CN102017445A

CN102017445A - 用于mimo系统的层映射方法和数据发射方法

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Publication number: CN102017445A
Application number: CN2008800017842A
Authority: CN
Inventors: 卢东昱; 金奉会; 尹宁佑; 徐东延; 安俊基; 金沂濬
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2007-01-05
Filing date: 2008-01-07
Publication date: 2011-04-13
Anticipated expiration: 2028-01-07
Also published as: US10693539B2; TW200845626A; TWI452859B; MX2009007274A; EP2100385A2; US20170026096A1; WO2008082277A2; US10263676B2; US20110033001A1; US20100054353A1; US8861628B2; WO2008082277A3; US9496986B2; EP2100385A4; US20190215041A1; CN102017445B

Abstract

公开了一种用于指示在MIMO通信系统中的代码字和层之间的组合的方法、层映射方法和使用所述方法的数据发射方法。来自基于所有代码字和所有层的数目的所有可用组合中的代码字-层映射组合的最小数目是考虑代码字与层的比率、接收机的接收性能以及组合的减少而预定义的，使得实现了使用预定组合的数据发射方法。如果将特定一个代码字映射到至少两个层，则可以获得分集增益。

Description

用于MIMO系统的层映射方法和数据发射方法

技术领域

本发明涉及多输入多输出(MIMO)通信系统，并且更具体地涉及一种用于显示在MIMO通信系统中代码字和层之间的组合的方法、层映射方法和使用该方法的数据发射方法。

背景技术

以下将详细描述常规的MIMO技术。

简言之，MIMO技术是多输入多输出技术的缩写。MIMO技术使用多个发射(Tx)天线和多个接收(Rx)天线来改善Tx/Rx数据的效率，然而，常规技术一般使用单一发射(Tx)天线和单一接收(Rx)天线。换言之，MIMO技术允许无线通信系统的发射机或接收机使用多个天线(下文中称为多天线)，使得可以改善容量或性能。为了便于描述，术语“MIMO”也可以被认为是多天线技术。

更详细地，MIMO技术不依赖于单一天线路径来接收单一整个消息，而是经由若干天线来收集多个数据片，并且完成全部数据。结果，在给定的信道条件下，MIMO技术可以提高数据发射速率，或在特定数据发射速率下，可以提高系统性能。

下一代移动通信技术要求数据发射速率高于常规移动通信技术的数据发射速率，使得预期有效的MIMO技术是下一代移动通信技术所必需的。在该情形下，MIMO通信技术是能够被应用于移动通信终端或基站的下一代移动通信技术，并且可以扩展数据通信范围的范围，使得它可以克服由于各种受限情形导致的其他移动通信系统的数据的受限传输量。

在能够改善数据发射效率的各种技术中，在不分配另外的频率或增加另外的功率的情形下，MIMO技术可以极大地提高通信容量的量以及Tx/Rx性能。由于这些技术优势，大多数公司或开发者已经重点关注该MIMO技术。

图1是图示常规的MIMO通信系统的框图。

参考图1，如果发射(Tx)天线的数目增加至N_T，并且同时，接收(Rx)天线的数目增加至N_R，则MIMO通信系统的理论信道容量与天线的数据成比例增加，使得发射速率和频率效率可以极大地提高。

在这种情形下，通过增加信道容量获得的发射速率等于当使用单一天线时所获得的最大发射速率(Ro)和速率增量(Ri)的乘积，并且理论上可以增加。速率增量(Ri)可以由下列等式1表示：

[等式1]

R_i＝min(N_T，N_R)

例如，假如MIMO系统使用四个Tx天线和四个Rx天线，则该MIMO系统理论上可以获得比单一天线系统的发射速率高四倍的高发射速率。

在20世纪90年代中期已经阐明了上述的MIMO系统的理论容量增加之后，许多开发者正在对可以使用该理论容量增加显著提高数据发射速率的各种技术进行重点研究。它们中的一些已经反映在各种无线通信标准中，例如，第三代移动通信或下一代无线LAN等。

许多公司或开发者已经对各种MIMO相关联的技术进行了重点研究，例如，对在不同信道环境或多个接入环境下与MIMO通信容量计算相关联的信息理论的研究、对MIMO系统的无线信道测量和建模的研究、以及对空时信号处理技术的研究。

上述MIMO技术可以被划分成两种类型：空间分集方案和空间复用方案。空间分集方案提高了使用穿过各种信道路径的符号的发射可靠性。空间复用方案同时经由多个Tx天线发射多个数据符号，使得它增加数据发射速率。另外，空间分集方案和空间复用方案的组合最近也已经被开发，以适当地获得这两个方案的独特优势。

下文将描述空间分集方案、空间复用方案以及他们的组合的细节。

首先，下文将描述空间分集方案。大体上，空间分集方案被分成两种类型：空时块码方案以及空时格码方案，它们能够同时使用分集增益和编码增益。一般而言，空时格码方案的误码率(BER)改善性能和代码生成自由度优于空时块码方案的误码率改善性能和代码生成自由度，然而，空时块码方案的计算复杂度高于空时格码方案的计算复杂度。

上述空间分集增益对应于Tx天线的数目(N_T)与Rx天线数目(N_R)的乘积，如由N_T×N_R所表示的。

第二，下文将描述空间复用方案。空间复用方案适于经由各个Tx天线发射不同数据流。在该情形下，接收机可能不可避免地在从发射机同时发射的数据片之间产生相互干扰。接收机使用适当的信号处理技术从所接收到的数据移除这种相互干扰，使得它可以接收到无干扰的期望数据。为了从所接收到的数据移除噪声或干扰，可以使用最大似然接收机、ZF(迫零)接收机、MMSE(最小均方误差)接收机、D-BLAST、或V-BLAST。具体而言，如果发射机可以识别信道信息，则可以使用奇异值分解(SVD)方案来完全地移除干扰。

第三，下文将描述空间分集方案和空间复用方案的组合。假如仅获得了空间分集增益，则性能改善增益与增加的分集阶数成比例地逐渐饱和。结果，能够同时获得上述两种增益同时解决上述问题的各种方案已经被许多公司或开发者重点研究，例如，双STTD方案和空时BICM(STBICM)方案。

下文将详细描述在上述MIMO系统中使用的通信方法的数学建模。

首先，如从图1可以看出的，假定存在N_T个Tx天线和N_R个Rx天线。

在发射(Tx)信号的情形下，在使用N_T个Tx天线的条件下，发射信息片的最大数目为N_T，使得Tx信号可以由下列等式2所示的特定矢量来表示：

[等式2]

S = {[S_{1}, S_{2}, . . ., S_{N_{T}}]}^{T}

各个发射信息片

可以具有不同发射功率。在该情形下，如果各个发射功率由

来表示，则具有调整的发射功率的发射信息可以由在下列等式3中所示的特定矢量来表示：

[等式3]

\hat{S} = {[{\hat{S}}_{1}, {\hat{S}}_{2}, . . ., {\hat{S}}_{N_{T}}]}^{T} = {[P_{1} S_{1}, P_{2} S_{2}, . . ., P_{N_{T}} S_{N_{T}}]}^{T}

在等式3中，使用发射功率P的对角矩阵

可以由下列等式4来表示：

[等式4]

具有调整的发射功率的信息矢量乘以权重矩阵(W)，使得配置实际要发射的N_T个发射(Tx)信号在该情形下，权重矩阵适于根据Tx信道情形适当地将Tx信息分配给各个天线。上述Tx信号

可以由使用矢量(x)的下列等式5来表示：

[等式5]

在等式5中，W_ij是在第i个Tx天线和第j个Tx信息之间的权重，并且W是指示权重W_ij的矩阵。矩阵W被称为权重矩阵或预编码矩阵。

根据两种情形，即，使用空间分集的第一情形和使用空间复用的第二情形，可以以不同的方式来考虑上述的Tx信号(x)。

在使用空间复用的情形下，不同信号被复用，并且所复用的信号被发射至目的地，使得信息矢量(S)的元素具有不同值。否则，在使用空间分集的情形下，相同的信号经由若干信道路径被重复发射，使得信息矢量(S)的元素具有相同的值。

不必说，也可以考虑空间复用方案和空间分集方案的组合。换言之，根据空间分集方案，经由三个Tx天线发射相同的信号，并且其余的信号被空间复用，并且然后被发射至目的地。

接下来，如果使用N_R个Rx天线，各个天线的Rx信号(y₁，y₂，...，y_NR)可以由在下列等式6中所示的特定矢量(y)来表达：

[等式6]

y＝[y₁，y₂，...，y_NR]^T

如果在MIMO通信系统中建立了信道建模，则可以根据Tx/Rx天线索引将各个信道彼此区分开。从Tx天线(j)至Rx天线(i)的特定信道由h_ij表示。在该情形下，应当注意，信道h_ij的第一索引指示Rx天线索引，并且第二索引表示Tx天线索引。

捆绑若干个信道，使得以矢量或矩阵的形式显示它们。一个示例性矢量如下。

图2示出了从N_T个Tx天线至Rx天线(i)的信道。

参考图2，从N_T个Tx天线至Rx天线(i)的信道可以由下列等式7来表示：

[等式7]

h_{i}^{T} = [h_{i 1}, h_{i 2}, . . ., h_{i N_{T}}]

如果从N_T个Tx天线至N_R个Rx天线的所有信道由构成等式7的矩阵来表示，则可获得下列等式8：

[等式8]

将附加的高斯白噪声(AWGN)添加至实际信道，该实际信道已经通过在等式8中所示的矩阵H。添加至N_R个Rx天线的每个Rx天线的

可以由在下列等式9中所示的特定矢量来表示：

[等式9]

n = {[n_{1}, n_{2}, . . ., n_{N_{R}}]}^{T}

通过Tx信号、Rx信号以及包含AWGN的信道的上述建模方法，每个MIMO通信系统可以由下列等式10来表示：

[等式10]

上述描述已经公开了MIMO通信系统应用于单一用户。然而，MIMO通信系统也可以应用于若干用户，使得它能够获得多用户分集。

下文将详细描述多用户分集。

衰落信道是无线通信系统的性能下降的主要原因。信道增益值根据时间、频率和空间而改变。信道增益值越低，性能越低。用于解决上述衰落问题的代表性方法是分集。这种分集利用所有独立信道具有低增益值的概率低的事实。可以将各种增益方法应用于本发明，并且上述多用户增益被认为是其中之一。

如果若干用户存在于小区中，则各个用户的信道增益值彼此随机独立，使得所有用户具有低增益值的概率非常低。如果节点B具有足够的发射(Tx)功率，并且若干个用户存在于小区中，则优选将所有信道分配至具有最高信道增益值的特定用户，以根据信息理论最大化总的信道容量。多用户分集可以被划分成三种分集，即，临时多用户分集、频率多用户分集、以及空间多用户分集。

临时多用户分集适于当信道情况随着时间而变化时，将信道分配给具有最高增益值的特定用户。

频率多用户分集适于在诸如正交频分复用(OFDM)系统的频率多载波系统中，将子载波分配至在每个频带中具有最高增益值的特定用户。

如果在没有使用多载波的另一系统中信道情况随着时间而缓慢变化，则具有最高信道增益值的用户将长时间段独占该信道，其他用户不能彼此通信。在该情形下，为了使用多用户分集，需要引起信道变化。

接下来，空间多用户分集根据空间类型使用用户的不同信道增益值。空间多用户分集的实现示例是随机波束形成(RBF)方法。该RBF方法使用多个天线(即，多天线)利用预定权重执行波束形成，以引起信道的改变，并且使用上述空间多用户分集。

下文将详细描述将多用户分集用作多天线方案的多用户MIMO方案。

根据多用户多天线方案，在不同发射/接收机处，可以以各种方式将用户的数目和每个用户的天线的数目互相组合。

多用户MIMO方案被划分成下行链路方法(即，前向链路方法)以及上行链路方法(即，反向链路方法)，并且下文将详细描述该下行链路和上行链路方法。在该情形下，下行链路指示将信号从节点B发射至若干用户设备(UE)，并且上行链路指示若干个UE将信号发射至节点B。

在MIMO中的下行链路一般可以被划分成两种信号接收方法：第一接收方法使得单一用户(即，单一UE)能够经由总计N_R个天线接收期望的信号，并且第二接收方法使得N_R个UE中的每个能够经由单一天线接收期望的信号。如果需要，也可以使第一和第二接收方法的组合可用于本发明。换言之，一些UE可以使用单一Rx天线，或其他一些UE可以使用三个Rx天线。应当注意，在所有组合中Rx天线的总数目被维持在N_R。该情形通常被称为MIMO广播信道(BC)或空分多址(SDMA)。

在MIMO中的上行链路一般可以被划分成两种信号发射方法：第一发射方法使得单一UE能够经由N_T个天线发射期望的信号，并且第二发射方法使得N_T个UE中的每个能够经由单一天线发射期望的信号。如果需要，也可以使第一和第二发射方法的组合可用于本发明。换言之，一些UE可以使用单一Tx天线，或者一些其他UE可以使用三个Tx天线。应当注意，在所有组合中Tx天线的总数目被维持在N_T。这种情形通常被称为MIMO多址信道(MAC)。

上行链路和下行链路彼此对称，使得在它们一个中使用的方法也可以用于另一个。

为了便于描述和更好地理解本发明，虽然下列描述将基本上描述MIMO BC，但是应当注意，本发明的方法也可以用于MIMO MAC。

图3A是图示单一用户MIMO通信系统的概念图。图3B是图示多用户MIMO通信系统的概念图。

为了便于描述，图3A和3B假定使用下行链路。

图3A所示的单一用户MIMO通信系统包括配备有多个天线(即，多天线)的发射机(即，节点B)和配备有多个天线的接收机(即，UE)。在该情形下，如果将要从发射机发射的信号(x)乘以权重矢量(W)，并且将乘出的结果信号经由多天线发射，则基于信道信息已经被正确识别的假定，本发明可以获得最大的信道容量。

同时，图3B所示的多用户MIMO通信系统包括多个多入单出(MISO)系统，每个多入单出系统将单一天线分配给每个用户。因此，多用户可以使用与在单一用户MIMO通信系统中相同方式的发射波束形成来最大化信道容量。在该情形下，多用户MIMO通信系统必须不仅考虑信道信息，还要考虑每个用户的干扰，使得它需要比单一用户MIMO通信系统更复杂的系统。因此，多用户MIMO通信系统必须选择权重矢量，以在使用发射波束形成的情形下最小化用户之间的干扰。

上述描述可以被数字地描述如下。

首先，下文将描述单一用户环境，即，单一用户MIMO通信系统。

假如所有发射/接收机已经完全识别了所有信道信息，则奇异值分解(SVD)H可以由下列等式11来表示：

[等式11]

H＝U∑V^H

其中，“H”是奇异值分解，U和V是酉矩阵，∑是对角矩阵。

在该情形下，为了根据信道容量获得最大增益，对角矩阵V由权重矩阵W来选择，并且U^H乘以接收信号(Y)。如果接收机的结果信号由

来表示，则获得下列等式12：

[等式12]

