CN101515844B - 高效的多用户多元并行传输方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了多用户多元码并行传输方法和装置，其中所述方法包括：对m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行GF多元编码，以便得到m路多元符号；对所述m路多元符号中的每路多元符号对应的多个比特进行分割映射得到多层比特流，从而得到m个多层比特流；将m个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于m个用户的L个调制符号，其中k_i是m个多层中的第i个多层；对所述L个符号进行维度为N_t×L的预编码，输出N_t个符号到相应的N_t根发射天线端口。

Description

高效的多用户多元并行传输方法及装置

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统中的多元并行传输技术，特别是涉及一种结合基于因子图的多元码的多元编码调制传输技术；更进一步说，涉及一种基于以上多元编码调制技术的多用户多元码并行传输方法及装置。

背景技术

在带宽和功率都受限的条件下，提高系统的传输效率及可靠性是新一代无线通信系统需要解决的最主要问题之一。

编码调制(Coded Modulation)技术自从ungerboeck1982年提出TCM以来一直是个热门研究领域，由于采用联合信道编码和调制在不展宽频带的前提下获得所需要的编码增益，TCM以及编码调制联合设计一直是通信特别是要求高频谱效率的无线通信中的一个重要研究方向。Ungerboeck提出的网格编码调制TCM在AWGN信道中，不增加带宽和功率，相同的信息速率下可获得3-6dB的编码增益。Ungerboeck同时给出了AWGN信道下TCM好码的欧氏空间度量的定义，这与传统上的采用Hamming距离作为好码判据不同。同样思想的分组编码调制BCM是用分组码代替TCM中的卷积码。

但是，TCM的良好性能主要体现在高斯信道下，而在多径衰落信道下，TCM性能并不及另一种被广泛采用的编码调制方式-比特交织编码调制(BICM)。BICM的原理比较简单，编码后的比特流通过比特交织器，之后再按顺序映射到调制星座点，这里，星座映射采用格雷映射，比特交织器可以精心设计，但采用随机交织器即可保证获得较好性能。BICM的优点是：1、BICM追求汉明距的最大化，尽管牺牲了一些欧氏距离特性，但使得码分集数最大，在Rayleigh衰落信道下具有高度的鲁棒性；2、在理想交织时，编码器和调制器分离设计，高度的设计灵活性。当前的绝大多数无线通信系统，如2G、3G、WIMAX等系统，均采用了BICM及在其基础上演进的编码调制方式。

当前系统中采用的主流信道码是二元码，比如turbo码和LDPC码。当结合高阶调制时，由于编码比特在映射到调制符号时存在比特相关性，因此在解调求取比特似然信息时存在信息的丢失。这是2元码固有的缺陷，采用比如迭代解调译码等方法，在增加复杂度和处理时延的情况下可部分弥补这一损失。

多天线技术(MIMO)作为提高频谱效率、保证传输可靠性的重要手段，近年来在无线通信系统中得到了越来越广泛的应用。MIMO复用如V-BLAST等，发端的每根天线发送独立的数据，收端每根天线的接收数据都是发端同时刻所有数据的叠加，接收端采用某种接收方式可解调数据。这样，随着天线数的增加，信道容量可极大增加。但是，前提是当信道条件良好、MIMO空间信道相关性很小时才会获得。

1993年，Turbo码的引入引起了信道编码领域革命性的变革，迭代译码成为主流。1996年，LDPC码被重新发现，在采用软信息迭代的BP译码算法时能取得比Turbo码更好的性能。但LDPC码的编码复杂度较高，而具有快速编码结构的LDPC码性能并不比Turbo好。并且，更重要的，这两种码的逼近香农限的优异性能都只有在长码块时才能取得，在短码块、中高码率情况下，结合Turbo码或LDPC码的BICM性能并不令人满意。

二元的Turbo码和LDPC码均可用其因子图(factor-graph)来表示，采用二元BP(置信传播)算法进行译码。而基于因子图的多元码，如多元LDPC码、多元LDGM码、多元RA/iRA码等，其图结构与二元码相似，不同之处在于不同的路径对应着不同的非0因子，因子图上的多元码仍可采用BP算法译码。基于因子图的多元码在中短码块长度时性能优于二元码。

