CN104660216B - 一种用于Gm‑C滤波器的高精度频率校准电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种低功耗和高校准精度的Gm‑C滤波器频率校准电路，该频率校准电路包括了时钟产生电路、采样保持电路、主跨导放大器和误差放大器四个模块。主从结构控制校准电路中的主跨导放大器与Gm‑C滤波器中的从跨导放大器相匹配，由相同的偏置电压控制。Gm‑C滤波器的频率特性的误差主要受跨导放大器的跨导值、电容的工艺偏差以及温度等因素的影响，考虑到Gm‑C滤波器的频率特性主要由其时间常数Gm/C决定，通过将跨导放大器的跨导值Gm转化成一个与电容C成精确正比关系的变量，从而消除了电容的工艺偏差对时间常数Gm/C的影响，可以实现很高的校准精度。相比于传统的校准电路，本发明具有结构简单、功耗低和芯片面积小的特点，同时稳定性更高。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于Gm-C滤波器的频率校准电路。
背景技术
在无线接收机架构中，从设计复杂度和性能方面综合考虑，低中频接收机架构是一个相当不错的选择，低中频滤波器作为无线射频收发机、传感器接口的关键电路也常常被选择集成在芯片上，以减小系统尺寸、降低成本并提高系统性能。但由于制造容差、工艺变化等工艺因素以及器件老化等影响，滤波器的频率特性会因此产生较大的变化。举例来说，在流片过程中电阻电容20％的工艺偏差将会造成滤波器中心频率和带宽30％～50％的偏差，从而严重恶化系统的整体性能。解决方法就是在集成模拟滤波器中加入频率校准电路，自适应地调整器件的参数，从而使滤波器的频率特性满足系统的需要。因此，频率校准电路是集成模拟滤波器中必不可少的模块。
不同类型的集成模拟滤波器的频率校准电路各不相同，有源RC滤波器的频率特性由其时间常数RC所决定，通常电阻和电容采用阵列的形式，通过数字逻辑控制电路输出不同的控制码给电阻电容阵列即可改变滤波器的频率特性。频率检测电路可以采用积分器或者振荡器来实现，基于积分器的检测电路由于需要对模拟信号进行处理，主要由误差放大器、比较器和充电单元组成，但放大器和比较器等电路功耗大，结构复杂。而基于环路振荡器的检测电路只需要几个反相器和电阻电容既可以实现，相对于前面所提到的结构功耗低而且结构简单。因此在大多数的低功耗应用场合，有源RC滤波器多采用基于环路振荡器和数字电路的校准电路。不同于有源RC滤波器，Gm-C滤波器因为OTA工作在开环状态，受到运放的带宽限制较小，相比于有源RC滤波器可以在较高的频率范围内工作。同时Gm-C滤波器具有超低功耗的特点，因此在主流的低功耗设计电路中多采用Gm-C滤波器。Gm-C滤波器的频率特性由时间常数Gm/C决定，其中Gm是运算跨导放大器的跨导值，一般由尾电流源决定，可以通过调节尾电流源的控制电压来改变。传统的基于锁相环的Gm-C滤波器频率校准电路如图2所示，主要包括鉴相鉴频器、电荷泵、环路滤波器和压控振荡器四个模块。利用与滤波器所用相同的跨导放大器构成振荡器，当鉴相鉴频器、电荷泵、环路滤波器和压控振荡器构成的控制环路锁定后，压控振荡器VCO的振荡频率和鉴相鉴频器输入参考时钟频率相同。因为压控振荡器与滤波器中的跨导放大器和电容相匹配，所以可以通过确定鉴相鉴频器的输入参考时钟频率来确定滤波器的频率特性。但是这种校准电路中的每个模块都要消耗大量的功耗，同时压控振荡器还存在限幅和稳定性等问题。