W＝V

y = Hx + n = UΣ V^{H} x + n = UΣ V^{H} W \hat{s} + n = UΣ V^{H} V \hat{s} + n = UΣ \hat{s} + n

\tilde{y} = U^{H} y = U^{H} UΣ \hat{s} + U^{H} n = Σ \hat{s} + \tilde{n} = ΣPs + \tilde{n}

其中，P是发射功率矩阵。发射功率矩阵P可以由用于获得信道容量的特定算法(公知为注水算法)来确定。这种注水算法是用于获得信道容量的最优方法。

然而，为了执行该注水算法，所有发射/接收机必须完全知道所有信道信息。因此，为了在多用户环境下使用注水算法，所有用户中的每个用户必须不仅知道他或她的信道信息，也必须知道其他用户的信道信息。由于这一问题，事实上，使用上述注水算法对于多用户MIMO通信系统几乎是不可能的。

接下来，下文将描述多用户MIMO通信系统。

在该情形下，用于获得信道容量的代表性最优方法是脏纸编码(DPC)方法，但这种DPC方法具有高复杂性。而且，存在用于在本发明中使用的其他最优方法，例如，随机波束形成(RBF)和迫零波束形成(ZFBF)。如果在多用户环境中用户的数目增加，则上述RBF或ZFBF方法可以具有与通过DPC方法所获得的最优性能相似的性能。

同时，下文将描述用于在MIMO通信系统中使用的代码字。

一般通信系统使用前向纠错代码来执行发射机的发射信息编码，并且发射所编码的信息，使得在信道处经历的错误可以被接收机纠正。接收机解调接收到的(Rx)信号，并且对所解调的信号执行前向纠错代码的解码，使得它恢复该发射信息。通过解码处理，由该信道导致的Rx错误被纠正。

所有前向纠错代码中的每个在信道纠错中具有最大可纠正限制。换言之，如果接收(Rx)信号具有超过相应前向纠错代码的限制的错误，则接收机不能将该Rx信号解码成无错误的信息。因此，接收机必须确定在解码信息中有无错误。以这种方式，需要用于执行错误检测的专门编码处理，该处理独立于前向纠错编码处理。一般而言，循环冗余校验(CRC)代码已经被用作错误检测代码。

CRC方法是用于执行错误检测的示例性编码方法。一般而言，通过CRC方法对发射信息进行编码，并且然后将前向纠错代码应用于CRC编码的信息。通过CRC编码的单一单元以及前向纠错代码通常被称为代码字。

同时，如果若干个发射信息单元重叠并且然后被接收，则本发明可以预期使用干扰消除接收机的性能改善。在上述情形中存在许多情形，其中，若干发射信息重叠并且然后接收，例如，其中使用MIMO技术的情形、使用多用户检测技术的情形、以及使用多代码技术的情形。下文将简要描述干扰消除结构。

根据该干扰消除结构，在从其中重叠了若干信息的总的接收信号中解调/解码第一信息之后，将与第一信息相关联的信息从总的接收信号中移除。第二信号由不具有从接收信号移除的第一信息的结果信号来解调/解码。第三信号由不具有从第一接收信号移除的第一和第二信息的结果信号来解调/解码。第四信号或在第四信号之后的其他信号重复上述处理，使得第四或其他信号被解调/解码。以这种方式，用于不断地将解调/解码信号从接收信号移除以改善下一解调/解码处理的性能的上述方法被称为连续干扰消除(SIC)方法。

为了使用诸如SIC的上述干扰消除方法，从接收信号移除的解调/解码信号必须没有错误。如果在该解调/解码信号中出现任何错误，则发生错误传播，使得负面影响不断影响所有解调/解码信号。

上述干扰消除技术也可以应用于MIMO技术。如果若干发射信息片经由多个天线重叠/发射，则需要上述的干扰消除技术。换言之，如果使用空间复用技术，则每个发射的信息被检测，并且同时可以使用干扰消除技术。

然而，如上所述，为了最小化由干扰消除所造成的错误传播，优选在确定在解调/解码信号中有无错误之后选择性地移除干扰。一种用于确定在每个发射信息中有无错误的代表性方法是上述循环冗余校验(CRC)方法。由CRC编码处理的不同信息的单位被称为代码字。因此，一种用于使用干扰消除技术的更具代表性的方法是其中使用了若干发射信息片和若干代码字的特定情形。

同时，指示信道条件的信道矩阵H的行数目和列数目由Tx/Rx天线的数目来确定。在信道矩阵H中，行数目等于Rx天线的数目(N_R)，并且列数目等于Tx天线的数目(N_T)。即，信道矩阵H由N_R×N_T矩阵来表示。

通常，矩阵的秩由在行数目和列数目之间较小的数目来定义，其中，行和列彼此独立。因此，矩阵的秩无法高于行或列的数目。信道矩阵H的秩可以由下列等式13来表示：

[等式13]

rank(H)≤min(N_T，N_R)

当该矩阵被特征值分解时，上述秩的另一定义可以由除“0”以外的特征值的数目来定义。类似地，如果该秩被SVD处理，则该秩也可以由除“0”以外的奇异值的数目来定义。因此，在信道矩阵中秩的物理意义可以被认为是能够发射不同信息的给定信道的发射次数的最大数目。

为了便于描述，假定经由MIMO技术发射的不同信息片的每个是发射流或流。该流也可以被称为层，使得发射流的数目无法高于信道秩，该信道秩等于能够发射不同信息的信道的发射次数的最大数目。

如果信道矩阵是H，则该信道矩阵H可以由下列等式14来表示：

#of streams≤rank(H)≤min(N_T，N_R)

其中“#of streams”指示流的数目。

同时，应当注意，经由一个或多个天线可以发射单一流。

根据MIMO技术类型，可以描述一种用于将流与天线匹配的方法。

在经由多个天线发射单一流的情形下，这种情形可以被认为是空间分集方案。在经由若干天线发射若干流的情形下，这种情形可以被认为是空间复用方案。不必说，也可以使在空间分集方案和空间复用方案之间的混合方案可用。

下文将详细描述在代码字和MIMO通信系统中的流之间的关系。

图4是图示在代码字和MIMO通信系统中的流之间的关系的框图。

使用于将代码字与流匹配的各种方法可用。一种来自各种方法中的一般方法生成代码字，允许每个代码字进入代码字-流映射模块，将从代码字-流映射模块接收到的代码字与流相匹配，以及将流发射至流-天线映射模块，使得经由Tx天线来发射该流。

用于确定在代码字和流之间的组合的部分由图4中的黑实线来表示。

理想地，在代码字和流之间的关系可以被自由地确定。单一代码字可以被分成若干流，使得将所划分的流发射至目的地。若干代码字被连续整合在一个流中，使得包含代码字的该流可以被发射至目的地。

上述若干代码字的连续整合可以被认为是一种预定编码处理，使得本发明假定单一代码字与真实意义组合的一个或多个流相匹配。然而，在不背离本发明的范围或精神的情况下，假定若干流彼此相区别，则本发明也可以应用于所区别的流。

因此，为了便于描述，本发明假定单一代码字与一个或多个流相匹配。因此，如果所有信息被编码，并且然后被发射至目的地，则可以获得下列等式15：

[等式15]

#of codewords≤#of streams

其中，“#of codewords”是代码字的数目，并且“#of streams”是流的数目。

总之，上述等式13至15可以由下列等式16来表示：

#of codewords≤#of streams≤rank(H)≤min(N_T，N_R)

通过等式16，可以识别下列事实。换言之，如果Tx/Rx天线的数目有限，则流的最大数目也有限。如果代码字的数目有限，流的最小数目也有限。

通过在代码字和流之间的上述关系，如果天线的数目有限，则代码字或流的最大数目有限，使得代码字的有限数目可以与流的有限数目相组合。

上行链路和下行链路均要求在代码字和流之间的上述组合。

例如，假定将MIMO技术应用于下行链路。在该情形下，接收机必须被预先正确地通知组合，该组合用于来自在代码字和流之间的所有组合中的上述信息发射，使得可以正确地执行信息的解调/解码处理。

而且，如果将控制信息发射至上行链路，则来自在代码字和流之间的各种组合中的优选组合也必须被接收机识别。更具体地，为了实现MIMO技术，发射机必须识别接收机的信道和状态信息，使得该接收机必须经由上行链路通知各种控制信息。

例如，接收机考虑各种接收机状态(例如，测量的信道或缓冲器状态)，并且必须通知在代码字和流之间的优选的组合、对应于该优选组合的信道质量指示器(CQI)、以及对应于该组合的预编码矩阵索引(PMI)。不必说，根据使用的MIMO技术的类型，可以不同地确定详细的控制信息的内容。然而，接收机必须将在代码字和流之间的优选组合通知上行链路的上述事实是不可改变的。

又例如，如果将MIMO技术应用于上行链路，则仅将发射链路改变成与上述示例的描述不同的另一链路，并且除了发射链路变化以外的其余事实与上述示例的那些等同，使得必须通知在代码字和流之间的所有组合、使用的组合以及优选组合。

如果在代码字和流之间的所有组合可以由小数目的位来指示，则可以将控制信息更有效地发射至目的地。因此，需要一种用于有效指示在代码字和流之间的组合的方法。

发明内容

[技术问题]

因此，本发明针对一种用于MIMO系统的层映射方法和数据发射方法，该MIMO系统基本上消除了由于相关技术的局限性和不足所引起的一个或多个问题。

本发明的一个目的是提供一种方法，该方法用于合理地限制在代码字和流之间的组合的数目，并且减少指示组合的数目的信息位的数目。

本发明的另一目的是提供一种方法，该方法用于限制在多用户MIMO通信系统下的在代码字和流之间的组合的数目，减少用于指示组合的数目所需要的信息位的数目，以及提供有效的通信服务。

在本发明的又一方面是提供一种数据处理方法，该数据处理方法用于在无线通信系统中当经由多个Tx天线发射数据时，将单一代码字有效地分成至少两层。

本发明的又一方面是提供一种数据处理方法，该数据处理方法用于经由多个Tx天线发射数据，以减少在无线通信系统中的衰落现象的影响。

本发明的另外的优点、目的和特征将在下文中部分阐述，并且部分对于本领域的技术人员在研读下文时将变得显而易见或可以从本发明的实践中得知。本发明的目的和其他优点可以通过在该书面描述及其权利要求以及附图中所特别指出的结构来实现或达到。

[技术解决方案]

为了实现这些目的和其他优点，以及根据本发明的目的，如在此处所体现和广义描述的，一种用于在多入多出(MIMO)中空间复用的层映射方法包括：a)调制至少一个代码字中的每个代码字的预定位块，并且生成用于每个代码字的调制符号流；以及b)根据来自预定映射组合中的一个特定组合，将用于该至少一个代码字中的每个代码字的调制符号映射到至少一个层，其中，在预定映射组合的每个中，当预定数目与在所有层的数目除以所有代码字的数目时所获得的比率时，将单一代码字所映射到的层的数目限制到预定数目或更低。

优选地，MIMO系统使用最多4层和最多2个代码字，并且预定映射组合将单一代码字所映射到的层的数目限制到2或更低。

优选地，在预定映射组合中，将其中当使用了最大一个代码字时单一代码字被映射到至少两层的组合，从在至少一个代码字和至少一个层之间的所有可用映射组合中移除。

优选地，在预定映射组合中，将其中当所有层的最大数目是2时单一代码字被映射到至少两层的组合，从在至少一个代码字和至少一层之间的所有可用映射组合中移除。

优选地，将预定映射组合限制到其中当将两个代码字映射至三个层时，具有较低索引的一个代码字被映射至单一层，具有较高索引的另一代码字被映射至两层的组合。

优选地，预定映射组合是其中每个组合具有相同数目的代码字和层的多个组合由单一组合来表示的组合。

优选地，MIMO系统使用最多4层和最多2个代码字，并且预定映射组合包括其中单一代码字被映射至单一层的第一组合、其中两个代码字被分别映射至两个层的第二组合、其中两个代码字被映射至三个层的第三组合、以及其中两个代码字被映射至四个层的第四组合。

优选地，MIMO系统使用最多4层和最多2个代码字，并且预定映射组合包括其中单一代码字被映射至单一层的第一组合、其中两个代码字被分别映射至两个层的第二组合、其中两个代码字被映射至三个层的第三组合、以及其中两个代码字被映射至四个层的第四组合、和用于支持基于混合ARQ(HARQ)方案的重新发射的第五组合。

优选地，在第三组合中，来自两个代码字中的第一代码字被映射至来自三个层中的第一层，以及来自两个代码字中的第二代码字被映射至来自三个层中的第二和第三层。

优选地，在第四组合中，来自两个代码字中的第一代码字被映射至来自四个层中的第一和第二层，并且来自两个代码字中的第二代码字被映射至来自四个层中的第三和第四层。

优选地，在层映射步骤b)中，如果根据来自预定映射组合中的第三或第四组合将特定一个代码字映射至两层，则将构成该特定一个代码字的调制符号流交替映射至该两层。

在本发明的另一方面中，提供了一种用于允许多入多出(MIMO)系统的发射机经由多个发射(Tx)天线发射数据的方法，该方法包括：a)对特定数据块执行信道编码；b)调制由信道编码的数据块形成的位块，并且生成调制符号流；c)根据预定映射组合中的任何一个，将在调制符号流中包含的调制符号映射到至少一个层；以及d)发射层映射的符号，其中，预定映射组合中的每个包括特定组合，在该特定组合中，由通过特定数据块的调制生成的符号流所组成的单一代码字被映射到至少两个层，并且该特定组合被设计成将构成该单一代码字的符号流交替映射到该至少两个层。

优选地，MIMO系统使用最多4层和最多2个代码字，并且预定映射组合包括其中将单一代码字映射至单一层的第一组合、其中将两个代码字分别映射至两个层的第二组合、其中将两个代码字映射至三个层的第三组合、以及其中将两个代码字映射至四个层的第四组合。

优选地，在第三组合中，来自两个代码字中的第一代码字被映射至来自三个层中的第一层，并且来自两个代码字中的第二代码字被映射至来自三个层中的第二和第三层。

优选地，在层映射步骤c)中，如果根据来自预定映射组合中的第三或第四组合将特定一个代码字映射至两个层，则来自构成该特定一个代码字的符号流中的第偶数索引符号被映射至来自两个层中的第一层，并且第奇数索引符号被映射至来自这两个层中的第二层，使得第偶数索引符号和第奇数索引符号被交替映射至第一和第二层。

应当理解，本发明的前述的一般描述和下文的详细描述仅是示例性和解释性的，并且意在提供对如所请求保护的本发明的进一步解释。

[有益效果]

