》第602～612页“A 20mW 3.24mm2 Fully Integrated GPS Radio for Locaion Based Services”一文中，采用了一种RC自动校正电路，采用的是对电容值进行校正来达到符合要求的值。

发明内容

(一)要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是：如何提供一种低功耗、频率偏移容忍度高、误码率低、抗工艺偏差的频移键控解调方法及其实现装置。

(二)技术方案

为解决上述技术问题，本发明提供了一种频移键控解调方法，包括以下步骤：

S1、将调频信号输入脉冲产生电路，从而在过零点的位置产生窄脉冲信号；

S2、将所述窄脉冲输入脉冲整形电路，从而将窄脉冲信号加宽，并使得各个脉冲信号的宽度一致；

S3、将步骤S2输出的脉冲信号输入低通滤波器，以滤除高频分量，得到基带信号；

S4、将所述基带信号输入微分器，以消除频率偏移造成的电平干扰；

S5、将步骤S4的输出信号输入迟滞比较器进行数据判决，得到最终的基带信号。

其中，所述调频信号为频移键控FSK信号或高斯频移键控GFSK信号。

其中，在步骤S1中，将所述调频信号经过限幅放大器放大之后再输入所述脉冲产生电路。

其中，在步骤S2中，将脉冲整形电路输出的脉冲信号的宽度设为：

(100-((容忍的最大频率偏移量/中频频率)*100+15))％*最大宽度，

其中，最大宽度指当不发生脉冲重叠时，能够设置的脉冲信号的最大宽度。

其中，在解调时，还通过RC自动校正电路对所述脉冲整形电路中的开关电容C2、所述低通滤波器中的全部开关电容以及所述微分器中的全部开关电容进行校正。

本发明还提供了一种频移键控解调实现装置，包括：

脉冲产生电路，用于使调频信号在过零点的位置产生窄脉冲信号；

脉冲整形电路，用于将所述窄脉冲信号加宽，并使各个脉冲信号的宽度一致；

低通滤波器，用于对所述脉冲整形电路输出的脉冲信号滤除高频分量，得到基带信号；

微分器，用于消除所述基带信号中频率偏移造成的电平干扰；

迟滞比较器，用于对所述微分器的输出信号进行数据判决，得到最终的基带信号。

RC自动校正电路，用于对所述脉冲整形电路中的开关电容C2、所述低通滤波器中的全部开关电容以及所述微分器中的全部开关电容进行校正。

其中，所述脉冲产生电路包括四个并联的过零检测电路和一个或非门K，所述四个过零检测电路的四个输出端分别连接所述或非门K的输入端，所述调频信号的四路信号分别从四个过零检测电路输入；

所述过零检测电路包括非门N、电阻R、电容C、直流电源VDD和或非门K’，输入信号分两路分别连接非门N的输入端与或非门K’的一个输入端，非门N的输出连接电阻R，电容C的一端连接或非门K’的另一输入端，电容C的另一端连接直流电源VDD；或非门K’的输出为所述过零检测电路的输出。

其中，所述低通滤波器为三阶巴特沃斯低通滤波器。

其中，所述微分器为二阶中频微分器。

其中，所述调频信号为I+、I-、Q+、Q-四路信号，且所述装置通过如下电路结构来实现：I+、I-、Q+、Q-四路信号分别从输入到四个所述过零检测电路，四个过零检测电路的输出分别连接或非门K的四个输入，或非门K的输出连接到所述脉冲整形电路的输入，所述RC自动校正电路的输出分别连接到所述脉冲整形电路的开关电容C2、低通滤波器的全部开关电容、微分器的全部开关电容的控制端，脉冲整形电路的输出连接到所述低通滤波器的同相输入端，脉冲整形电路的输出还经过反相器连接到低通滤波器的反相输入端，低通滤波器的同相输出端连接到微分器的同相输入端，低通滤波器的反相输出端连接到微分器的反相输入端，微分器的同相输出端连接到迟滞比较器的同相输入端，微分器的反相输出端连接到迟滞比较器的反相输入端。

(三)有益效果

本发明利用过零检测得到基带信号、利用微分器和迟滞比较器克服频率偏移、采用RC自动校正方法抵制工艺偏差，因此，该方案不仅功耗比较低，而且对中频偏移的容忍度大、误码率低；而且，其中的低通滤波器和微分器均采用有源RC滤波器进行设计，电路结构简单，便于实现。