跨导放大器的主从控制思想最早出现在可变增益放大器的设计中，因为可变增益放大器要实现精确的增益调节，所以对跨导放大器的跨导值精度要求很高。通常跨导放大器的跨导值与多个器件参数线性相关，如果对跨导放大器的跨导值进行直接调节的话，很难实现高精度。所以目前常用的做法是采用跨导放大器的主从控制结构，通过将主跨导放大器的跨导值转化为另一个参量的线性相关，比如偏置电压或者时钟频率，通过基准提供的精确电压值或者外部时钟的参考频率即可精确调节主跨导放大器的跨导值。由于可变增益放大器中的从跨导放大器受到主跨导放大器控制，通过主从控制的结构即可实现可变增益放大器精确的增益调节。
考虑到传统的Gm-C滤波器频率校准电路结构复杂且功耗较大，因此，我们需要一种新的Gm-C滤波器频率校准电路来解决上述问题。
发明内容
本发明目的：针对传统Gm-C滤波器频率校准电路的缺陷，本发明提出了一种低功耗、高校准精度的Gm-C滤波器频率校准电路，通过对偏置电流的调节，即可同时实现Gm-C滤波器的频率调谐和校准，有效地减少了电路的功耗和面积。
本发明技术方案：一种用于Gm-C滤波器的高精度频率校准电路，包括第一至第八开关晶体管、第一至第四参考电流源、第一参考电压源、第二参考电压源、第一运算放大器、误差放大器、主跨导放大器、第一至第三电容；
第一开关晶体管的一端接第一参考电流源的负极，第一参考电流源的正极接电源；第一开关晶体管的另一端接第一运算放大器的同相输入端；第二开关晶体管的一端接第二参考电流源的正极，第二参考电流源的负极接地；第二开关晶体管的另一端接第一运算放大器的反相输入端；第三开关晶体管的一端接第一运算放大器的同相输入端，另一端接第一参考电压源的正极，第一参考电压源的负极接地；第四开关晶体管的一端接第一运算放大器的反相输入端，另一端接第一参考电压源的正极；第一电容的正极板接第一运算放大器的同相输入端，第一电容的负极板接第一运算放大器的反相输出端；第二电容的正极板接第一运算放大器的反相输入端，第二电容的负极板接第一运算放大器的同相输出端；第五开关晶体管的一端接第一运算放大器的反相输出端，另一端接第二参考电压源的正极，第二参考电压源的负极接地；第六开关晶体管的一端接第一运算放大器的同相输出端，另一端接第二参考电压源的正极；第七开关晶体管的一端接第一运算放大器的反相输出端，另一端接第三电容的正极板；第八开关晶体管的一端接第一运算放大器的同相输出端，另一端接第三电容的负极板；主跨导放大器的同相输入端接第三电容的正极板，反相输入端接第三电容的负极板；主跨导放大器的反相输出端接第三参考电流源的负极，第三参考电流源的正极接电源，主跨导放大器的同相输出端接第四参考电流源的正极，第四参考电流源的负极接地；误差放大器的同相输入端接主跨导放大器的同相输出端，误差放大器的反相输入端接主跨导放大器的反相输出端；误差放大器的输出端产生跨导放大器的控制电压，连接主跨导放大器的电压控制端口和外部Gm-C滤波器中从跨导放大器的电压控制端口。
本发明的有益效果：提供了一种低功耗和高校准精度的Gm-C滤波器频率校准电路，主从结构控制校准电路中的主跨导放大器与Gm-C滤波器中的从跨导放大器相匹配，由相同的偏置电压控制。Gm-C滤波器的频率特性的误差主要受跨导放大器的跨导值、电容的工艺偏差以及温度等因素的影响，考虑到Gm-C滤波器的频率特性主要由其时间常数Gm/C决定，通过电容充电电路和采样保持电路，将跨导放大器的跨导值Gm转化成一个与电容C成精确正比关系的变量，从而消除了电容的工艺偏差对时间常数Gm/C的影响，可以实现很高的校准精度。
相比于传统的校准电路，本发明不存在稳定性的问题，同时具有结构简单、功耗低和鲁棒性好的特点。目前主流的滤波器校准电路大多数采用振荡电路、数字逻辑控制单元和电容阵列来完成校准，而本发明中的校准电路没有采用数字电路和大量的电容阵列也可以实现精确的滤波器频率校准，从而大大减小了芯片的面积。同时在校准电路中通过调节偏置电流的大小即可实现滤波器的调谐，从而不需要重新设计滤波器的调谐电路。相比于传统的Gm-C滤波器校准电路，本发明中的Gm-C滤波器频率校准电路更加适用于低成本、低功耗的Gm-C滤波器中。