根据本发明的一个实施例的用于指示在代码字和流之间的组合的方法考虑各种方面可以合理地限制在代码字和流之间的所有组合的数目，使得它可以减少指示在代码字和流之间的所有组合的数目的信息位的数目。关于上述方面，上述方法考虑特定代码字的最大发射速率，将使用的可能性与指示相应组合的情形的数目相比较，维持可用于重新发射的组合，使用连续干扰消除(SIC)方法改善接收机的解码性能，考虑基于天线分组的流分组，并且考虑在多用户MIMO通信系统中的用户的便利性。

因为，本发明利用较少的位的数目来指示在MIMO通信系统中上行链路和下行链路均需要的所有代码字-流组合，从而提高了控制信息的效率。

本发明提供了一种方法，该方法用于根据在MIMO通信系统中的层映射代码块，发射所映射的代码块，以及另外保证由空间复用引起的空间分集增益。

在将单一数据块分成若干代码块并且代码块是信道编码的情形下，本发明通过将简单的功能添加至发射链，给予每个代码块足够的空间分集。

附图说明

附图被包含以提供对本发明的进一步的理解，附图图示了本发明的实施例，并且与描述一起用于解释本发明的原理。

在附图中：

图1是图示常规MIMO通信系统的框图；

图2示出了从N_T个Tx天线至Rx天线(i)的信道；

图3A是图示单一用户MIMO通信系统的概念图；

图3B是图示多用户MIMO通信系统的概念图；

图4是图示在MIMO通信系统中的代码字和流之间的关系的框图；

图5A是图示根据本发明的其中代码字最大数目是2并且天线最大数目是4的MIMO通信系统的框图；

图5B是图示根据本发明的其中代码字最大数目是2并且天线最大数目是2的MIMO通信系统的框图；

图6是图示根据本发明的假如当经由若干个流发射单一代码字时的调制编码集合(MCS)的概念图；

图7是图示根据本发明的在接收机中被执行以便改善代码字的解码性能的连续干扰消除(SIC)概念的概念图；

图8A示出了其中经由两个流发射单一代码字并且确定在该情形中是否执行SIC的特定情形；

图8B示出了其中经由两个流分别发射两个代码字并且确定在该情形中是否执行SIC的特定情形；

图9示出了两个代码字经由两个流被发射，一个代码字成功被接收到，并且另一代码字未能被接收到，并且请求重新发射已失败的代码字；

图10A～10C示出了用于以各种方式分组多个天线的各种方法；

图11示出了在多用户MIMO通信系统中用户的可用流的数目；

图12示出了在存在若干个流的条件下指示在其中只使用一个代码字的第一情形和其中使用两个代码字的第二情形之间的系统吞吐量的差异的仿真结果；

图13A～13C示出了根据SIC解码的顺序的接收端性能的仿真结果；

图14示出了当在代码字和流之间的所有组合的数目被限制到能够由给定位数目表示的组合的特定数目时的接收端性能的仿真结果；

图15是图示无线通信系统的框图；

图16是图示根据本发明的一个实施例的发射机的框图；

图17是图示根据本发明的另一实施例的发射的框图；

图18是图示根据本发明的一个实施例的信道编码方案的框图；

图19是图示根据本发明一个实施例的数据发射的概念图；

图20是图示根据本发明的另一实施例的数据发射的概念图；

图21是图示根据本发明的又一实施例的数据发射的概念图；

图22是图示根据本发明的又一实施例的数据发射的概念图；

图23示出了根据本发明的又一实施例的数据发射的概念图；

图24A是图示根据OFDMA方案的发射机的数据处理方法的框图；

图24B是图示根据OFDMA方案的接收机的数据处理方法的框图；

图25是图示用于将编码的代码块的系统部分和奇偶部分彼此分离并且对所分离的部分执行速率匹配的方法的概念图；

图26A～26B是分别图示单一代码字(SCW)和多个代码字(MCW)的概念图；

图27示出了根据本发明的用于WCDMA系统的HS-DSCH的编码链；

图28示出了根据本发明的LTE系统的下行链路FDD子帧结构；

图29A～29B示出了根据本发明的LTE系统的发射链结构；

图30示出了根据本发明的一个实施例的发射链结构；

图31A～31B示出了根据本发明的另一实施例的发射链结构；

图32A～32B示出了根据本发明的又一实施例的发射链结构；以及

图33示出了根据本发明的又一实施例的发射送链结构；

具体实施方式

现在将详细地参考本发明的优选实施例，优选实施例的示例在附图中图示。只要可能，相同的附图标记将在全部附图中使用以表示相同或相似的部件。

在描述本发明之前，应当注意，在本发明中公开的大多数术语与本技术领域中公知的通用术语相对应，但是一些术语已经由申请者根据需要进行了选择，并且在下文中将公开在本发明的下列描述中。因此，优选应当基于本发明中这些术语的意思来理解由本申请者定义的这些术语。

为了便于描述和更好地理解本发明，在本技术领域中公知的通用结构和设备将被省略或用框图或流程图来表示。只要可能，在全部附图中将使用相同的附图标记来表示相同或相似的部件。

本发明提供了一种用于合理地限制在代码字和流之间的所有组合的数目，并且减少指示所限制的数目的组合的信息位的数目的方法。为了该目的，本发明在考虑在代码字和流之间的可用组合的数目之后，考虑用于合理地限制所有组合的数目的方法。

如果Tx/Rx天线的数目如等式16所示被限制，则流的最大数目被限制。并且然后，如果代码字的数目被限制，则流的最小数目也被限制。

下文将描述与上述情形相关联的示例。

如果Tx/Rx天线的数目是4，则流或代码字的最大数目是4。同时，如果代码字的数目被限制，则可用的流的最小数目被限制。如果代码字的数目是2，则流的数目等于或高于“2”或更多。因此，如果Tx/Rx天线的最小值是4并且代码字的数目是2，则可用流的数目可以是2、3或4。如果Tx/Rx天线的最小值是2并且代码字的数目是2，则可用流的数目仅为“2”。

一般而言，在商用情形中Tx/Rx天线的数目是4或2，并且代码字的最大数目是2。最近，根据3GPP LTE，Tx天线的最大数目(N_T)已被设置成4，Rx天线的最大数目(N_R)已被设置成4，并且可允许的多代码字的最大数目已被设置成2，这已经在3GPP，R1-063013(批准的塔林(2006年8月28日至9月1日，爱沙尼亚，塔林)3GPP TSGRAN WG1#46的会议记录)和3GPP，R1-063613(批准的3GPP TSGRAN WG1#46bis的报告(2006年10月9～13日，韩国，首尔)中做了规定。

因此，本发明的下列描述假定Tx/Rx天线的数目是4或2，并且代码字的最大数目是2，但是本发明的范围不限于该假定，并且还可以根据需要应用于其他组合。

下文将描述在Tx/Rx天线的数目是4或2并且代码字的最大数目是2的条件下在代码字和流之间的组合方法。

图5A是图示根据本发明的其中代码字的最大数目是2并且天线的最大数目是4的MIMO通信系统的框图。图5B是图示根据本发明的其中代码字的最大数目是2并且天线的最大数目是2的MIMO通信系统的框图。

参考图5A，如果天线的数目是“4”，则流的最大数目被限制到“4”。因此，如果代码字的数目是“1”，则可用流的数目是1，2，3或4。如果代码字的数目是“2”，则可用流的数目是2，3或4。

参考图5B，如果天线的数目是“2”，则流的最大数目被限制到“2”。因此，如果代码字的数目是“1”，则可用流的数目是1或2。如果代码字的数目是“2”，可用流的数目仅被设置到“2”。

在该情形下，本发明关注在代码字和流之间的组合，而非在流和天线之间的组合。在图5A和5B中，在代码字和流之间的该组合由黑实线来表示。

事实上，根据MIMO系统的分类，不同地决定在流和天线之间的组合。因此，在给定限制条件下，流的数目是固定的，并且将仅考虑在同样限制条件下在代码字和流之间的组合。

如图5A所示，如果流的最大数目是4并且代码字的最大数目是2，则进行下列的组合，并且下文将对其进行详细描述。

如果天线的数目是4，即，如果流的最大数目是4，并且代码字的最大数目是2，则在代码字和流之间的所有组合如在下表1和2中所示出的：

[表1]

[表2]

在这种情形下，表1示出了当代码字的数目是1时各个组合的示例，并且表2示出了当代码字的数目是2时各个组合的示例。

在上述表格1或2中的代码字的顺序并不重要。一般而言，每个代码字包括能够区分每个代码字的特定的信息(例如：分组数目)。因此，本发明考虑多少代码字已被发射，而非考虑代码字的顺序。

如果每个流被映射至天线，则天线映射操作根据流的顺序而改变。而且，如果使用了预编码，则映射操作还根据考虑相应权重矢量的预编码顺序而改变。因此，该流具有固定的顺序，是的它必须指示组合的顺序。

如从表1和表2可以看出的，如果代码字的数目是1，则组合的数目是15。如果代码字的数目是2，则组合的数目是25。所以需要总共40个组合。因此，在代码字的最大数目是2并且流的最大数目是4的条件下无任何限制地允许所有组合的情形下，这些组合必须由6位(2⁵＝32＜40＜2⁶＝64)来指示。

同时，如图5B所示，如果流的最大数目是2，并且代码字的最大数目是2，则在代码字和流之间的所有组合如下。

如图5B所示，如果天线的数目是2，即，如果流的最大数目是2，并且如果代码字的最大数目是2，则各个组合的所有情形如下表3中所示出的：

[表3]

上述的表3示出了当代码字是1或2时提供的示例性组合。

如表3所示，如果流的最大数目是2并且代码字的最大数目是2，则可以识别出需要总共4个代码字-流组合。在这种情形下，如果无任何限制地允许所有的组合，则4个代码字-流组合必须由2位(2¹＝32＜4≤2²＝4)表示。然而，这种情形可以被认为是表1或2所示的使用最多4个流的特定情况的子集。因此，假如本发明可以使用最多4个流来有效地指示上述情形，则它也可以应用于使用最多两个流的另一情形。

同时，在根据天线的数目独立指示在代码字和流之间的组合的情形下，这种情形不予考虑，因为使用的位的数目是小数目。因此，本发明的下列实施例将公开一种用于基于使用最多4个流的特定情形，用更少的位数目有效地指示在代码字和流之间的所有组合的方法。如果可以用更少的位数目来指示在代码字和流之间的组合，则可以提高控制信号的发射效率。

如果在代码字和流之间的给定限制是：流的最大数目是4并且代码字的最大数目是2，则使在代码字和流之间的所有组合可用，使得需要总共6位来无任何限制地指示所有组合。本发明的一个实施例提供了一种用于限制在代码字和流之间的所有组合，以减少指示来自这些组合中的使用的组合的信息单元的数目的方法。

为了实现上述实施例，下文将描述一种用于限制发射每个代码字所经由的Tx流的数目并且减少在代码字和流之间的所有组合的数目的方法。

图6是图示根据本发明的假如当经由若干个流发射单一代码字时的调制编码集合(MCS)的概念图。

参考图6，如果经由多个天线发射了若干个流，则每个流经历各种信道环境。在这种情形下，如果经由若干个流(例如，流1～3)发射了单一代码字(例如：代码字1)，则在相应的代码字的解码期间，立即平均了各个流的不同信道环境。

如图6所示，如果经由基于256QAM并且编码率＝8/9的MCS的第一流1、基于64QAM并且编码率＝1/2的MCS的第二流2、以及基于BPSK并且编码率＝1/10的MCS的第三流来发射代码字1，则代码字1具有与在用第一至第三流的MCS级别的平均MCS级别发射代码字1的情形下的效果相同的效果，使得效率可能低于经由良好流来发射要求高速发射的代码字的另一情形的效率。

根据信道容量，最优选根据各个流的信道环境自适应地发射每个代码字，使得也优选单一代码字被发射至每个流。换言之，假如存在四个代码字，如果使用四个流发射四个代码字，则可以提供最优条件。

然而，根据上述使用最多4个流并且使用最多2个代码字的情形，如果在给定条件下必须使用最多4个流，则每个代码字必须经由至少两个流来发射。

因此，本发明的一个实施例限制发射每个代码字所经由的Tx流的数目，使得经由来自所有流中的最小数目的流发射给定代码字。结果，减少了在代码字和流之间的所有组合的数目。

更详细地，根据使用最多4个流并且使用最多2个代码字的该实施例，优选限制代码字-流组合，使得单一代码字应当被限制最多到两个流。

于是，在代码字和流之间的组合可以由下表4和5来表示：

[表4]

代码字	流	组合细节	出现的数目
				1	1	{代码字，流1}，{代码字，流2}，{代码字，流3}，{代码字，流4}	4

	2	{代码字，(流1，流2)}，{代码字，(流1，流3)}，{代码字，(流1，流4)}，{代码字，(流2，流3)}，{代码字，(流2，流4)}，{代码字，(流3，流4)}，	6
				小计			10

表5

上述表4示出了当代码字的数目是1时在代码字和流之间的示例性组合。上述表5示出了当代码字的数目是2时在代码字和流之间的示例性组合。

如从表4和5可以看到的，假如根据本发明的一个实施例经由最多2个流发射单一代码字，则当代码字的最大数目是1时组合的数目是10，并且当代码字的最大数目是2时，组合的数目是21，使得需要总共31个组合。可以由5位来表示31个组合(2⁴＝16＜31＜2⁵＝32)。

同时，本发明的更优选的实施例限制用于发射单一代码字的流的数目，并且同时，移除具有比使用的可能性的数目情形的数目更多的特定组合，使得可以进一步地减少所有组合的数目，并且下文将对其进行详细描述。

更具体地说，本发明的一个实施例进一步假定排除了其中三个流适于发射来自表4和5所示的所有组合中的代码字的情形的特定条件。

虽然上述使用三个流的情形对应于3的信道秩，但是3的信道秩可以被改变成另一秩，使得所改变的秩可以被指示。排除了上述使用来自若干流中的三个流的情况的原因是，如表5所示在三个流的情形中得到的组合的数目是12，使得12个组合占用了所有组合的38.7％，但是根据仿真的结果，选择使用三个流的情形的可能性大约是20％。

因此，优选将具有比选择用于发射的可能性更多的组合的情形从所有情形中排除。结果，本发明的上述实施例将具有许多数目的情形的组合从在代码字和流之间的所有组合中移除，使得有效地减少了控制信息的位的数目。

与上述描述相关联的详细示例可以由下表6来表示：

[表6]

根据表6所示的本发明的实施例，假如移除了具有比使用的可能性更多数目情形(即，使用3个流的情形)的特定组合，则当代码字的最大数目是1时在代码字和流之间的组合的数目是10，并且当代码字的最大数目是2时在代码字和流之间的组合数目是9，使得需要总共19个组合。

因此，其中单一代码字经由最多2个流发射并且排除使用3个流的情形的实施例可以由5位(2⁴＝16＜19＜2⁵＝32)来表示。在这种情形下，指示所有组合的控制信息的位的数目可以低于表4或5的数目，然而，如果将上述的情形应用于其他示例，则所有组合可以用更少的位数目来表示。