以下用多元码作为基于因子图的多元码的简称。

采用多元码与高阶调制相结合的多元编码调制方式，如参考文献[3]，接收端只需要求取符号信息而不用求取比特似然信息，因此不存在信息丢失。更进一步的，如参考文献[4]中所示，将一个多元码编码符号(比如GF(256)编码符号)映射到2个调制符号(如16QAM调制)，同时通过2根天线发送，接收端通过每根接收天线处的合成信号直接求取GF(256)编码符号软信息供多元译码。与BICM相比，在衰落信道上，由于最佳检测所获得的性能增益能够弥补非比特交织造成的时间分集损失，使得能这种方案具有较低的检测时延而不失最佳性。而且，多元码的汉明距离直接对应于信号序列之间的汉明距离，有利于设计具有良好乘积距离特性的编码调制系统。已有的结果证实，多元码+高阶调制和多元码+高阶调制+多天线的编码调制方案在AWGN与衰落信道上均具有很好的性能。

相关的参考技术文献有：

[1]G.Caire，G.Taricco and E.Biglieri，“Bit-Interleaved CodedModulation，”IEEE Trans.Inf.Theory，VOL.44，NO.3，May 1998.

[2]M.C.Davey and D.Mackay，“Low-density parity check codesover GF(q)，”IEEE Commun.Lett.，VOL.2，PP.165-167，June 1998.

[3]X.Li，M.R.Soleymani，J.Lodge，and P.S.Guinand，“GoodLDPC codes over GF(q)for bandwidth efficient transmission，”SPAWC 2003，pp.95-99，June 2003.

[4]R.Peng and R.-R.Chen，“Design of nonbinary LDPC codes overGF(q)for multiple-antenna transmission”，MILCOM’06，Washington DC，Nov.2006.

[5]D.Declercq and M.Fossorier，“Decoding Algorithms forNonbinary LDPC Codes over GF(q)”，IEEE Trans.On Comm.Vol.55，pp.633-643，April 2007.

发明内容

本发明的目的是提供一种无线通信系统中的多用户多元码并行传输方法及装置。

根据本发明第一方面，所提供的多用户多元码并行发送方法包括：

对m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行GF多元编码，以便得到m路多元符号；

对所述m路多元符号中的每路多元符号对应的多个比特进行分割映射得到多层比特流，从而得到m个多层比特流；

将m个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于m个用户的L个调制符号，其中 $L=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i,$ k_i是m个多层中的第i个多层；

对所述L个符号进行维度为N_t×L的预编码，输出N_t个符号到相应的N_t根发射天线端口。

根据本发明第二方面，所提供的多用户多元码并行发送方法包括以下步骤：

对于m路用户数据中的第i路数据，采用GF(q_i)多元编码，其中 $q_i=2^{p_i},$ 1≤i≤m；

将编码之后的q_i元符号对应的p_i比特进行分割映射得到k_i层比特流，第j层包含p_ij比特，1≤j≤k_i， $\underset{j=1}{\overset{k_i}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{\mathrm{ij}}=p_i;$

将映射到第j层的p_ij比特调制映射到星座点，调制星座点数为 $c_{\mathrm{ij}}=2^{p_{\mathrm{ij}}},$ 同一时刻，m个用户数据块经过层映射模块共映射到L层， $L=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i,$ 调制后得到L个调制符号；

对所述L个符号进行维度为N_t×L的预编码，输出N_t个符号到相应的N_t根发射天线端口。

其中，将编码之后的q_i元符号对应的p_i比特进行分割映射得到k_i层比特流的步骤包括：

每一个q元符号的由比特向量b₁b₂…b_p表示的p个比特向量按顺序分割为k层比特流，第j层的比特流为

1≤j≤k，分别映射到对应的层上。

其中，对于映射到每一层的p_j个比特，选择合适的映射规则将其调制映射到 $c_j=2^{p_j}$ 维的星座点上。

其中，所述的合适的映射规则包括：

对星座图上的每一个星座点及其所有相邻的星座点乘以所有的GF(q)上的非0元，计算两者之间的距离；

尽量遍历搜索所有可能的映射关系，选择距离最大的一种作为最终的映射规则。

根据本发明的第三方面，所提供的多用户多元码并行发送装置包括：

多个GF多元编码装置，其每个GF多元编码装置分别对m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行GF多元编码，以便得到m路多元符号；