附图说明
图1所示为本发明的Gm-C滤波器频率校准电路结构图，由时钟产生电路、采样保持电路、主跨导放大器和误差放大器四个模块组成。
图2所示为传统的基于锁相环的Gm-C滤波器频率校准电路结构图。
图3所示为采用本发明的频率校准电路后Gm-C低通滤波器在不同工艺角下校准前后的幅频特性曲线:M0为理想的幅频特性曲线，带宽为300.6KHz,M1和M2分别为校准前SS和FF工艺角下的幅频特性曲线，带宽分别为215.5KHz和449.3KHz,频率误差近40％，M3和M4为SS和FF工艺角下校准后的幅频特性曲线，带宽为290.6KHz和307.9KHz,频率误差缩减到了5％以内。
具体实施方式
该Gm-C滤波器频率校准电路由时钟产生电路、采样保持电路、主跨导放大器和误差放大器四个模块组成，并且Gm-C滤波器校准电路中的电容和滤波器主体电路中的电容完全相同。通过主从结构控制Gm-C滤波器中的从跨导放大器，使其跨导值与滤波器校准电路中的电容成精确的正比关系，因为校准电路中的电容和滤波器主体电路中的电容完全相同，所以滤波器主体电路中跨导放大器的跨导值和电容成精确的正比关系。使得滤波器的时间常数Gm/C与电容无关，只与校准电路中的偏置电流和充电时间有关，从而消除了电容的工艺偏差对滤波器频率特性的影响，因为校准电路中的电流都是通过基准电流镜镜像过来的，所以具有很高的校准精度。通过调节偏置电流可以实现滤波器的调谐，并且在调谐的同时可以完成滤波器的频率校准。
如图1所示，一种用于Gm-C滤波器的高精度频率校准电路，包括第一至第八开关晶体管S1～S8、第一至第四参考电流源IDC1～IDC4、第一参考电压源Vcom1、第二参考电压源Vcom2、第一运算放大器OTA1、误差放大器OTA2、主跨导放大器Gm、第一至第三电容C1～C3。
具体连接关系如下：第一开关晶体管S1的一端接第一参考电流源IDC1的负极，第一参考电流源IDC1的正极接电源；第一开关晶体管S1的另一端接第一运算放大器OTA1的同相输入端；第二开关晶体管S2的一端接第二参考电流源IDC2的正极，第二参考电流源IDC2的负极接地；第二开关晶体管S2的另一端接第一运算放大器OTA1的反相输入端；第三开关晶体管S3的一端接第一运算放大器OTA1的同相输入端，另一端接第一参考电压源Vcom1的正极，第一参考电压源Vcom1的负极接地；第四开关晶体管S4的一端接第一运算放大器OTA1的反相输入端，另一端接第一参考电压源Vcom1的正极；第一电容C1的正极板接第一运算放大器OTA1的同相输入端，第一电容C1的负极板接第一运算放大器OTA1的反相输出端；第二电容C2的正极板接第一运算放大器OTA1的反相输入端，第二电容C2的负极板接第一运算放大器OTA1的同相输出端；第五开关晶体管S5的一端接第一运算放大器OTA1的反相输出端，另一端接第二参考电压源Vcom2的正极，第二参考电压源Vcom2的负极接地；第六开关晶体管S6的一端接第一运算放大器OTA1的同相输出端，另一端接第二参考电压源Vcom2的正极；第七开关晶体管S7的一端接第一运算放大器OTA1的反相输出端，另一端接第三电容C3的正极板；第八开关晶体管S8的一端接第一运算放大器OTA1的同相输出端，另一端接第三电容C3的负极板；主跨导放大器Gm的同相输入端接第三电容C3的正极板，反相输入端接第三电容C3的负极板；主跨导放大器Gm的反相输出端接第三参考电流源IDC3的负极，第三参考电流源IDC3的正极接电源，主跨导放大器Gm的同相输出端接第四参考电流源IDC4的正极，第四参考电流源IDC4的负极接地；误差放大器OTA2的同相输入端接主跨导放大器Gm的同相输出端，误差放大器OTA2的反相输入端接主跨导放大器Gm的反相输出端；误差放大器OTA2的输出端产生跨导放大器的控制电压，连接主跨导放大器Gm的电压控制端口和外部Gm-C滤波器中从跨导放大器的电压控制端口。