同时，本发明的另一实施例限制用于发射单一代码字的流的数目，并且同时移除具有比可能使用更多的数目情形的特定组合。并且，如果使用两个流来改善接收操作，则本发明的上述实施例移除单一代码字经由两个流发射的组合，使得它可以进一步减少在代码字和流之间的所有组合的数目。下文将详细描述上述实施例。

图7是图示根据本发明的在接收机中执行以便改善代码字的解码性能的连续干扰消除(SIC)概念的概念图。

如果在接收机中接收到若干个代码字，则该接收机可以执行SIC以改善Rx信号的解码性能。如图7所示，如果接收机同时接收到代码字1和代码字2，则它首先解码代码字1，从所有Rx信号中移除与已解码的代码字1相关联的所有信号，并且使用其余的信号解码代码字2，使得可以改善所有信号的解码性能。

在该情形下，如图7中所示，为了执行上述SIC，需要发射若干代码字。如果虽然接收到若干个流，但是单一代码字被分配至若干个流并且然后被发射，则接收机不能执行图7所示的SIC。

图8A示出了其中经由两个流发射单一代码字并且确定在该情形中是否执行SIC的特定情形。图8B示出了其中经由两个流分别发射两个代码字并且确定在该情形中是否执行SIC的特定情形。

参考图8A，如果经由两个流发射单一代码字，则独立代码字不包括在两个Rx流的每个Rx流中，使得SIC无法应用于图8A的情形。

参考图8B，如果经由两个流发射两个代码字，则图7中所示的SIC可以应用于经由每个流发射的Rx信号，使得可以改善Rx信号的解码性能。

因此，本发明的另一实施例限制用于发射单一代码字的流数目，如表6中所示(例如：2个流或低于2个流)，并且移除具有比使用的可能性更多的数目情形的特定组合(例如，移除其中允许3个流的组合)。并且，如果使用两个流来进一步限制指示所有代码字-流组合的位数目，则本发明的上述实施例移除了其中经由两个流发射单一代码字的(图8A所示的)组合，使得接收机可以使用SIC改善Rx信号的解码性能。

在该种情形下，上述示例不具有其中流的数目是3的组合。如果流的数目是1，2或4，则仅存在一个代码字-流组合，如下表7所示：

[表7]

参考表7，当代码字的最大数目是1时组合的数目是4，并且当代码字的最大数目是2时组合的数目是9，使得需要总共13个组合。因此，在根据该实施例的该示例的情形中，在代码字和流之间的所有组合可以由4位(2³＝8＜13＜2⁴＝16)来表示。因此，根据指示所有组合的位数目，表7的方法优于表6的方法。

同时，本发明的上述实施例已经考虑了信道容量、组合指示的效率、以及基于SIC的Rx性能改善，以便有效地减少在代码字和流之间的所有组合的数目。

在仅考虑减少所有代码字流组合的数目的效率的情形下，如果HARQ通信系统的接收机生成重新发射请求，则在正确处理重新发射请求中可能出现意外问题。

因此，本发明的另一实施例通过从所有组合中移除具有比要使用的可能性更多数目情形的特定组合来限制所有代码字流组合的数目，并且保持可用于诸如HARQ的重新发射方案的组合。下文将描述上述实施例的详细描述。

图9示出了两个代码字经由两个流发射、一个代码字成功地被接收到并且另一个代码字未能被接收到以及请求了已失败代码字的重新发射。

参考图9，如果在第一发射期间两个代码字经由两个流被发射，则假定在两个代码字之间的代码字1成功地被接收到，并且与另一个代码字对应的代码字2未能被接收到，使得NACK信号被发射到发射机。在这种情形下，如果“跟踪合并(Chase Combing)”方案应用于重新发射，则优选代码字2经由两个流被发射。

然而，上述组合没有包含在表7所示的组合中。因此，本发明的一个实施例从所有组合中移除了具有比要使用的可能性更多数目情形的特定组合(例如，具有三个流的组合)，并且保持可用于诸如HARQ的重新发射方案的上述组合。本发明的上述实施例可以通过下面的表8和9来表示：

[表8]

[表9]

上述表8示出了当使用单一代码字时在代码字和流之间的组合。上述表9示出了当使用两个代码字时在代码字和流之间的组合。

如可以从表8和9看到的，从其中使用最多4个流以及使用最多两个代码字的上述示例的所有组合中排除具有比使用的可能性更多数目的情形的特定组合(即，具有三个流的特定情形)。如果保持了其中经由两个或四个流发射能够用于重新发射的单一代码字的特定组合，以及其中经由一个或两个流发射两个代码字中的每个代码字的组合，则使11个组合可用于其中使用单一代码字的情形，并且使9个组合可用于其中使用两个代码字的另一情形，使得总共20个组合可用。因此，所有这些组合可以由位(2⁴＝16＜20＜2⁵＝32)来表示。

用于指示在图8和9所示的代码字和流之间的组合的位数目需要5位，使得用于特定情形中的组合的数目可以被进一步限制，导致相应组合的数目的减少。下表10示出了进一步限制其中经由两个流发射两个代码字的组合。

[表10]

参考表10，当代码字的最大数目是1时，组合的数目是11，并且当代码字的最大数目是2时，组合的数目是3，使得需要总共14个组合。因此，排除了其中三个流情形的上述情形，保持了其中考虑重新发射的组合，并且经由两个流发射两个代码字可以由4位(2³＝8＜13＜2⁴＝16)构成的控制信息来表示(2³＝8＜13＜2⁴＝16)。

同时，根据关于表3-10的本发明的详细实施例，用于指示在代码字和流之间的所有组合所需要的控制信息的位的数目(即，位数目)被确定是能够指示比所有组合的数目更高的2的幂的位数目。在该情形下，能够由要求的控制信息的位数目来表示的代码字-流组合的数目一般高于应用了预定限制的所有组合的数目。

因此，与表3～10相关联，本发明的另一实施例将另外的组合添加到所有受限制的组合中，这些另外的组合对应于在由指示所有受限制的组合的信息片(例如表10中的4位)的数目所表示的组合的数目(例如，表10中的16个组合)，和所有受限制组合的数目(例如，表10中的13个组合)之间的差，并且下文将对其进行详细描述。

表6～10所示的情形指示其中排除了针对情形的数目比要使用的可能性更高的情形的组合的情形，诸如当流的数目是“3”时的情形，使得可以极大地减少用于指示所有组合所需要的位的数目。然而，表6～10所示的上述情形不能指示其中使用三个流的情形，但是它们能够减少组合的数目，从而导致意外问题的发生。

同时，在由用于指示所有组合所需要的位的数目表示的组合的最大数目和实际使用的组合的数目之间的存在差异。换言之，假定实际组合的数目是M，并且根据等式2^N-1＜M≤2^N需要N位来指示这些组合。结果，可以进一步添加与在由N位表示的最多可表达的组合的数目(2^N)和实际组合的数目(M)之间的差(2^N-M)相对应的预定数目的组合。

因此，本发明的一个实施例添加其中使用三个流的特定组合。特定组合的数目对应于在由用于指示所有组合所需要的位数目表示的组合的数目和所有实际组合的数目之间的差。因此，该实施例提供了一种用于在不增加用于指示所有组合所需要的位的数目的情况下使用三个流的方法。

更具体地说，表7可以指示由4位控制信息限定的所有组合(即，13个组合)。在该情形下，使用与在能够由控制信息表示的16个组合和13个组合之间的差相对应的三个流的特定组合可以被添加至表7的组合。以这种方式，表10的情形可以进一步包括两个组合，每个组合使用三个流。

然而，由使用三个流的情形占用的组合的数目高于能够添加的组合的数目。换言之，来自每个情形使用两个流的若干情形中的每个情形使用单一代码字的情形的数目是4，并且每个情形使用两个代码字的其他情形的数目是12。因此，对于上述一些情形，选择性地执行组合添加。

例如，可以将三个组合添加至表7，使得假定从三个流组合中仅选择了连续号码。换言之，假定选择了“流1，流2和流3”、“流2，流3和流4”或“流3，流4和流1”的顺序。事实上，流号码以数字升序固定，使得为了便于描述可以将“流3，流4和流1”认为是“流1，流3和流4”。

如果添加了使用单一代码字的组合，则所添加的组合可以是{代码字，(流1，流2，流3)}、{代码字，(流2，流3，流4)}或者{代码字，(流1，流3，流4)}，如下表11所表示的：

[表11]

在表11中，所添加的组合由阴影部分表示。

而且，如果添加了使用两个代码字的组合，则所添加的组合可以是，[{代码字，流1}，{代码字，(流2，流3)}]、[{代码字，流2}，{代码字，(流3，流4)}]以及[{代码字，流1}，{代码字，(流3，流4)}]，如由下表12所表示的：

[表12]

在表12中，所添加的功能可以由阴影部分表示。

同时，对于另一示例，可以将两个组合添加至表10，使得假定从三个流组合中仅选择了连续的号码。换言之，假定选择了“流1，流2和流3”以及“流2，流3和流4”的顺序。在添加使用单一代码字的组合的特定情形的情况下，可以添加{代码字，(流1，流2，流3)}和{代码字，(流2，流3，流4)}。在添加使用两个代码字组合的的另一情形的情况下，可以添加[{代码字，流1}，{代码字，(流2，流3)}]以及[{代码字，流2}，{代码字，(流3，流4)}]。在下列的表13和14中可以示出上述组合：

[表13]

[表14]

在表13和14中，所增加的组合由阴影部分表示。

同时，本发明的另一实施例将流分组视为用于限制在代码字和流之间的组合数目的合理方法，下文将对其进行详细描述。

如果将四个天线用于MIMO技术，则各个天线必须构造彼此独立的独特的信道环境，以便实现最优状态。为此目的，各个天线被彼此物理地分隔开。

然而，当实际使用天线时，通过各种原因将流分组，使得在每个组中包含的天线可以彼此相互关联。

图10A～10C示出了用于以各种方式将多个天线分组的各种方法。

图10A示出了四个天线配置独立信道而没有任何分组的理想情形。然而，四个天线以预定的距离彼此分隔开，使得发射机或接收机可能没有足够的空间来配置独立的信道。具体而言，图10A的结构难以应用于移动终端。

为了解决上述问题，图10B的结构已经被广泛使用。在图10B的结构中，将两个天线分成一组，每组的天线具有相关信道，并且不同组的其他天线具有独立信道。并且，图10C的另一结构也可以被用于解决上述问题。在图10C的结构中，通过交叉极化分集(CPD)方案将两个天线分成一组，一组天线水平极化，另一组天线垂直极化。

在另一天线分组示例中，如果使用总共4个天线，则两个天线的信道状况被稳定地测量，并且其余两个天线的信道状况不稳定，使得错误频繁出现在其余两个天线中。在这种情形下，具有稳定信道状况的天线被分到一组，并且具有不稳定信道状况的其他天线被分为一组，使得这四个天线被两个两个地分组。

如上所述，如果天线被分组并且受限制，则对应于这些天线的流也受限制，并且可以认识到，预定的流被分组。

因此，本发明的一个实施例提供了一种用于限制在代码字和流之间的所有组合的数目的方法。更具体地说，上述实施例限制流的数目，每个流发射单一代码字，如表4和5所示，并且将流分组。并且，如果经由与在单一组中包含的流的数目相对应的流发射单一代码字，则上述实施例控制该单一代码字经由在单一组中包含的流进行发射，使得减少了在代码字和流之间的组合的数目。下文将描述上述实施例的详细描述。

在具体实施例中，假定第一流1和第二流2形成单一组，并且第三流3和第四流4形成另一组。在这种情形下，根据本发明的一个实施例，如果经由两个流发射单一代码字，则可以将该代码字仅分配给单一组，并且所有受限制的组合在下表15中示出：

[表15]

参考表15，如果代码字的最大数目是1，则可用组合的数目是6。如果代码字的最大数目是2，则可用组合的数目是11，使得总共17个组合可用。

因此，如上所述，如果经由最多2个流发射单一代码字，则若干个流被两个两个地分组，并且经由两个流发射单一代码字，本发明允许仅经由在相同组中包含的流来发射单一代码字。在该情形下，所有代码字-流组合可以由最多5位(2⁴＝16＜17＜2⁵＝32)来表示。

同时，根据本发明的另一实施例，如果限制在代码字和流之间的组合，并且同时发射与表15相关联的若干代码字，则上述实施例允许代码字经由不同组的流被发射，或允许经由相同组的流发射代码字，使得可以进一步减少所有代码字-流的组合的数目。下文将对上述实施例进行详细描述。

与表15相关联，如果发射若干个代码字以进一步减少用于指示所有组合所需要的位的数目，即，如果发射了两个代码字，则经由不同组的流或相同组的其他流发射各个代码字，使得经由不同信道环境发射代码字，从而导致获得分集增益。

在这种情形下，其中经由不同组的流发射两个代码字的上述情形可以指示在它们的分组中具有相同或类似信道环境的流被分成单一组。其中经由相同组的流发射两个代码字的其它情形可以指示在它们的分组中具有不同信道环境的流被分成单一组。换言之，如果经由不同信道环境发射两个代码字，则根据流分组方法经由不同组的流或者相同组的其它流发射这些代码字。

与表15相关联，如果第一流1和第二流2配置单一组，并且第三流3和第四流4配置另一单一组，其中经由不同组的流发射两个代码字的上述情形可以由下表16来表示：

[表16]

在表16中，受限制的部分由阴影部分来表示。

参考图16，如果代码字的最大数目是1，则所有组合的数目是6。如果代码字的最大数目是2，则所有组合的数目是9，使得总共15个组合可用。因此，在本发明的上述示例中，需要最多4位(2³＝8＜15＜2⁴＝16)来指示在代码字和流之间的所有组合。

同时，其中经由相同组的流发射两个代码字的上述情形可以由下表17来表示：

[表17]

在表17种，受限部分由阴影部分来表示。

参考图17，如果代码字的最大数目是1，则所有组合的数目是6。如果代码字的最大数目是2，则所有组合的数目是7，使得总共13个组合可用。因此，在本发明的上述示例中，需要最多4位(2³＝8＜15＜2⁴＝16)来指示在代码字和流之间的所有组合。

同时，本发明的另一实施例提供了一种用于限制与表4和5相关联的代码字或流的数目的方法。更具体地说，上述实施例限制发射单一代码字所经由的Tx流的数目，使用表15～17将流分组，允许经由至少两个代码字来发射至少两个流，并且允许接收机执行与图7相关的SIC方案，使得它减少所有代码字-流组合的数目，并且改善Rx信号的解码性能。

换言之，与图7、8A和8B相关联，如果发射若干个流(例如，两个流)，并且各个流具有独立代码字，则接收独立代码字的Rx信号可以改善每个字的解码性能。然而，如果单一代码字被分配至各个流并且然后被发射，则接收机不能执行SIC方案。