附图说明

图1是本发明的方法流程图；

图2是本发明的装置结构示意图；

图3是图2中脉冲产生电路的实现电路图；

图4是图2中过零检测电路的实现电路图；

图5是图2中脉冲整形电路的电路图；

图6是图2中低通滤波器的实现电路图；

图7是图2中微分器的实现电路图；

图8是图2中迟滞比较器的实现电路图；

图9是图2中RC自动校正电路的电路图；

图10是开关电容的实现电路图。

具体实施方式

为使本发明的目的、内容、和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明实施例提供了一种频移键控解调方法，如图1所示，包括如下步骤：

S1、将调频信号输入脉冲产生电路，从而在过零点的位置产生窄脉冲信号；

S2、将所述窄脉冲输入脉冲整形电路，从而将窄脉冲信号加宽，并使得各个脉冲信号的宽度一致；

S3、将步骤S2输出的脉冲信号输入低通滤波器，以滤除高频分量，得到基带信号；

S4、将所述基带信号输入微分器，以消除频率偏移造成的电平干扰；

S5、将步骤S4的输出信号输入迟滞比较器进行数据判决，得到最终的基带信号。

本发明还提供了一种用于实现上述方法的频移键控解调实现装置，如图2所示，包括：

脉冲产生电路，用于使调频信号在过零点的位置产生窄脉冲信号；

脉冲整形电路，用于将所述窄脉冲信号加宽，并使各个脉冲信号的宽度一致；

低通滤波器，用于对所述脉冲整形电路输出的脉冲信号滤除高频分量，得到基带信号；

微分器，用于消除所述基带信号中频率偏移造成的电平干扰；

迟滞比较器，用于对所述微分器的输出信号进行数据判决，得到最终的基带信号。

RC自动校正电路，用于对所述脉冲整形电路中的开关电容C2、所述低通滤波器中的全部开关电容以及所述微分器中的全部开关电容进行校正。

具体来说，图2所示的实施实例中，I+、I-、Q+、Q-四路信号分别输入到四个过零检测电路(如图3所示)，四个过零检测电路的输出分别连接到或非门的四个输入，或非门的输出连接到脉冲整形电路的输入，RC自动校正电路的输出(即图9的数字控制电路的输出)分别连接到脉冲整形电路的开关电容C2、低通滤波器的全部开关电容、微分器的全部开关电容的控制端(即开关电容的开关，开关电容的结构图见图10)，脉冲整形电路的输出连接到低通滤波器的同相输入端，脉冲整形电路的输出还经过反相器连接到低通滤波器的反相输入端，低通滤波器的同相输出端连接到微分器的同相输入端，低通滤波器的反相输出端连接到微分器的反相输入端，微分器的同相输出端连接到迟滞比较器的同相输入端(INP)，微分器的反相输出端连接到迟滞比较器的反相输入端(INN)。

图4所示的实施实例中，输入X(I+、I-、Q+、Q-)分两路连接非门与或非门，非门的输出连接电阻R，电路的另一侧连接电容C与或非门K’的输入，电容的另一侧连接直流电源VDD。或非门的输出Y作为过零检测电路输出。这部分电路的功能是利用或非门两路输入信号的延迟不同，使得FSK或GFSK信号(I+、I-、Q+、Q-)在下降沿的过零点处产生窄脉冲。因为是调频信号，频率高的地方脉冲多，频率低的地方脉冲少。此时的脉冲的宽度很窄，且宽度不一致。

图5所示的实施实例中，电阻R1、R2、R3串联在直流电源与地之间，图3的输入VI连接至OTA2的反相输入端，R2、R3之间的节点连接至OTA2的同相输入端，OTA2的输出连接至或非门K2的一个输入端。R1、R2之间连接至OTA1的反相输入端，电容C2的一端连接至OTA1的同相输入端，另一端接地。OTA1的输出连接至或非门K1的一个输入端，K1的输出端连接到K2的一个输入端，K2的输出端连接到K1的一个输入端，K2的输出连接至MOS管T的栅极。T的漏极连接电阻R5的一端，R5另一端连接至直流电源VDD。T的漏极连接至OTA1的同相输入端，T的源极接地。非门N’的输出作为这一部分的输出。通过调节R5和C2可改变D节点处电压到达R1、R2之间的电压的充电时间，从而改变输出脉冲的宽度。因此，这部分电路的功能是对过零检测输出的脉冲信号加宽，保证每个脉冲的宽度是相同的，同时不能发生脉冲的重叠。其中OTA(Operational Transimpedance Amplifier)表示跨导运算放大器。