多个多元符号分割及层映射装置，其每个多元符号分割及层映射装置分别接收来自相应的一个GF多元编码装置的已进行多元编码的m路多元符号中的一路多元符号，并将该路多元符号对应的多个比特进行分割映射，得到多层比特流，以便得到m个多层比特流；

多个多维调制装置，用来将m个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于m个用户的L个调制符号，其中 $L=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i,$ k_i是m个多层中的第i个多层；

预编码装置，用来对所述L个符号进行维度为N_t×L的预编码，并且输出N_t个符号到相应的N_t根发射天线端口。

其中，每个多元符号分割及层映射装置通过以下方式实现多元符号分割和层映射：

每一个多元符号的由比特向量b₁b₂…b_p表示的p个比特向量按顺序分割为k层比特流，第j层的比特流为

1≤j≤k，分别映射到对应的层上。

根据本发明第四方面，所提供的多用户多元码并行接收方法包括以下步骤：

接收机经由N_i根接收天线接收m路用户数据信号中的第i个用户数据信号，其中1≤i≤m；

所接收的第i个用户数据经过同步、均衡等处理之后，信号进入MIMO检测模块进行重叠信号分离、符号软解调等处理，得到q_i元的符号似然信息；

对所述的q_i元的符号似然信息进行解q_i元符号映射，得到多元译码所需的输入符号似然信息；

对所述的输入符号似然信息进行译码，得到q_i元符号；以及

将所述q_i元数据符号转换成相应的数据比特。

其中，所述MIMO检测模块在对第i个用户数据信号进行重叠信号分离、符号软解调等处理，将其余路数据作为干扰处理，仅解调对应的第i路信号。

根据本发明的第五方面，所提供的多用户多元码并行接收装置包括：

接收m路用户数据信号中的第i个用户数据信号的天线，其中1≤i≤m；

所接收的第i个用户数据经过同步、均衡等处理的装置；

对经过同步、均衡等处理的第i个用户数据进行重叠信号分离、符号软解调等处理，以得到q_i元的符号似然信息的装置；

对所述的q_i元的符号似然信息进行解q_i元符号映射，以得到多元译码所需的输入符号似然信息的装置；

对所述的输入符号似然信息进行译码，以得到q_i元符号的装置；以及

将所述q_i元数据符号转换成相应的数据比特的装置。

其中，在多小区多用户多元码并行发送时，m路用户数据符号来自多个小区，发射的N_t根发射天线由多个小区的天线组合而成。

其中，上述多个GF多元编码装置分别对多个小区的m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行GF多元编码，发射的N_t根发射天线由多个小区的天线组合而成。

此外，1个用户、1层数据的情形是本发明最简单的场景。

而1个用户、多层数据的情景则是本发明的另一种场景。

使用本发明的上述方法集装置，可以在提高用户数据率的同时，避免小区间干扰，进而增大了系统容量。

下面结合附图对本发明的细节和原理进行详细说明。

附图说明

图1.是QCM发送装置的示意图；

图2.是多元符号分割及层映射的示意图；

图3.是16QAM星座图及不同映射规则的示意图；

图4.是QCM接收装置的示意图；

图5.是基于MIMO+OFDM(A)系统的QCM发送装置的示意图；

图6.是基于MIMO+OFDM(A)系统的QCM接收装置的示意图。

具体实施方式

MIMO+OFDM(A)技术在下一代无线通信系统中扮演着越来越重要的角色，下面将结合基于MIMO+OFDMA技术的3GPP LTE系统详细说明本发明的基本原理、数学描述及具体实施方式，