因此，假如至少两个流发射至少两个代码字，得出下表18：

参考表18，如果代码字的最大数目是1，则所有代码字-流组合的数目是4。如果代码字的最大数目是2，则所有代码字-流组合的数目是11，使得总共15个组合可用。因此，在本发明的上述示例中，需要最多4位(2³＝8＜15＜2⁴＝16)的控制信号来指示在代码字和流之间的所有组合。

本发明的上述实施例假定使用单一用户MIMO通信系统。然而，在考虑多用户MIMO通信系统的情形下，在代码字和流之间的条件可以改成另一条件。

考虑上述多用户环境，本发明的另一实施例提供了一种用于合理地限制所有代码字-流组合的数目的方法，并且下文将对其进行详细描述。

为了从多用户MIMO通信系统获得多用户分集增益，搜索处理对于具有互相正交信道的用户是重要的。如果单一用户使用所有流，则单一用户MIMO系统被设置成用户无法获得多用户分集增益。为了实现多用户MIMO通信系统，优选减少每个用户能够使用的流数目。

本发明的实施例限制所有代码字-流组合的数目，以从单一用户或多用户MIMO通信系统有效地获得多用户分集增益。为了便于描述，在下列示例中，假定流的最大数目是4，并且代码字的最大数目是2。

优选地，多用户MIMO通信系统可以从若干个用户中选择具有互相正交信道的用户。然而，事实上，仅选择正交用户的概率低。多用户MIMO通信系统具有选择信道彼此正交的用户的较高概率，使得它可以被更稳定地操作。

图11示出了在多用户MIMO通信系统中用户可用流的数目。

参考图11，如果单一用户使用至少两个流，则将另一限制应用于用户的选择处理。

换言之，如果单一用户使用两个或多个流，则穿过相应用户的所有流的信道必须彼此正交。使用两个或多个流的用户必须从满足下列条件的若干用户中选择。此后，必须执行用于从相应用户中搜索具有互相正交信道的特定用户的处理。在该情形下，可以将各种方法用作最终选择，例如，最大总计速率(SUM-RATE)方法。

更具体地说，如图11所示，如果第一用户使用第一流1和第二流2，则使用第一和第二流1和2的第一用户1的两个信道必须彼此正交，并且必须从满足上述正交条件的用户中选择第一用户1。

使用第三流3的第二用户2的信道必须与使用第四流4的第三用户的信道正交，用于选择满足上述正交条件的用户的处理比其中所有用户使用单一流的另一情形的处理更困难。因此，为了支持其中单一用户使用若干个流的上述情况，在存在更多用户的条件下，上述操作可以被容易地执行。

因此，为了在多用户MIMO通信系统中容易地选择期望的用户，本发明的一个实施例允许单一用户仅使用一个流来限制所有代码字-流组合的数目。在该情形下，在代码字和流之间的可用组合可以由下表19来表示：

[表19]

代码字	流	组合细节	出现的数目
				1	1	{代码字，流1}，{代码字，流2}，{代码字，流3}，{代码字，流4}	4
总计			4

如从表19中可以看到的，为了在多用户MIMO通信系统中容易地选择期望的用户，本发明的上述实施例限制代码字-流组合的数目，使得单一用户可以仅使用一个流。在该情形下，所有组合的数目是4，并且可以由最多2位来表示(2¹＜4＜2²＝4)。

同时，与表19相关联，本发明的上述实施例允许单一用户仅使用一个流，使得多用户MIMO系统可以容易地在用户之间选择正交信道，然而，应当注意，每个用户的最大峰值速率可能被损害。

因此，为了解决上述问题，本发明的另一实施例允许单一用户使用若干个流，但是它允许各个流使用不同代码字。下文将对上述实施例进行详细描述。

更具体地说，假如单一用户使用两个流，则每个用户的最大峰值速率可以高于图19中所示的情形的最大峰值速率。而且，本发明的上述实施例允许各个流使用不同代码字，并且将SIC方案应用于在接收机中接收到的Rx信号，使得它可以改善解码性能。

在该情形下，在代码字和流之间的所有组合可以由下表20来表示：

[表20]

代码字	流	组合细节	出现的数目
				2	2	[{代码字，流1}，{代码字，流2}][{代码字，流1}，{代码字，流3}][{代码字，流1}，{代码字，流4}][{代码字，流2}，{代码字，流3}][{代码字，流2}，{代码字，流4}][{代码字，流3}，{代码字，流4}]	6
总计			6

参考表20，所有代码字-流组合的数目是6，并且可以由最多3位(2²＝4＜6＜2³＝8)来表示。

同时，与表19和20相关联，本发明的上述实施例具有前述的优点和不足。根据本发明另一实施例的多用户MIMO通信系统容纳了应用这些优点和不足的代码字-流组合，并且可以根据各种情形选择性地使用该组合。

在这种情形下，在代码字和流之间的所有组合可以由下表21来表示：

[表21]

代码字	流	组合细节	出现的数目
				1	1	{代码字，流1}，{代码字，流2}，{代码字，流3}，{代码字，流4}	4
2	2	[{代码字，流1}，{代码字，流2}][{代码字，流1}，{代码字，流3}][{代码字，流1}，{代码字，流4}][{代码字，流2}，{代码字，流3}][{代码字，流2}，{代码字，流4}][{代码字，流3}，{代码字，流4}]	6
				总计			10

在该情形下，如从表21中可以看到的，如果单一用户使用单一流，则使4个组合可用。如果单一用户使用两个流，则使6个组合可用，使得总共10个组合可用。因此，上述组合可以由最多4位(2³＝8＜10＜2⁴＝16)来表示。

上述实施例已经公开了一种用于减少在代码字和流之间的数目的逻辑方法。

同时，本发明的一个实施例将公开一种用于考虑接收机的Rx方案和Rx性能另外地减少代码字-流组合的数目的方法，并且下文将对其进行详细描述。

如果将基于SIC的接收机用作本发明的接收机，并且存在若干个代码字，则根据代码字的保护顺序，可以改变总体系统性能。因此，必须考虑在每个组合中的代码字的顺序。

首先，如图5A所示，如果流的最大数目是4，并且代码字的最大数目是2，则提供下列组合。

如果天线的数目是4，即，如果流的最大数目是4，则代码字的最大数目是2。在该情形下，所有可用代码字-流组合如在下表22和23中所示：

[表22]

代码字	流	组合细节	出现的数目
				1	1	{代码字1，流1}，{代码字1，流2}，{代码字1，流3}，{代码字1，流4}	4
2	2	{代码字1，(流1，流2)}，{代码字1，(流1，流3)}，{代码字1，(流1，流4)}，{代码字1，(流2，流3)}，{代码字1，(流2，流4)}，{代码字1，(流3，流4)}	6
					3	{代码字1，(流1，流2，流3)}，{代码字1，(流1，流3，流4)}，{代码字1，(流1，流2，流4)}，{代码字1，(流2，流3，流4)}	4
	4	{代码字1，(流1，流2，流3，流4)}	1
				小计			15

[表23]

表22示出了当代码字的数目是1时各个组合的示例。表23示出了当代码字的数目是2时各个组合的示例。

在表22或23中的代码字的顺序由连续的号码来表示。代码字号码指示当接收机使用基于SIC的接收机时的解码顺序。此后，如图7所示，代码字1被首先解码，将于代码字1相关的干扰信号从Rx信号中移除，并且然后，将代码字2解码。

换言之，当将每个流重新映射至天线时，根据流的顺序而改变天线映射操作。而且，如果使用预编码方法，则根据与相应权重矢量相关联的预编码顺序来改变天线映射操作。因此，这些流具有固定顺序，使得也必须指示在组合中的流的顺序。

如从表22和23中可以看到的，如果代码字的数目是1，则组合的数目是15。如果代码字的数目是2，则组合的数目是50，使得需要总共65个组合。因此，在代码字的最大数目是2并且流的最大数目是4的条件下，为了无任何限制地允许所有组合，需要最多7位(2⁶＝64＜65＜2⁷＝128)。

同时，如图5B所示，当流的最大数目是2并且代码字的最大数目是2时，所提供的所有代码字-流组合如下。

如图5B所示，如果天线的数目是2，即，如果流的最大数目是2，则代码字的最大数目是2。各个组合的所有情形如在下表24中所示：

[表24]

表24示出了假如当代码字的数目是1或2时的各个组合的所有示例。

如表14所示，如果流的最大数目是2，并且代码字的最大数目是2，则需要总计5个代码字-流组合。在该情形下，在流的最大数目是2并且代码字的最大数目是2的条件下，为了没有任何限制地允许所有组合，需要最多3位(2²＝4＜5＜2³＝8)。然而，上述情形可以被认为是其中使用表22和23所示的最多4个流的情形的子集。因此，如果可以有效地指示其中使用最多4个流的上述情形，则应当注意，这种情形也可以被应用于其中使用最多2个流的另一情形。

如上所述，其中最大数目的流的上述情形需要小的位数目来独立地指示在代码字和流之间的组合，使得对它不作考虑。因此，本发明的下列实施例将公开一种用于基于其中使用最多4个流的上述情形利用较少的位数目来有效地指示所有代码字-流组合的方法。如果可以用较少的位数目来表示在代码字和流之间的组合，则可以增强控制信号的Tx效率。

如上所述，如果在代码字和流之间的的给定限制条件是：流的最大数目是4，并且代码字的最大数目是2，则使在代码字和流之间的65个组合可用。为了无任何限制地指示所有65个组合，需要总计7位。

本发明的一个实施例将公开一种用于考虑接收机的Rx方案和Rx性能来限制在代码字与流之间的所有组合，使得它可以减少指示来自所有组合中的使用的组合的信息片的数目的方法。

图12示出了在具有若干个流的条件下，指示在其中仅使用一个代码字的第一情形和其中使用两个代码字的第二情形之间的系统吞吐量的差异的仿真结果。

在图12中，“SCW”是单一代码字的缩写，“MCW”是多个代码字的缩写。“MMSE”指示在接收机中使用基于最小均方误差(MMSE)的接收机的特定情形。“MMSE+SIC”指示在接收机中使用能够通过将SIC方案应用于MMSE结果信号来执行干扰消除的特定接收机。在水平轴上的“Ior/Ioc”指示节点B的Tx功率与干扰功率的比率。该Tx功率与干扰功率的比率可以通过SINR来计算，并且物理上类似于SINR。

图12的详细仿真假定如下。使用两个Tx天线和两个Rx天线，使用基于3GPP TR 25.892的MCS方案，并且将最简单的每天线速率控制(PARC)方案用作MIMO方案。假定由ITU提出的“步行B(pedestrianB)”模型被用作仿真信道，并且移动终端具有3km/h的速度。并且，假定OFDM方案被用作发射方案，FFT的长度是1024，实际用于10MHz带宽的子载波的数目是600，并且循环前缀(CP)的大小是74。

如从图12的结果中可以看到的，在发射两个流的情形下，其中两个流被分配至两个代码字的第一情形具有比其中经由单一代码字发射两个流的第二情形的更优的良好性能。根据流或代码字的数目，上述结果具有相同结果。如果将上述结果一般化，则可以获得下列结果。换言之，如果使用若干个流，则优选使用若干个代码字而非单一代码字来提高整体系统性能。因此，如果若干个流被用于限制在代码字和流之间的所有组合的数目，则本发明的一个实施例提供了一种用于限制允许单一代码字使用所有流的组合的方法。

更具体地说，如上所述，当代码字-流组合具有两个或更多流时，其中使用最多4个流以及最多2个代码字的上述实施例，可以允许经由两个代码字来发射期望的数据。

根据本发明的上述实施例的在代码字和流之间的组合可以由下表25来表示：

[表25]

参考表25，假如当使用若干流时，若干代码字可用，并且存在用于允许使用若干代码字而非单一代码字的限制条件，则当代码字的最大数目是1时，组合的数目是4，当代码字的最大数目是2时，组合的数目是50，使得需要总共54个组合。这些54个组合可以由最多6位来表示(2⁵＝32＜54＜2⁶＝64)。

本发明的更优选的实施例提供了一种用于基于SIC方案来固定解码顺序以减少所有组合的数目的方法。

图13A～13C示出了根据SIC解码顺序的接收端性能的仿真结果。

可以认识到，图25所示的所有组合包括当在接收机中使用SIC方案时指示解码顺序的特定部分。为了指示代码字和相关联SIC接收机的解码顺序，在代码字和流之间的组合被对称地重复。

例如，如果两个流被使用(即流1和流2)，则存在第一组合(代码字1，流1)和(代码字2，流2)，并且也存在第二组合(代码字1，流2)和(代码字2，流1)。第一组合的解码顺序与第二组合的解码顺序对称地不同。图13A示出了指示在第一和第二组合之间的性能差异的仿真结果。图13B示出了使用三个流的情形，并且图13C示出了使用四个流的另一情形。图13A～13C的同时环境在天线数目上是不同的，并且图13A～图13C的其余部分与图12的那些相同。更具体地说，图13A示出了两个天线，图13B示出了三个天线，并且图13C示出了四个天线，并且除了天线数目以外的其余部分与图12相同。

为了分析该仿真结果，下文将描述图示使用4个流的情形的性能的图13C的情形。

在图13A中，“Max”是其中包含指示SIC解码顺序的所有原始组合的特定情形。“(12，34)L1，L2第一”是特定情形，在该特定情形中，流1和2(或层1和2)L1和L2被分配至第一代码字1，当流3和4(或层3和4)被用于第二代码字2时，在SIC解码期间第一代码字1的流1和2被首先解码，并且然后第二代码字2的流3和4被解码。以这种方式，“(34，12)L3，L4第一”是特定情形，在该特定情形中，流3和4被分配至第一代码字1，流1和2被分配至第二代码字2，对应于第一代码字1的流3和4被首先解码，并且然后对应于第二代码字2的其他流1和2被解码。

如从图13C的结果可以看出的，在其中两个流被分配至每个代码字的情形(12，34)或(34，12)中，在(12，34)的情形和另一(34，12)情形之间的性能几乎不存在差异。

而且，在其中将单一流分配至单一代码字并且三个流被分配至其他流的情形(1，234)或(234，1)中，在(1，234)的情形和(234，1)的情形之间的顺序几乎不存在差异。

在另一方面中，其中将两个流分配至每个代码字的情形，具有比其中将单一流分配至单一代码字并且三个流被分配至其他流的另一情形更优的良好性能。虽然其中将两个流分配至每个代码字的上述情形的性能稍低于允许所有情形的另一情形的性能，但是应当注意，上述两种情形的性能彼此非常接近。因此，在性能方面，优选将SIC解码顺序固定成仅预定顺序，并且由单一代码字选择最多2个代码字。

图13B示出了当使用三个流时的不同性能，其中，将单一流分配至单一代码字，并且将两个流分配至另一代码字。在该情形下，更优选由这两个流构成的代码字在单一流已经被解码之后被解码，从而实现更高的性能。