该电路的工作原理分析如下：首先假设电容C1、C2、C3和Gm-C滤波器中的电容值均为C，在电容的充电阶段内，开关S1、S2闭合，S3、S4、S5、S6、S7、S8断开，在一个充电周期Δt内，第一参考电流源IDC1和第二参考电流源IDC2的充电电流ia对电容C1和电容C2进行充电，充电结束后，电容C1和C2两端的电压差为在保持阶段，开关S7、S8闭合，开关S1、S2、S3、S4、S5、S6断开，此时第一运算放大器的输出端通过抽取/灌入电流对电容C3充电，保持阶段结束后，电容C3正负极板的电压分别为U+＝Vcm+ΔU和U-＝Vcm-ΔU(其中Vcm为运算放大器的输出共模电平，)，电容C3两端的电压差将维持在在电荷泄放阶段，开关S3、S4、S5、S6闭合，开关S1、S2、S7、S8断开，在放电阶段结束后，电容C1和C2两端的电荷被完全泄放到地。在放电阶段结束后马上进入电容的充电阶段，然后依次循环，从而保证电容C3两端电压保持不变。电容C3的正极板接主跨导放大器的同相输入端，负极板接主跨导放大器的反相输入端，所以主跨导放大器输入端的电压差为输入共模电平为第一运算放大器的输出共模电平。主跨导放大器的反相输出端接误差放大器的反相输入端，主跨导放大器的同相输出端接误差放大器的同相输入端，第三参考电流源IDC3和第四参考电流源IDC4的电流ib从主跨导放大器的输出端灌入/抽取电流，由于主跨导放大器的输入电压和输出电流恒定，所以主跨导放大器的跨导值
误差放大器OTA2的输出端产生跨导放大器的控制电压，连接主跨导放大器Gm的电压控制端口和外部Gm-C滤波器中从跨导放大器的电压控制端口。通过主从结构控制Gm-C滤波器中的从跨导放大器，使从跨导放大器的跨导值跟随主跨导放大器的跨导值因为Gm-C滤波器的频率特性(包括带宽、中心频率等)f由时间常数Gm/C决定，同时Gm-C滤波器中的电容与频率校准电路中的电容采用同一种类型的电容且电容值相同，假设因为工艺偏差等因素使电容值偏离了设计值ΔC，此时从跨导放大器的跨导值Gm-C滤波器中的电容值为C+ΔC，则滤波器的时间常数Gm/C为这个值只与ia、ib和充电时间Δt有关，从而消除了由于工艺偏差等因素造成电容值的偏差对滤波器频率特性的影响，校准电路中的偏置电流都是通过基准电流镜镜像过来的，其误差很小，通过这个频率校准电路，我们可以固定充电电流ia和充电时间Δt，通过调节电流ib实现Gm-C滤波器带宽和中心频率的调谐，最终实现了在完成Gm-C滤波器频率校准的同时实现带宽和中心频率的可调。
下面结合附图进一步阐述本发明的特点和有益效果：
图1所示为本发明的Gm-C滤波器频率校准电路结构图，由时钟产生电路、采样保持电路、主跨导放大器和误差放大器四个模块组成。
图2所示为传统的基于锁相环的Gm-C滤波器频率校准电路结构图。
图3所示为采用本发明的频率校准电路后Gm-C低通滤波器在不同工艺角下校准前后的幅频特性曲线:M0为理想的幅频特性曲线，带宽为300.6KHz,M1和M2分别为校准前SS和FF工艺角下的幅频特性曲线，带宽分别为215.5KHz和449.3KHz,频率误差近40％，M3和M4为SS和FF工艺角下校准后的幅频特性曲线，带宽为290.6KHz和307.9KHz,频率误差缩减到了5％以内。可见本发明的校准电路实现了滤波器频率校准的功能。