图6是采用有源RC滤波器设计的三阶巴特沃斯低通滤波器，该电路的同相输入端通过R11连接至OTA1’的反相输入端，反相输入端通过R12连接至OTA1’的同相输入端，OTA1’的同相输出端通过并联的R21、C11连接至OTA1’的反相输入端，OTA1’的反相输出端通过并联的R22、C12连接至OTA1’的同相输入端，形成负反馈。OTA1’的同相输出端通过电阻R31连接至OTA2’的反相输入端，OTA1’的反相输出端通过电阻R32连接至OTA2’的同相输入端，OTA2’的同相输出端通过并联的R41、C21连接至OTA2’的反相输入端，OTA2’的反相输出端通过并联的R42、C22连接至OTA2’的同相输入端，形成负反馈。OTA2’的同相输出端通过电阻R51连接至OTA3的反相输入端，OTA2’的反相输出端通过电阻R52连接至OTA3’的同相输入端。OTA3’的同相输出端通过电容C31连接至OTA3’的反相输入端，OTA3’的反相输出端通过电容C32连接至OTA3’的同相输入端，形成负反馈。OTA3’的同相输出端通过电阻R62连接至OTA2’的同相输入端，OTA3’的反相输出端通过电阻R61连接至OTA2’的反相输入端。OTA3’的同相输出端和反相输出端分别作为输出信号的反相信号和同相信号。这一部分电路的功能是三阶的巴特沃斯低通滤波器，滤除高频信号，滤除高频分量。频率高的地方脉冲多，滤波后信号幅度大，频率低的地方脉冲少，滤波后信号幅度小，这样就得到了基带信号。

低通滤波器的输出理论上即为基带信号，但实际上会有频率偏移。造成频率偏移的原因有：信号传输过程中造成的偏移、接收机本振信号不准确使得下变频产生误差、电路的非理想性。而频率偏移导致不能采用静态阈值进行数据判决。因此，还需要采用图7的中频微分器和图8的迟滞比较器来解决频率偏移和抖动的问题。

图7是采用有源RC滤波器设计的二阶中频微分器，实际为一个带通滤波器，图6的输出(图7的输入)的同相端通过R31’连接至OTA1”的反相输入端，图4的输出的反相端通过R32’连接至OTA1”的同相输入端，OTA1”的同相输出端通过并联的R41’、C21’连接至OTA1”的反相输入端，OTA1”的反相输出端通过并联的R42’、C22’连接至OTA1”的同相输入端，形成负反馈。OTA1”同相输出端通过电阻R51’连接至OTA2”的反相输入端，OTA1”同反相输出端通过电阻R52’连接至OTA2”的同相输入端。OTA2”的同相输出端通过电容C31’连接至OTA2”的反相输入端，OTA2”的反相输出端通过电容C32’连接至OTA2”的同相输入端，形成负反馈。OTA2”的同相输出端通过电阻R62’连接至OTA1”的同相输入端，OTA2”的反相输出端通过电阻R61’连接至OTA1”的反相输入端。OTA1”的同相输出端和反相输出端分别作为输出信号的同相信号和反相信号。这个中频微分器用于滤除低频的频率偏移和高频的噪声。

图8所示的实施实例中，输入信号的同相端和反相端分别连接至PMOS管M5、M4的栅极。M5、M4的源极连接至M3的漏极，M2、M3、M6、M7的源极连接至直流电源VDD，M3的栅极连接至M2的栅极，M2的漏极连接至M1的漏极，M1作为电流源工作，栅极连接IBIAS(是从外部输入的偏置电压，用来控制M1的源漏电流的大小)。M1、M8、M9、M10、M11、M12、M13的源极连接至地GND。M6的栅极与M7的栅极相连，同时连接至M6的漏极。M6的漏极连接至M8的漏极，M8的栅极连接至M11的漏极和栅极、M4的漏极、M9的漏极、M10的栅极。M7的漏极连接至M13的漏极，M13的栅极连接至M12的漏极和栅极、M5的漏极、M10的漏极、M9的栅极。M7的漏极连接至一非门N”，反相器N”的输出作为这一部分电路的输出。这部分电路的功能是迟滞比较器，防止频率抖动对数据判决造成的干扰，提高准确率。