图13A示出了当使用总共2个流时的性能，其中，将单一流分配至每个代码字。在该情形下，可以认识到，在解码的编码之间几乎不存在性能差异，无论这些解码字的解码顺序如何。

通过图13A～13C的性能，获得下列三个结果。

根据第一结果，SIC接收机的解码顺序被固定，使得代码字1首先被解码，并且然后代码字2被解码。

根据第二结果，如果被分配至第一代码字1的流的数目与被分配至代码字2的流的数目不对称，则来自第一和第二代码字1和2中的具有较少数目的流的代码字首先被解码。例如，如果所有组合的数目是3，则一个代码字具有单一流，并且另一代码字具有两个流，由仅一个流构成的代码字首先被解码。为此目的，将单一流分配至第一代码字1，并且将两个流分配至第二代码字2。

根据第三结果，将最多2个流分配至单一代码字。

更具体地说，根据其中使用最多4个流和最多2个代码字的该实施例，假定在图22和23所示的所有组合中的SIC接收机的解码顺序是固定的，则移除具有指示SIC解码顺序的对称结构的分配处理，并且SIC接收机首先解码该第一代码字1，并且然后解码第二代码字2。即，在本发明的上述实施例中使用的“SIC解码顺序”指示当使用SIC接收机时的各个代码字的解码顺序。

而且，如果存在总共3个流，则上述实施例仅考虑其中将单一流分配至第一代码字1并且将两个流分配至第二代码字2的特定情形。并且，如果存在总共4个流，则上述实施例仅考虑其中将两个流分配至第一代码字并且将其余两个流分配至第二代码字2的特定情形。

在下表26中示出与上述实施例相关联的详细示例：

[表26]

因此，本发明的详细实施例具有总共36个情形，这些情形由最多6位来表示(2⁵＝32＜36＜2⁶＝64)。在每个情形中，SIC解码顺序被固定，单一代码字具有最多2个流，并且在非对称流的情形下，具有较少数目的流的代码字首先被解码。根据指示所有组合的控制信息的位的数目，上述情形与表22和23所示的情形相比具有1位的增益。

同时，将用于减少在上述组合中情形的数目的方法应用于上述实施例。换言之，如果使用若干个流，则使用若干个代码字，单一代码字具有最多2个流，并且将具有较少数目的流的代码字固定成第一代码字，使得可以限制所有组合的数目。

假如在接收机中使用基于SIC的接收机，则当若干个流被使用时，使用若干个代码字，并且单一代码字具有最多2个流。在非对称流的情形下，具有较少数目的流的代码字首先被解码，并且SIC解码顺序被固定，使得可以限制全部组合的数目。

在下表27中示出了与上述描述相关联的详细示例：

[表27]

因此，本发明的具体实施例具有总共25个情形。在每个情形中，当使用若干个流时，使用若干个代码字，并且单一代码字具有最多2个流。并且，在非对称流的情形下，即，如果各个代码字使用不同数目的流，则具有较少数目的流的代码字被分配至第一代码字。

而且，本发明的具体描述实施例具有总共25个情形。在每个情形中，如果使用若干个流，则考虑在接收机中包含的SIC解码器的使用，使用若干个代码字，SIC解码顺序是固定的，并且单一代码字具有最多2个流。并且，在非对称流的情形中，即，如果各个代码字使用不同数目的流，则具有较少数目的代码字首先被解码。因此，情形的数目是25，使得它必须由最多5位来表示(2⁴＝16＜2⁵＜＝32)。在该情形下，根据指示所有组合的控制信息的位的数目，上述情形与表22和23所示的情形相比具有2位的增益。

如上所述，每个流具有多个组合。但是，本发明的目的是减少用于每个流的组合的数目。

图14示出了当在代码字和流之间的所有组合的数目被限制到能够由给定位数目指示的组合的特定数目时，接收端性能的仿真结果。

更具体地说，图14示出了其中使用4个Tx天线和4个Rx天线，即流的最大数目是4的仿真结果。除了天线的数目以外的其他仿真假定与图12中的那些相同。

下文将详细描述图14的仿真结果。在其中所有组合的数目被确定是图22和23的情形下，该情形由“max(最多)”来表示。如果对于每个流仅允许一个组合，则所有组合的数目是4，4个组合由2位来表示，如由“位2”所表示的。如果每个流允许两个组合，则8个情形由3位来表示，如由“位3”所表示的。如果每个流允许4个组合，1则6个情形由4位来表示，如由“位4”所表示的。

如从图14的仿真结果可以看出的，如果每个流仅允许一个组合，则该情形的性能与其中使所有组合可用的另一情形的性能几乎相似。

如从图14的仿真结果可以看出的，虽然任意选择了用于减少与相应位数目一样多的组合而选择的组合，但在该情形和其中使所有组合可用的上述情形之间几乎没有性能差异。因此，在减少每个组合中情形的数目方面，最优选在每个组合中的情形的数目被减少至4个组合。

在与上述描述相关联的详细示例中，如果使用最多4个流以及最多2个代码字，则能够由最少的组合表示的“2位”情形可以由下表28来表示：

[表28]

因此，本发明的详细实施例具有总共4个情形。在每个情形中，如果使用若干个代码字，则单一但码字具有最多2个流，在非对称流的情形下将具有较少数目的流的代码字设置成第一代码字，每个流仅使用一个组合。

而且，本发明的详细实施例具有总共4个情形。在每个情形中，如果考虑其中接收机使用SIC解码器的特定情形，使用若干个流，则使用若干个代码字，SIC解码顺序是固定的，单一代码字具有最多2个流，在非对称流的情形下，具有较少数目的流的代码字首先被解码，并且仅允许一个流用于每个流。情形的总数目是4，使得4个情形必须由最多2位来表示(2¹＝2＜4≤2²＝4)。在该情形下，根据指示所有组合的控制信息的位数目，上述情形与表22和23所示的情形相比具有5位的增益。

同时，来自其他详细示例中的“3位”情形必须为每个流选择两个组合，并且“4位”情形必须为每个流选择四个组合。上述实例对于本领域的技术人员是公知的，使得为了便于描述而省略对它们的详细描述。在该情形下，可以任意执行用于选择对应于固定数目的处理。通过该仿真结果，虽然任意选择了组合，但是在性能方面几乎没有差异。

同时，考虑其中在上述组合中使用HARQ(混合ARQ)的特定情形，也可以考虑组合的增加。如果代码字的数目是2，一个代码字有错误，并且另一代码字无错误，则重新发射的代码字的数目仅是一。如果将已经被广泛用于HQRQ的跟踪合并技术用于重新发射，则应当从第一发射没有任何修改地重新发射两个代码字。因此，所重新发射的代码字必须经由一个或两个流重新发射。下文将对其进行详细描述。

假定在第一发射期间经由三个流发射两个代码字。而且，假定这两个代码字中的一个有错误，并且另一个没有错误。尤其是，所重新发射的代码字被假定是仅一个第一代码字，使得它仅经由一个流被发射。其中经由单一流发射单一代码字的情形被包含在原始组合中，使得可以使该情形可用。

然而，对于另一示例，如果第一代码字没有错误并且第二代码字有错误，则重新发射的代码字仅是一个第二代码字，并且必须经由两个流被发射。

另外，其中一个代码字经由两个流发射的情形未被包含在原始组合中。为了无任何变化地重新发射第一发射的期望的代码字，可以根据需要增加其中将单一代码字映射至两个流的组合。上述情形在下表29中示出：

[表29]

本发明的上述实施例已经公开了用于最小化来自根据给定的代码字和流(或层)的数目的所有可用组合中的代码字-流组合的数目的各种方法。下文将描述一种用于允许组合在给定条件下有效处理数据并发射信号的方法。

如上所述，通用无线通信系统执行信道编码，以可靠地发射数据。这种信道编码指示发射使用前向纠错代码对Tx信息执行编码，使得接收机可以纠正信道错误。接收机解调Rx信号，解码前向纠错代码，并且恢复Tx信息。在该解码处理中，纠正了由信道造成的Rx信号错误。

前向纠错代码的一个示例是turbo码。该turbo码包含至少两个递归系统卷积编码器和在至少两个递归系统卷积编码器之间连接的交织器。数据块越大，turbo码的性能越高。实际通信系统将预定大小的数据块划分成若干个较小大小的数据块，并且对所划分的数据块执行编码，使得实现实际的通信系统非常方便。这些较小大小的数据块被称为代码块。前向纠错编码处理以预定大小的代码块为单位被执行，被映射至无线资源，并且然后被发射至目的地。

如果在MIMO通信系统以代码块为单位执行了信道编码之后无线资源被映射，则需要空间复用。各个MIMO信道彼此独立。如果为多个Tx天线执行了代码块的空间复用，则可以改善发射效率。

因此，需要一种用于经由多个Tx天线有效地发射信道编码数据的方法。

因此，本发明的一个实施例提供了一种用于考虑空间复用通过MIMO通信系统有效地发射数据的方法，下文将对其进行详细描述。

无线通信系统可以基于正交频分多路复用(OFDM)方案。该OFDM方案使用若干正交子载波。OFDM方案使用在反快速傅立叶变换(IFFT)和快速傅立叶变换(FFT)之间的正交性。发射机对数据执行IFFT，并且发射IFFT结果数据。发射机使用IFFT来组合多子载波。为了将多子载波彼此分离，接收机使用与该多子载波相对应的FFT。OFDM方案减少了在宽带信道的频率选择性衰落环境下的接收机的复杂性，使用子载波的不同信道特性，并且在频域中执行选择性调度，从而提高频谱效率。正交频分多址(OFDMA)方案是基于OFDM方案的多址方案。通过OFDMA方案，将不同子载波分配至多个用户，使得无线资源的效率提高。

图15是图示无线通信系统的框图。

该无线通信系统已经被广泛用于提供各种通信服务，例如，语音或分组数据。

参考图15，该无线通信系统包括用户设备(UE)10和基站(BS)20。用户设备(UE)10可以是固定的或具有移动性。该用户设备(UE)也可以被称为移动站(MS)、用户终端(UT)、用户站(SS)或无线设备。基站(BS)20可以是与用户设备(UE)10通信的固定站，或可以被称为节点B、基收发器系统(BTS)或接入点(AP)。单一基站(BS)20可以具有一个或多个小区。

术语(下行链路)指示从基站(BS)20至用户设备(UE)10的通信路径。数据“上行链路”指示从用户设备(UE)10至基站(BS)20的通信路径。用于下行链路的发射机可以是基站(BS)20的某些部分，或接收机可以是用户设备(UE)10的某些部分。用于上行链路的发射机可以是用户设备(UE)10的某些部分，或接收机可以是基站(BS)20的某些部分。

图16是图示根据本发明的一个实施例的发射机的框图。

参考图16，发射机100包括CRC附连单元110、代码块分段单元115、信道编码器120、交织器130、速率匹配单元140、映射器150、层映射器160以及预编码单元170。发射机100包括Nt个Tx天线(190-1，...，190-Nt)(其中Nt＞1)。

CRC附连单元110将用于检测错误的循环冗余校验(CRC)代码附连到输入数据。代码块分段单元155将添加CRC的代码分段成代码块单元。在该情形下，CRC代码可以被附连到数据上，并且然后被分段成代码块单元。否则，CRC代码可以被附连到以代码块为单位的数据上。

信道编码器120对代码块执行信道编码。交织器130对于信道编码的代码执行交织。速率匹配单元140根据用于实际发射的无线资源的量来调整交织的代码。通过打孔或重复处理可以进行速率匹配。映射器150将速率匹配代码映射至指示信号星座位置的符号。交织器(未示出)可以位于映射器150前面。即，交织器可以位于速率匹配单元140和映射器150之间。

层映射器160根据由空间复用所造成的各个层执行输入符号的映射。用于每个层的映射结果数据被称为数据流。预编码单元170根据基于发射天线(190-1，...190-Nt)的MIMO方案对输入数据流进行预编码。

在该情形下，根据在图16的系统中的单一信道编码代码生成若干数据流，使得该系统被称为单一代码字(SCW)系统。

图17是图示根据本发明的另一实施例的发射的框图。

与图16所示的发射机100相比较，图17的发射在接收到至少一个信道编码代码后生成若干个数据流，使得图17的系统被称为多代码字(MCW)系统。

参考图17，发射机200包括多个CRC附连单元(210-1，...，210-K)(其中，K＞1)、多个代码块分段单元(215-1，...，215-K)、多个信道编码器(220-1，...，220-K)，多个交织器(230-1，...，230-K)，多个速率匹配单元(240-1，...，240-K)、多个映射器(250-1，...，250-K)、层映射器260以及预编码单元270。发射机200包括Nt个Tx天线(290-1，...，290-Nt)(其中，Nt＞1)。

CRC附连单元(210-1，...，210-K)将用于检测错误的循环冗余校验(CRC)代码附连到输入数据上。代码块分段单元(215-1，...，215K)将添加CRC的代码分段成代码块单元。信道编码器(220-1，...，220-K)对代码块执行信道编码。交织器(230-1，...，230-K)对信道编码代码执行交织处理。速率匹配单元(240-1，...，240-K)根据用于实际发射的无线资源的量来调整所交织的代码。通过打孔或重复处理可以进行速率匹配。映射器(250-1，...，250-K)将速率匹配代码映射至指示信道星座位置的符号。交织器(未示出)可以位于速率匹配单元(240-1，...，240-K)和映射器(250-1，...，250-K)之间。

层映射器260根据由空间复用所造成的各个层来执行输入符号的映射。用于每个层的映射结果数据被称为数据流。这种数据流也可以被称为层。预编码单元270根据基于发射天线(290-1，...，290-Nt)的MIMO方案对输入数据流进行预编码。

图18是图示根据本发明的一个实施例的信道编码方案的框图。

参考图18，对单一代码块执行信道编码、交织和速率匹配，使得经由通过若干个数据流发射该单一代码块。该代码块是用于执行信道编码的预定大小的数据块。该代码块可以具有相同大小，并且若干个代码块可以具有不同大小。

参考图18，信道编码器320对输入代码块执行信道编码。信道编码器320可以是turbo码。该turbo码可以包括递归系统卷积编码器和交织器。在接收到输入的代码块后，turbo码生成以位为单位的系统位和奇偶位。在这种情形下，假定编码率是1/3，并且生成了单一系统块S和两个奇偶块P1和P2。系统块是系统位的集合，并且奇偶块是奇偶位的集合。

交织器330对信道编码代码块执行交织，使得它减少由RF信道发射机所造成的突发错误的影响。交织器330可以对系统块S和每个奇偶块P1和P2分别执行交织。

速率匹配单元340根据无线资源的大小来调整信道编码代码块。速率匹配可以以信道代码块为单位来执行。或者，系统块S和两个奇偶块P1和P2被彼此分离，使得可以对它们中的每个执行速率匹配。