相比于图2所示的基于锁相环的Gm-C滤波器频率校准电路，本发明不存在稳定性的问题，同时具有结构简单、功耗低和鲁棒性好的特点。目前主流的滤波器校准电路大多数采用振荡电路、数字逻辑控制单元和电容阵列来完成校准，而本发明中的校准电路没有采用数字电路和大量的电容阵列也可以实现精确的滤波器频率校准，从而大大减小了芯片的面积。同时在校准电路中通过调节偏置电流的大小即可实现滤波器的调谐，从而不需要重新设计滤波器的调谐电路。相比于传统的Gm-C滤波器校准电路，本发明中的Gm-C滤波器频率校准电路更加适用于低成本、低功耗的Gm-C滤波器中。
以上所述仅为本发明的较佳实施方式，本发明的保护范围并不以上述实施方式为限，但凡本领域普通技术人员根据本发明所揭示内容所作的等效修饰或变化，皆应纳入权利要求书中记载的保护范围内。
Claims (1)
1.一种用于Gm-C滤波器的高精度频率校准电路，其特征在于：包括第一至第八开关晶体管(S1～S8)、第一至第四参考电流源(IDC1～IDC4)、第一参考电压源(Vcom1)、第二参考电压源(Vcom2)、第一运算放大器(OTA1)、误差放大器(OTA2)、主跨导放大器(Gm)、第一至第三电容(C1～C3)；
第一开关晶体管(S1)的一端接第一参考电流源(IDC1)的负极，第一参考电流源(IDC1)的正极接电源；第一开关晶体管(S1)的另一端接第一运算放大器(OTA1)的同相输入端；第二开关晶体管(S2)的一端接第二参考电流源(IDC2)的正极，第二参考电流源(IDC2)的负极接地；第二开关晶体管(S2)的另一端接第一运算放大器(OTA1)的反相输入端；第三开关晶体管(S3)的一端接第一运算放大器(OTA1)的同相输入端，另一端接第一参考电压源(Vcom1)的正极，第一参考电压源(Vcom1)的负极接地；第四开关晶体管(S4)的一端接第一运算放大器(OTA1)的反相输入端，另一端接第一参考电压源(Vcom1)的正极；第一电容(C1)的正极板接第一运算放大器(OTA1)的同相输入端，第一电容(C1)的负极板接第一运算放大器(OTA1)的反相输出端；第二电容(C2)的正极板接第一运算放大器(OTA1)的反相输入端，第二电容(C2)的负极板接第一运算放大器(OTA1)的同相输出端；第五开关晶体管(S5)的一端接第一运算放大器(OTA1)的反相输出端，另一端接第二参考电压源(Vcom2)的正极，第二参考电压源(Vcom2)的负极接地；第六开关晶体管(S6)的一端接第一运算放大器(OTA1)的同相输出端，另一端接第二参考电压源(Vcom2)的正极；第七开关晶体管(S7)的一端接第一运算放大器(OTA1)的反相输出端，另一端接第三电容(C3)的正极板；第八开关晶体管(S8)的一端接第一运算放大器(OTA1)的同相输出端，另一端接第三电容(C3)的负极板；主跨导放大器(Gm)的同相输入端接第三电容(C3)的正极板，反相输入端接第三电容(C3)的负极板；主跨导放大器(Gm)的反相输出端接第三参考电流源(IDC3)的负极，第三参考电流源(IDC3)的正极接电源，主跨导放大器(Gm)的同相输出端接第四参考电流源(IDC4)的正极，第四参考电流源(IDC4)的负极接地；误差放大器(OTA2)的同相输入端接主跨导放大器(Gm)的同相输出端，误差放大器(OTA2)的反相输入端接主跨导放大器(Gm)的反相输出端；误差放大器(OTA2)的输出端产生跨导放大器的控制电压，连接主跨导放大器(Gm)的电压控制端口和外部Gm-C滤波器中从跨导放大器的电压控制端口。
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