图9所示的实施实例中，OTA1”’的同相输入端接电压V_REF，反相输入端连接至MOS管的源极。OTA1”’的输出连接至MOS管的栅极，MOS管的源极通过电阻R1’接地。MOS管的漏极连接至OTA2”’的反相输入端，OTA2”’的同相输入端接电压V_REF2，OTA2”’的输出端通过并联的开关和开关电容C1连接至反相输入端。OTA2”’的输出连接至OTA3”’的同相输入端、OTA4”’的反相输入端。OTA3”’的反相输入端接电压V_{TH_HIGH}，OTA4”’的同相输入端接电压V_{TH_LOW}。OTA3”’的输出为UP信号(用来控制开关电容，为1时通过其后的数字控制电路增加开关电容C1的电容值)，OTA4”’的输出为DN信号(用来控制开关电容，为1时通过其后的数字控制电路减小开关电容C1的电容值)，通过数字控制电路(通过简单的数字逻辑控制即可实现)输出01序列，调节C1的大小。

图10所示的实施例中，展示开关电容的结构。C₀、2C₀、4C₀...(2^n-1)C₀分别在以一个开关串联后，再整体全部并联。一系列的开关由图9输出的01序列控制，这样可根据序列调整整体电容的大小，^表示求幂。

图6所示的三阶巴特沃斯低通滤波器，电阻R11、R12阻值相等，为R₁，电阻R21、R22阻值相等为R₂，电阻R31、R32阻值相等为R₃，电阻R41、R42阻值相等为R₄，电阻R51、R52阻值相等为R₅，电阻R61、R62阻值相等为R₆，电容C11、C12容值相等为C₁，电容C21、C22容值相等为C₂，电容C31、C32容值相等为C₃，其传输函数为：

$H\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{R_1{R}_3{R}_5{C}_1{C}_2{C}_3}\·\frac{1}{(s+\frac{1}{C_1{R}_2})(s^2+\frac{s}{C_2{R}_4}+\frac{1}{R_5{R}_6{C}_2{C}_3})}$

这样，当我们取C₁＝C₂＝C₃、R₂＝R₄＝R₅＝R₆时，得到三阶巴特沃斯低通滤波器的传递函数。

图7所示的中频微分器，电阻R31’、R32’阻值相等为R₃，电阻R41’、R42’阻值相等为R₄，电阻R51’、R52’阻值相等为R₅，电容C21’、C22’容值相等为C₂，电容C31’、C32’容值相等为C₃，其传输函数为：

$H\left(s\right)=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{in}}}=-\frac{1}{R_3{C}_2}\·\frac{s}{s^2+\frac{s}{C_2{R}_4}+\frac{1}{R_5{R}_6{C}_2{C}_3}}$

这样，当我们取C₂＝C₃，2*R₄＝R₅＝R₆时，得到微分函数

其中w₀为微分器(带通滤波器)通带中心点的频率值。

滤波器和微分器可根据实际的中频频率采取不同的R、C的值。

对于中频频率偏移的容忍，正是通过此处的微分器实现的。当频率向高频处偏移时，使得低通滤波器的输出平均电平值提高；当频率向低频处偏移时，低通滤波器的输出平均电平值降低。但只要低通滤波器的输出不发生切顶或切底失真(即输出波形幅度过大，受到滤波器最大、最小输出电压的限制，从而发生的失真)，后面经过微分器后即可滤除中频频率偏移。这样，对于一般不太大的频率偏移，该结构均能够容忍，不影响解调结果的准确性。

图8所示的实施实例中，迟滞比较器利用M9、M10的晶体管的宽度比较大，当电流变化比较大时栅极电压变化比较小，从而只有当INN比INP大一定值或者小一定值时，输出才会翻转。调节M9、M10的晶体管宽度可以调节迟滞比较器的阈值。与普通比较器相比，迟滞比较器可以抵制频率的抖动，提高数据判别的准确率。

为得到最佳的解调性能，在前段没有滤波器，直接加上白噪声的条件下，经过仿真结果总结得出，当脉冲整形电路输出的脉冲宽度设为：

(100-((容忍的最大频率偏移量/中频频率)*100+15))％*最大宽度时，解调的误码率最低，所述频率偏移量为中频偏移量。其中，最大宽度指的是当不发生脉冲重叠时，可以设置的脉冲信号的最大宽度。比如，中频频率为200kHz，需要容忍20kHz的频率偏移，则设置脉冲宽度为最大宽度的75％。容忍的最大频率偏移量是根据需要设定的，是希望达到的最大的频率偏移量。比如在中频为200kHz的情况下，若希望解调器在中频偏移到180kHz～220kHz的范围的情况下均可以解调，则容忍的最大频率偏移量是20kHz。