下文将描述一种基于空间复用的数据发射机方法。

为了便于描述以及更好地理解本发明，假定经由两个数据流(即，两层)发射数据。

将从单一代码块生成的系统块S和两个奇偶块P1和P2同等分配至两个数据流，并且然后被发射至目的地。在其中代码块被同等分配至两个数据块并且然后被发射至目的地的情形下，系统可以获得空间分集，从而导致性能提高。与两个奇偶块P1和P2相比，系统块S对于解码更重要。因此，如果系统块S被发射至具有更好信道条件的数据流，则可以改善性能。在该情形下，如果两个数据流被映射至无线资源，则可以根据需要使用特定的模式。

接下来，假定有两个或多个代码块要发射。在该情形下，假定将三个代码块同等地分配至两个数据流，并且然后被发射至目的地。

图9是图示根据本发明的一个实施例的数据发射的概念图。

参考图19，在单一子帧期间，将两个数据流(即，两层)分配至频域，使得它们在频域中彼此分离。单一子帧指示频域，它包括多个资源块。单一资源块包括多个子载波。例如，单一资源块可以包括12个子载波。单一子帧指示包括两个时隙的时域，每个时隙包括7个OFDM符号。然而，上述描述示例性地定义了资源块的数目、时隙的数目、以及包含在单一子帧中的OFDM符号的数目，使得本发明的范围不限于上述值，并且也可以应用于其他示例。

单一代码字被同等地映射至两个数据流。分配至单一代码块的无线资源被同等地分配至两个数据流。在单一代码块已经被映射以后，下一代码块通过与在被映射的代码块中相同的方式而被映射。在这种情形下，三个代码块被同等地分配至两个数据流，并且然后被映射。在这种情形下，在时域中占据的间隔可以是最小间隔。

在使用turbo码的情形下，将单一代码块分成系统块S和两个奇偶块P1和P2。系统块S和奇偶块P1和P2被同等地分配至两个数据流，并且然后被发射至目的地。系统块S和奇偶块P1和P2的映射可以具有特定模式。具体而言，系统块S与奇偶块P1和P2相比对于纠错更重要，使得系统S可以被同等地分配至两个数据流，并且然后被发射至目的地。因此，可以获得针对系统块S的空间分集增益，或者系统块S可以被映射至具有良好信道条件的数据流。

代码块被分配至两个数据流，并且然后被映射。并且，经由多个天线发射两个数据流，所以获得了由数据流所造成的空间分集增益。将代码块同等地映射至两个数据流，使得可以减少由数据流的发射所造成的解码延迟。

当代码块被映射至N个数据流时(其中，N＞1，并且N＝偶数数目)，它可以被同等地映射至N个数据流。如果N是奇数，则代码块可以被最大程度等同地映射至N个数据流。

图20是图示根据本发明的另一实施例的数据发射的概念图。

更具体地说，图20示出了其中代码块被分配至两个数据流并且然后经由这两个数据流被发射的示例性情形。

参考图20，第一代码块被映射至两个数据流中的一个，并且第二代码块被映射至另一个数据流。经由两个数据流映射第三代码块。

当单一代码块被映射至单一数据流时，冗余代码块可能出现。换言之，当M个代码块(其中M＞1)被映射至N个数据流(其中N＞1)时，在M和N值之间的关系不是由倍数来表示，如由M＝K×N+q(K＝整数，0＜q＜N-1)所表示的。在该情形下，q代码块可以被分配至N个数据流，并且然后被映射到它们。

如果单一代码块包括系统块S和奇偶块P1和P2，则根据特定模式，系统块S和奇偶块P1和P2可以被映射至单一数据流。

图21是图示根据本发明的又一实施例的数据发射的概念图。

参考图21，根据特定模式，将第一代码块和第二代码块映射至两个数据流。第一代码块和第二代码块以OFDM符号为单元彼此交叉。经由两个数据流映射第三代码块。

如果在L个OFDM符号间隔期间发射了M个代码块，则在“进一法取整(ceil)(L/M)”间隔期间，将第一代码块映射至N个数据流，并且第二代码块被映射。“ceil(L/M)”可以是高于“x”的最小整数。从OFDM符号至ceil(L/M)-1OFDM的符号被完全填充数据，但第ceil(L/M)个OFDM符号可以被部分填充。随后，下一代码块被映射。

如果单一代码块包括系统块S和奇偶块P1和P2，则系统块S和奇偶块P1和P2可以被同等地映射至两个数据流。经由两个数据流的系统块S和奇偶块P1和P2的映射可以具有特定模式。

图22是图示根据本发明的又一实施例的数据发射的概念图。

参考图22，根据特定模式，第一代码块和第二代码块被映射至两个数据流。第一代码块和第二代码块以资源块为单位彼此交叉。经由两个数据流映射第三代码块。

如果单一代码块包括系统块S和奇偶块P1和P2，则系统块S和奇偶块P1和P2可以被同等地映射于两个数据流。经由这两个数据流的系统块S和奇偶块P1和P2的映射可以具有特定模式。

图23是图示根据本发明的又一实施例的数据发射的概念图。

参考图23，经由所有子帧映射了三个代码块。经由两个数据流发射这三个代码块。根据特定模式，可以将这三个代码块映射至两个数据流。

在该情形下，以资源块为单位(即，在频率轴上)，一个一个地映射3个代码块，并且可以以OFDM符号为单位(即，在时间轴上)，一个一个地映射这3个代码块。

下文将详细描述上述代码块分段方法以及使用该方法的数据发射机方法。为了更好地理解本发明，还将详细描述基于OFDM的发射/接收机的数据处理步骤。

图24A是图示根据OFDMA方案的发射机的数据处理方法的框图。图24B是图示根据OFDMA方案的接收机的数据处理方法的框图。

参考图24A，在步骤S11，根据QPSK(四相相移键控)、16QAM(正交幅度调制)、或64QAM调制方案，发射机端对用于每个用户的位流执行调制或符号映射(也称为星座映射)。通过这种符号映射，将至少两个位映射至一个符号。

将位流映射至数据符号。在步骤S12，通过S/P(串行/并行)转换器将该数据符号转换成并行数据符号。通过S/P转换，将该数据符号转换成与分配至每个用户(n)的子载波数目一样多的并行符号。如图24A所示，将第一用户1的数据符号转换成与分配至第一用户1的子载波数目(Nu(1))一样多的并行符号。分配至各个用户(n)的子载波可以彼此相等或彼此不同，使得各个的数据符号可以被转换成相同或不同数目的并行符号。在该情形下，不同数目的并行符号由Nu(n)来表示。

用于特定用户的并行数据符号被映射至从所有Nc个子载波中分配给第n用户的Nu(n)个子载波，并且在步骤13其余的Nc-(Nu(n))个子载波被映射至其他用户的数据符号。通过符号至子载波映射模块，未被分配用户的子载波被填充了“0”，即零填充。在步骤S14，将符号至子载波映射模块的输出通过Nc-点IFFT(反向快速傅立叶变换)转换成时域信号。

在步骤S15，循环前缀(CP)被插入到从上述IFFT模块生成的OFDM符号中，以减少符号间干扰(ISI)。在步骤S16，通过并行至串行转换器，将插入CP的OFDM信号转换成串行符号，并且然后，将该串行符号发射至接收机。

参考图24B，以发射机的数据处理方法的相反顺序，执行根据OFDMA方案的接收机的数据处理方法。所接收到的数据符号穿过S/P转换器以及Nc-点FFT模块，并且然后将子载波至符号映射处理应用至结果数据符号。并行符号被转换成串行符号，被解映射，并且生成了位流。

下文将描述来自各种信道编码方法中的上述turbo码。

turbo编码器包括两个编码器(即，组成编码器和递归系统卷积编码器)和交织器。交织器适于促进turbo码的并行解码，并且是一种二次多项式排列(QPP)。这种QPP交织器已经定义了仅特定数据块的大小。数据块的大小越大，turbo码的性能越高。

然而，实际通信系统将预定大小的数据块(例如，传输块)分成若干个较小大小的数据块，并且然后，对这些较小大小的数据块执行编码，使得便于实现实际的通信系统。这些较小大小的数据块被称为代码块。换言之，具有较长长度的单一代码字被分成若干个代码块。一般而言，通过CRC和前向纠错代码编码的单一单元被称为代码字。然而，本发明的术语“代码字”指示数据单元。当添加CRC的传输块被信道编码时，获得这种数据单元。因此，如果单一传输块的大小大于基准值，则它然后被分成两个或多个代码块，所有代码块是信道编码的，使得得到单一代码字。

一般而言，代码块具有相同大小。但是，由于QPP交织器的大小的局限性，来自若干代码块中的一个代码块可以具有不同大小。以代码块为单位，执行前向纠错编码处理，并且对结果数据也执行交织处理，使得可以减少在RF信道发射期间的突发错误的影响。

此后，结果数据被映射至实际无线资源，并且然后被发射至目的地。由于用于实际发射的无线资源的量是恒定的，所以需要针对编码的代码块的速率匹配。一般而言，通过打孔或重复处理来执行速率匹配。如在3GPP WCDMA系统中，可以以编码的代码块为单位执行速率匹配。编码的代码块的系统部分和奇偶部分彼此分离，并且可以对它们中的每个执行速率匹配。

图25是图示用于将编码的代码块的系统部分和奇偶部分彼此分离并且对所分离的部分执行速率匹配的方法的概念图。

参考图25，环形缓冲器可以根据发射的起始位置以及要发射的数据的大小来执行速率匹配。在图25中，假定码率是1/3。

基于空间复用的MIMO通信系统使用SCW(单一代码字)方法和MCW(多个代码字)方法。SCW方法指示单一代码字经由若干个Tx数据流被发射，并且MCW方法指示一个或多个代码字被发射。

图26A～26B是分别图示单一代码字(SCW)和多个代码字(MCW)的概念图。也可以使SCW和MCW方法的混合可用。例如，假如使用四个Tx天线和四个Rx天线，则可以仅使用两个代码字。在该情形下，发射两个数据流的两个SCW互连，使得配置了该MCW系统。

图27示出了根据本发明的用于WCDMA系统的HS-DSCH的编码链。

如果使用空间复用，则可以发射最多2个数据流，并且流经由MCW被发射。其中发射单一流的第一情形的编码链与其中发射两个流的第二情形的编码链相同。

如果无线通信系统经由多个Tx天线发射数据，则下文将描述一种用于将单一代码字有效分段成两个或多个层的数据处理方法。

为了减少无线通信系统中的衰落的影响，本发明提供了一种用于经由多个Tx天线发射数据的数据处理方法，并且下文将对其进行详细描述。

衰落是造成无线通信系统的性能下降的主要原因之一。信道增益值随着时间、频率和空间变化而变化。信道增益越低，性能越低。用作针对衰落现象的解决方案之一的分集方法使用所有独立信道具有低增益值的概率较低的事实。一般而言，时间、频率或空间距离越长，在在时间、频率或空间上两点之间的信道增益值的相关关系的独立性就越高。因此，为了解决该衰落问题，将代码块编码的位布置成均匀地散布在时间、频率或空间域中，使得它们获得通过分集造成的更高的增益。

下列实施例将公开其中将本发明的发明特征应用于演进全球移动通信系统(E-UMTS)的示例。该E-UMTS也可以被称为长期演进(LTE)系统。UMTS或E-UMTS的技术规范在第三代合作伙伴项目(GPP)的技术规范组无线接入网络的版本7和8中已经作了规定。

图28示出了根据本发明的LTE系统的下行链路频分双工(FDD)子帧结构。

参考图28，单一子帧具有1ms的短长度，使得在时间轴上的信道变化的程度低。但是，在频率轴上，可以使用最大20MHz，使得在频率轴上的信道变化高。信道在空间轴上可以彼此独立，使得它们均匀地分布在频率和空间轴上，以获得分集增益。本发明的上述实施例不仅可以应用于FDD系统，而且可以应用于具有与FDD系统的子帧不同子帧的时分双工(TDD)系统。

图29A～29B示出了根据本发明的LTE系统的发射链结构。图29A是配备有三层的秩3的发射结构，并且图29B是配备有四层的秩4的发射结构。

与用于有效减少代码字至层映射组合的实施例相关联，图29A的结构可以对应于表28的第三组合，并且图29B的结构可以对应于表28的第四组合。

术语“传输块”已经被广泛用于UMTS或E-UMTS系统，并且是经由传输信道交换的基本数据单元。图29A的第一传输块TB1经历了发射链的数据处理步骤，使得它被连接至单一流(即，单一层)。换言之，通过CRC附连算法将CRC添加至单一传输块，并且被信道编码，使得将信道编码结果分配至单一层。术语“传输块”已经被广泛用于UMTS或E-UMTS系统，并且是经由传输信通交换的基本数据单元。通过turbo码或低密度奇偶校验(LDPC)代码可以执行信道编码。

在图29A的第二传输块(TB2)、图29B的第一和第二传输块(TB3和TB4)的情形中，将单一传输块连接至两个流(即，两层)。如果单一传输块的大小大于预定值，则将单一传输块分段成若干代码块(CB)。在该情形下，可以以代码块或传输块为单位来附连CRC。而且，如果需要，将附连CRC的传输块分段成若干代码块，并且CRC可以被重新附连至每个代码块。以代码块为单位执行信道编码。当信道编码的代码块被分配至每个层时，需要考虑空间分集的数据处理步骤。分配至每个层的符号流被预编码，用于多个天线发射，使得经由多个Tx天线将它们发射至接收机。

下文将描述与在图29A和29B的信道编码之后将数据分配至每个层之前的数据处理步骤相关联的各种实施例。

图30示出了根据本发明的一个实施例的发射链结构。

参考图30，每个信道编码的代码块CB1或CB2包括系统部分和奇偶部分。速率匹配模块81对信道编码的代码块执行速率匹配。速率匹配处理指示信道编码的代码块的大小与预定值匹配。例如，发射起始位置由图25的环形缓冲器来控制，使得可以调整要发射的代码字的大小。速率匹配可以针对每个信道编码的代码块来执行，或者也可以针对所有代码块互连的整体部分来执行。

空间划分模块82将速率匹配位流分成两个位流，并且输出这两个位流。在该情形中，在位流中的各个位的顺序是不可改变的。划分位流的数目等于层的数目。在图30中的层的数目是2。

将划分的位流应用于符号映射模块83a和83b。每个符号映射模块83a或83b对所接收到的位流执行符号映射，并且输出符号序列。为了执行符号映射，可以使用QPSK(四相相移键控)、16QAM(正交幅度调制)、或64QAM方法，但是应当注意，本发明的范围不限于上述方法，并且也可以根据需要应用于其他方法。

每个符号映射模块83a或83b的输出符号流被应用于每个交织器84a或84b。每个交织器84a或84b对每个符号流执行交织，使得符号的顺序被重新布置。优选将该交织设置成基于OFDM符号的交织。基于OFDM符号的交织指示被分配至子载波的符号在单一OFDM符号内交织。分配至子载波的符号的顺序通过基于OFDM符号的交织来重新布置。由每个交织器84a和84b交织的各个符号流被分别分配至各个层。

图31A示出了根据本发明另一实施例的发射链的结构。

参考图31A，速率匹配模块91对信道编码的代码块CB1和CB2执行速率匹配。信道映射模块92对从速率匹配模块91生成的位流执行符号映射，并且输出符号流。对于上述速率匹配和上述符号映射的详细描述在图30中已经描述，使得此处将省略对它们的描述。

交织器93从符号映射模块92接收符号流，对所接收到的符号流执行交织，并且重新布置符号的顺序。优选地，交织器93可以对与代码块CB1和CB2相对应的符号执行交织，使得符号被均匀地混合。换言之，第一信道编码的代码块(CB1)所映射到的符号流以及第二代码块(CB2)所映射到的另一符号流通过图31A(b)所示的交织而均匀地混合。优选地，通过给定算法，可以预先确定通过交织的符号的重新布置顺序，并且可以对如图30所示的符号执行基于OFDM符号的交织。

空间划分模块94根据层的数目将交织器93的输出符号流分成若干个流，并且输出所划分的流。所划分的流被分配至各个层。在图31A中，交织器93和空间划分模块94彼此被物理地分隔开，但它们根据需要集成在一个单元中。换言之，交织器93执行交织，并且将Rx数据分成若干个符号流，使得各个符号流可以被分配至各个层。

图31B示出了根据本发明的又一实施例的发射链结构。

参考图31B，通过速率匹配模块95对数据位流进行速率匹配，并且将该速率匹配的位流应用于位级别交织器96。位级别交织器96对Rx数据位流执行交织。优选地，可以以配备有至少一位的位组为单位来执行该交织。在每个位组中包含的位数目等于被映射至在每个符号映射模块98a或98b中的单一符号的位数目。例如，如果将BPSK方案用作在第一或第二符号映射模块98a或98b中的符号映射方法，则每个位组包括单一位。如果将QPSK方案用作符号映射方法，则每个位组包含两位。如果将16QAM方案用作符号映射方法，则每个位组包含4位。图31B示出了其中将QPSK方案用作符号映射方法的情形。由位级别交织器96在行方向上所写的数据位流，基于由两个位组成的位组在列方向上被读取，并且然后被输出。

由空间划分模块97根据层的数目，将从位级别交织器96生成的数据位流分成若干个单元。第一和第二符号映射模块98a和98b对由空间划分模块97所划分的数据位流执行符号映射。图31B示出了其中将QPSK用作符号映射方法的情形，使得两个位被映射至单一符号。在图31B中，由空间划分模块97造成的空间划分以及由第一和第二符号映射模块98a和98b造成的符号的映射的顺序可以被改变成另一顺序。换言之，对于从位级别交织器96生成的数据流首先执行符号映射，并且然后，根据层的数目将符号流分段。

从图31B的第一和第二符号映射模块98a和98b生成的各个符号流与图31A的空间划分模块94的那些相等。

图31A的基于OFDM符号(OS)的交织器93在符号级别执行交织，并且图31B的位级别交织器96在位级别执行交织。然而，位级别交织器96以位组为单位执行交织，该位组由对应于符号映射方法的位组成，使得该位级别的交织具有与符号级别的交织等同的结果。并且，虽然图31B的空间划分模块97位于如图31A所示的单一符号映射模块之后，但是得到相同的等同效果。

图32A示出了根据本发明的又一实施例的发射链结构。

虽然图32A的结构与图31A的结构类似，但是应当注意，图31A的空间划分模块94被替换成空间分配模块104。空间分配模块104根据层数目划分从交织器103生成的符号流，并且同时，重新布置符号的顺序。即，在图32A(b)中，对应于各个代码块的符号的顺序由交织器103根据给定的交织算法重新布置，并且被空间分配模块104分成若干个符号流，使得符号的顺序被预定方案重新调整。在该情形中，考虑空间分配模块104执行空间交织。例如，由来自与各个代码块相对应的所有符号流中的第偶数个符号配置单一符号流，并且另一符号流可以由第奇数个符号配置。用于由空间分配模块104重新调整符号顺序的方法可以在最大化空间分集效果的范围内自由确定。在图32A中，在实际系统实现的情形下，交织器103和空间分配模块104可以根据需要集成在一个单元中。速率匹配模块101、符号映射模块102以及交织器103的详细描述与图31的那些相同。

图32B示出了根据本发明的又一实施例的发射链结构。

与图32A相比，图32B的实施例控制位级别的交织器106，以与在图31b的实施例中相同的方式，根据用于第一和第二符号映射模块108a和108b的符号映射方法，基于由至少一个位构成的位组来执行交织。如果依赖于层数目的数据位流被空间分配模块107进行空间分配，则必须基于用于位级别的交织器106的位组来分配这些数据位流。在实际实现的情形下，位级别的交织器106和空间分配模块107可以根据需要彼此集成。

在图32B中，由空间分配模块107造成的空间分配和由第一和第二符号映射模块108a和108b造成的符号映射的顺序可以被改变成另一顺序。换言之，虽然图32B的空间分配模块107位于如图32A所示的单一符号映射模块之后，但是得到相同的等同效果。

图33示出了根据本发明的又一实施例的发射链结构。

与图32A相比，在图33的实施例中的空间分配模块113和交织器114a和114b的顺序与图32A的顺序相反。换言之，从符号映射模块112生成的符号流由空间分配模块113划分成两个符号流。在这种情形下，空间分配模块113重新调整符号的顺序，使得所划分的符号流均匀地包含与代码块CB1和CB2相对应的符号，并且同时划分从符号映射模块112生成的符号流。每个交织器114a或114b对从空间分配模块113生成的符号流执行交织，使得符号被重新布置。从各个交织器114a和114b生成的符号流被分配至各个层。在图33的结构中，空间分配模块113与交织器114a和114b在实际实现过程中可以彼此集成。

在执行符号映射处理之前，图30和33的实施例也可以对信道编码的代码块执行基于位的交织。换言之，图30和33的实施例在执行符号映射处理之前，对信道编码的代码块执行基于位组的交织，使得在代码块中包含的位的顺序可以被重新布置。

在图30和33的上述实施例中可以不使用基于OS的交织。在该情形下，如果不允许其中两个代码块被包含在单一符号中的情形，则基于符号的处理比基于位的处理更容易。例如，如果假定速率匹配的CB1具有10位的长度，并且CB2具有10位的长度，以及CB1和CB2使用16QAM，则单一符号以4位的间隔被配置，使得CB1的最后2位和CB2的前2位被包含在单一16QAM符号中。如果不允许上述假定，则CB1或CB2的长度必须被限制到调制阶的整数倍。这种情形与其中基于OS的交织被用作身份交织(identity interleaving)的另一情形相同。因此，虽然未使用基于OS的交织，但是也可以没有任何改变地使用本发明所提出的符号映射模块和空间划分(或分配)模块。

上述描述已经公开了用于减少代码字-流(或代码字-层)映射组合的数目的方法、层映射处理以及用于有效发射数据的方法。根据上述原理，本领域的技术人员可以容易地理解并且以各种方式修改上述实施例。例如，图29A或29B的层映射方法可以由表28所示的代码字-流组合来执行，使得而输入数据可以被信道编码，根据符号映射方案被调制，并且被映射至每个层(或每个流)。如上所述，图29A和29B对应于表28所示的第三和第四组合。

如果根据表28的第三和第四组合将单一代码字映射至两层，则图33的空间分配模块113可以将各个调制符号交替映射至两个层。换言之，如图33所示，将第偶数符号映射至第一层1，并且将第奇数符号映射至第二层2，使得获得分集增益。不必说，第偶数符号和第奇数符号的顺序可以根据需要改变成另一顺序。

上述功能可以由微处理器、控制器、微控制器、或基于给定软件或程序代码的专用集成电路(ASIC)来执行。本领域的技术人员可以容易地实现上述代码的设计、开发和实现。

应当注意，在本发明中所公开的大多数术语是考虑本发明的功能来定义的，并且可以根据本领域的技术人员或通常实践的目的来不同地确定。因此，优选应当基于在本发明中公开的所有内容来理解上述术语。

对于本领域的技术人员将显而易见的是，在不背离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明做出各种修改和变化。因此，本发明的目的是涵盖该发明的修改和变化，只要它们在权利要求及权利要求的等同物的范围内。

[工业应用性]

如从上文描述所显而易见的，虽然已经基于3GPP LTE公开了上述实施例，但是本发明的范围不限于该3GPP LTE，并且也可以应用于基于MIMO的其它无线通信系统。

根据本发明的一个实施例的用于指示在代码字和流之间的组合的方法可以考虑各种方面来合理地限制在代码字和流之间的所有组合的数目，使得它可以减少指示在代码字和流之间的所有组合的数目的信息位数目。关于上述方面，上述方法考虑特定代码字的最大发射速率，将使用的可能性与指示相应组合的情形的数目相比较，保持可用于重新发射的组合，使用连续干扰消除(SIC)方法改善接收机的解码性能，并且基于天线分组来考虑流分组，以及考虑在多用户MIMO通信系统中的用户的便利性。

因此，本发明利用较少的位数目来指示所有代码字-流组合，在MIMO通信系统中的上行链路和下行链路均需要这些组合，从而提高了控制信息的效率。

本发明提供了一种用于映射系统，发射所映射的代码块，以及另外地保证由空间复用造成的空间分集增益的方法。

在单一数据块被分成若干代码块并且代码块被信道编码的情形下，本发明通过将简单的功能添加至发射链来给予每个代码块足够的空间分集。

虽然出于说明性目的已经公开了本发明的优选实施例，但是本领域的技术人员将理解，在不背离如在权利要求中所公开的本发明的范围和精神的情况下，可以进行各种修改、添加和替换。

Claims

1.一种用于在多输入多输出(MIMO)系统中的空间复用的层映射方法，所述层映射方法包括：

a)调制至少一个代码字中的每个代码字的预定位块，并且生成用于每个代码字的调制符号流；以及

b)根据来自预定映射组合中的一个特定组合，将用于所述至少一个代码字的每个代码字的所述调制符号映射到至少一个层，

其中，在所述多个预定映射组合的每个中，单一代码字所映射到的层的数目被限制到预定数目或更低，所述预定数目与当所有层的数目除以所有代码字的数目时得到的比率相对应。

2.根据权利要求1所述的层映射方法，其中：

所述MIMO系统使用最多4层并且最多2个代码字，并且

所述预定映射组合将所述单一代码字所映射到的层的数目限制到2或更低。

3.根据权利要求1所述的层映射方法，其中，在所述预定映射组合中，从在所述至少一个代码字和所述至少一个层之间的所有可用映射组合中移除其中当使用最多一个代码字时单一代码字被映射至最少两个层的组合。

4.根据权利要求1所述的层映射方法，其中，在所述预定映射组合中，从在所述至少一个代码字和所述至少一个层之间的所有可用映射组合中移除其中当所述所有层的最大数目是2时单一代码字被映射到至少两个层的组合。

5.根据权利要求1所述的层映射方法，其中，当两个代码被映射至三个层时，所述预定映射组合被限制到其中具有较低索引的一个代码字被映射至单一层并且具有较高索引的另一代码字被映射至两个层的组合。

6.根据权利要求1所述的层映射方法，其中，设置所述预定映射组合使得具有相同数目的代码字和层的组合由单一组合来表示。

7.根据权利要求1所述的层映射方法，其中：

所述MIMO系统使用最多4个层和最多2个代码字，并且

所述预定映射组合包括：

第一组合，其中单一代码字被映射至单一层；

第二组合，其中两个代码字被分别映射至两个层；

第三组合，其中两个代码字被映射至三个层；以及

第四组合，其中两个代码字被映射至四个层。

8.根据权利要求1所述的层映射方法，其中：

所述MIMO系统使用最多4个层以及最多2个代码字，并且

所述预定映射组合包括：

第一组合，其中单一代码字被映射至单一层；

第二组合，其中两个代码字被分别映射至两个层；

第三组合，其中两个代码字被映射至三个层；和

第四组合，其中两个代码字被映射至四个层；以及

第五组合，用于支持基于混合ARQ(HARQ)方案的重新发射。

9.根据权利要求7或8所述的层映射方法，其中，在所述第三组合中，来自所述两个代码字中的第一代码字被映射至来自所述三个层中的第一层，并且来自所述两个代码字中的第二代码字被映射至来自所述三个层中的第二和第三层。

10.根据权利要求7或8所述的层映射方法，其中，在所述第四组合中，来自所述两个代码字中的第一代码字被映射至来自所述四个层中的第一和第二层，并且来自所述两个代码字中的第二代码字被映射至来自所述四个层中的第三和第四层。

11.根据权利要求7或8所述的层映射方法，其中：

在所述层映射步骤b)中，

如果根据来自所述预定映射组合中的所述第三或第四组合，将特定一个代码字映射至两个层，则构造所述特定一个代码字的所述调制符号被交替映射至所述两个层。

12.一种用于多输入多输出(MIMO)系统的发射机经由多个发射(Tx)天线来发射数据的方法，所述方法包括：

a)对特定数据块执行信道编码；

b)调制由所述信道编码的数据块形成的位块，并且生成调制符号流；

c)映射在预定映射组合中的任何一个中包含的调制符号；以及

d)发射所述层映射的符号，

其中，所述预定映射组合中的每个包括特定组合，在所述特定组合中，将通过由所述特定数据块的所述调制生成的所述符号流构成的单一代码字映射到至少两个层，并且

所述特定组合被设计成将构造所述单一代码字的所述符号交替地映射至所述至少两个层。

13.根据权利要求12所述的方法，其中：

所述MIMO系统使用最多4个层以及最多2个代码字，并且

所述预定映射组合包括：

第一组合，其中单一代码字被映射至单一层；

第二组合，其中两个代码字被分别映射至两个层；

第三组合，其中两个代码字被映射至三个层；以及

第四组合，其中两个代码字被映射至四个层。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，在所述第三组合中，来自所述两个代码字中的第一代码字被映射至来自所述三个层中的第一层，并且来自所述两个代码字中的第二代码字被映射至来自所述三个层中的第二和第三层。

15.根据权利要求13所述的方法，其中，在所述第四组合中，来自所述两个代码字中的第一代码字被映射至来自所述四个层中的第一和第二层，并且来自所述两个代码字中的第二代码字被映射至来自所述四个层中的第三和第四层。

16.根据权利要求14或15所述的方法，其中：

在所述层映射步骤c)中，

如果根据来自所述预定映射组合中的所述第三或第四组合将特定一个代码字映射至两个层，则将来自构造所述特定一个代码字的符号流中的第偶数索引符号映射至来自所述两个层中的第一层，并且将第奇数索引符号映射至来自所述两个层中的第二层，使得所述第偶数索引符号和所述第奇数索引符号被交替映射至所述第一和第二层。