为了保证流片结果的准确性，对脉冲整形电路、低通滤波器、微分器中的电阻和电容进行RC自动校正，校正电路见图9。由于工艺的偏差，芯片的RC值与设计值不相等，又因为影响滤波器特性的是RC的乘积值，因此该电路检测RC乘积的偏差，然后通过只改变C的值来进行校正RC值。图9中的R1’、C1复制脉冲整形电路、低通滤波器、微分器中的需要调整的电阻和电容(在脉冲整形电路中为R5、C2，在低通滤波器中为R21(＝R22＝R41＝R51＝R61＝R42＝R52＝R62)、C11(＝C12＝C21＝C31＝C22＝C32)，在中频微分器中为R51’(＝R52’＝R61’＝0.5*R41’＝R62’＝0.5*R42’)、C21’(＝C22’＝C31’＝C32’)。

实际中由于该解调器的各部分位于同一个芯片中，电阻和电容的偏差比例相等，即所有电阻同时偏大或同时偏小，所有电容同时偏大或同时偏小，且偏差比例相同。因此设定所有需要调整的开关电容的控制位数相同，且每个开关电容可达到的最大值与需要的理想值的比例相同，则只需要一个RC校正电路，对所有需要调整的开关电容采用同一个控制码字。

图9中的开关由时钟控制(时钟周期为T)。在前半周期，流过R1’的电流I(即V_REF/R1’)对C₁进行充电，电容C₁左端电压为V_REF2保持不变，R1’、C₁值不同，C₁右端的电压也不同，电容右端电压与V_{TH_HIGH}和V_{TH_LOW}比较。若R1’比需要的电阻值偏大，则C₁的充电电流(即V_REF/R1’)偏小，从而电容右端的电压偏小，若电容右端的电压小于V_{TH_LOW}，则DN信号为1，数字控制电路通过开关电容的开关减小电容值C₁；若R1’比需要的电阻值偏小，则C₁的充电电流(即V_REF/R1’)偏大，从而电容右端的电压偏大，若电容右端的电压大于V_{TH_HIGH}，则UP信号为1，数字控制电路通过开关电容的开关增大电容值C₁；若C₁比需要的电容值偏小，则由于电量相同则电容右端电压增大，若电容右端的电压大于V_{TH_HIGH}，则UP信号为1，数字控制电路通过开关电容的开关增大电容值C₁；若C₁比需要的电容值偏大，则由于电量相同则电容右端电压减小，若电容右端的电压小于V_{TH_LOW}，则DN信号为1，数字控制电路通过开关电容的开关减小电容值C₁。开关电容C₁的结构图见图10。数字控制部分产生01序列，控制着电容组中的开关。数字控制部分输出的01序列输入到脉冲整形电路的开关电容C2、低通滤波器的全部开关电容和微分器的全部开关电容中。调整后的电容与电阻的乘积R1′C₁的大小满足如下关系：

$\frac{V_{\mathrm{REF}}}{V_{\mathrm{TH}\_\mathrm{HIGH}}-V_{\mathrm{REF}2}}\frac{T}{2}<{R1}^{\&prime;}{C}_1<\frac{V_{\mathrm{REF}}}{V_{\mathrm{TH}\_\mathrm{LOW}}-V_{\mathrm{REF}2}}\frac{T}{2}$

这样，我们根据需要的R1’、C₁值对V_REF、V_{TH_LOW}、V_{TH_HIGH}、V_REF2进行设定，芯片的R1’、C₁值与理想值有偏差，于是校正电路便可自动对电容C₁进行调整以达到想要的R1’、C₁的乘积值。

以上实施方式仅用于说明本发明，而并非对本发明的限制，有关技术领域的普通技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，还可以做出各种变化和变型，因此所有等同的技术方案也属于本发明的范畴，本发明的专利保护范围应由权利要求限定。

Claims (9)

1.一种频移键控解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、将调频信号输入脉冲产生电路，从而在过零点的位置产生窄脉冲信号；

S2、将所述窄脉冲输入脉冲整形电路，从而将窄脉冲信号加宽，并使得各个脉冲信号的宽度一致；

S3、将步骤S2输出的脉冲信号输入低通滤波器，以滤除高频分量，得到基带信号；

S4、将所述基带信号输入微分器，以消除频率偏移造成的电平干扰；

S5、将步骤S4的输出信号输入迟滞比较器进行数据判决，得到最终的基带信号；

所述脉冲产生电路包括四个并联的过零检测电路和一个或非门K，四个所述过零检测电路的四个输出端分别连接所述或非门K的输入端，所述调频信号的四路信号分别从四个过零检测电路输入；

所述过零检测电路包括非门N、电阻R、电容C、直流电源VDD和或非门K’，输入信号分两路分别连接非门N的输入端与或非门K’的一个输入端，非门N的输出连接电阻R，电容C的一端连接或非门K’的另一输入端，电容C的另一端连接直流电源VDD；或非门K’的输出为所述过零检测电路的输出。

2.如权利要求1所述的频移键控解调方法，其特征在于，所述调频信号为频移键控FSK信号或高斯频移键控GFSK信号。

3.如权利要求1所述的频移键控解调方法，其特征在于，在步骤S1中，将所述调频信号经过限幅放大器放大之后再输入所述脉冲产生电路。

4.如权利要求1～3任一项所述的频移键控解调方法，其特征在于，在步骤S2中，将脉冲整形电路输出的脉冲信号的宽度设为：

(100-((容忍的最大频率偏移量/中频频率)*100+15))%*最大宽度，

其中，所述最大宽度指当不发生脉冲重叠时，能够设置的脉冲信号的最大宽度；所述容忍的最大频率偏移量为预设值。

5.如权利要求1～3任一项所述的频移键控解调方法，其特征在于，在解调时，还通过RC自动校正电路对所述脉冲整形电路中的开关电容C2、所述低通滤波器中的全部开关电容以及所述微分器中的全部开关电容进行校正。

6.一种频移键控解调实现装置，其特征在于，包括：

脉冲产生电路，用于使调频信号在过零点的位置产生窄脉冲信号；

脉冲整形电路，用于将所述窄脉冲信号加宽，并使各个脉冲信号的宽度一致；

低通滤波器，用于对所述脉冲整形电路输出的脉冲信号滤除高频分量，得到基带信号；

微分器，用于消除所述基带信号中频率偏移造成的电平干扰；

迟滞比较器，用于对所述微分器的输出信号进行数据判决，得到最终的基带信号；

RC自动校正电路，用于对所述脉冲整形电路中的开关电容C2、所述低通滤波器中的全部开关电容以及所述微分器中的全部开关电容进行校正；

所述脉冲产生电路包括四个并联的过零检测电路和一个或非门K，四个所述过零检测电路的四个输出端分别连接所述或非门K的输入端，所述调频信号的四路信号分别从四个过零检测电路输入；

所述过零检测电路包括非门N、电阻R、电容C、直流电源VDD和或非门K’，输入信号分两路分别连接非门N的输入端与或非门K’的一个输入端，非门N的输出连接电阻R，电容C的一端连接或非门K’的另一输入端，电容C的另一端连接直流电源VDD；或非门K’的输出为所述过零检测电路的输出。

7.如权利要求6所述的频移键控解调实现装置，其特征在于，所述低通滤波器为三阶巴特沃斯低通滤波器。

8.如权利要求6所述的频移键控解调实现装置，其特征在于，所述微分器为二阶中频微分器。

9.如权利要求8所述的频移键控解调实现装置，其特征在于，所述调频信号为I+、I-、Q+、Q-四路信号，且所述装置通过如下电路结构来实现：I+、I-、Q+、Q-四路信号分别从输入到四个所述过零检测电路，四个过零检测电路的输出分别连接或非门K的四个输入，或非门K的输出连接到所述脉冲整形电路的输入，所述RC自动校正电路的输出分别连接到所述脉冲整形电路的开关电容C2、低通滤波器的全部开关电容、微分器的全部开关电容的控制端，脉冲整形电路的输出连接到所述低通滤波器的同相输入端，脉冲整形电路的输出还经过反相器连接到低通滤波器的反相输入端，低通滤波器的同相输出端连接到微分器的同相输入端，低通滤波器的反相输出端连接到微分器的反相输入端，微分器的同相输出端连接到迟滞比较器的同相输入端，微分器的反相输出端连接到迟滞比较器的反相输入端。

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