图1给出了QCM的发送框架。

设有m个用户同时发送数据，每个用户对应1路数据。对于第i路数据，采用GF(q_i)多元编码， $q_i=2^{p_i},$ 1≤i≤m，将编码之后的q_i元符号对应的p_j比特进行分割映射得到k_i层比特流，第j层包含p_ij比特，1≤j≤k_i， $\underset{j=1}{\overset{k_i}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{\mathrm{ij}}=p_i$ (具体的符号分割及层映射方式见图2)，将映射到第j层的p_ij比特进行调制映射到星座点，调制星座点数为 $c_{\mathrm{ij}}=2^{p_{\mathrm{ij}}}.$ 同一时刻，m个用户数据块经过层映射模块共映射到L层， $L=\underset{i=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{k}_i,$ 调制后得到L个调制符号，对这L个符号进行维度为N_t×L的预编码，输出N_t个符号到相应的N_t根发射天线端口。

图2详细描述了多元符号分割及层映射过程。由表1的高阶域元素表，每一个q元符号均可由p比特向量b₁b₂…b_p表示，将这p个比特向量按顺序分割为k层比特流，第j层的比特流为

1≤j≤k，分别映射到对应的层上。

表1.由p(X)＝1+X+X⁴生成的GF(16)元素表

GF(16)元素编号	对应比特表示形式
		0	1000
1	0100
		2	0010
3	0001
		4	1100
5	0110
		6	0011
7	1101
		8	1010
9	0101
		10	1110
11	0111
		12	1111
13	1011
		14	1001
15	0000

对于映射到每一层的p_j个比特，将其调制映射到 $c_j=2^{p_j}$ 维的星座点上，常规的方法是采用格雷映射，图3给出了16QAM的星座图及格雷映射方式。但是，格雷映射仅对于误比特率(BER)是最优的，在这种场景下对于误块率(BLER)并不是最优的方法，图3同时给出了另一种更优的映射规则，下面给出这种映射的选择方法。

多元码因子图的校验关系可表示为多个如下的校验方程：

$(h_1\⊗E_1)\⊕(h_2\⊗E_2)\·\·\·\⊕(h_k\⊗E_k)=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i\⊗E_i=0---\left(1\right)$

(1)式中的加法和乘法运算均基于GF(q)，h_i表示因子图上相应边的非0元，E_i表示边上的元素变量，对于校验方程中的任意一条边，假设为h₁，(1)可简化为：

$(h_1\⊗E_1)\⊕S=0\→h_1\⊗E_1=S---\left(2\right)$

S表示GF(q)上的任意元素，等效为其他k-1条边的校验和。对应到信号星座图上看，E₁在发送端对应信号星座图上的某个星座点，由于信道和噪声的影响，E₁在接收端偏移了参考星座点。若E₁所有的相邻星座点乘以h₁后得到的结果越远离S，则能正确译码的概率就越高。表现在星座图上，即是使得E₁的所有相邻星座点均乘以非0元素h₁后，得到的星座点尽量远离S，将这一星座点到S的距离记为D，距离越远，则D越大。

定义乘积距离PD，PD表示为以上所有可能的D的和，则判别一个映射规则的好坏就是看其乘积距离的大小，若乘积距离越大，则该映射规则下的QCM方案性能越好。

具体地说，对于映射到某层的p_j比特，选定 $c_j=2^{p_j}$ 维的星座图，比如p_j＝4时，选用16QAM星座图，下面以图3的16QAM星座图为例。

1.随机给出一种映射规则；

2.初始化PD，PD＝0；

3.对星座图上的每一个星座点S_i及其所有相邻的星座点S_i ^j(i∈{0，3，12，15}时j∈{0，1}，i∈{1，2，4，7，8，11，13，14}时j∈{0，1，2}，i∈{5，6，9，10}时j∈{0，1，2，3})，乘以所有的GF16上的非0元h_k，0≤k≤14(h₁₅表示GF16上的零元)，设 $S_i\⊗h_k=T_{i,k},$ $S_i^j\⊗h_k=T_{i,k}^j$ (T_i，k，T_i，k ^j均为映射到星座图上的星座点)，计算T_i，k与T_i，k ^j之间的距离D_i，k ^j， $\mathrm{PD}+=D_{i,k}^j;$

4.尽量遍历搜索所有可能的映射关系，选择乘积距离PD最大的一种作为最终的映射规则。

图4给出了QCM的接收框架。这里，仅画出了MIMO检测、译码等相关模块的示意图，其余模块如同步、均衡等模块并未标出。设第i个用户终端有N_ri根接收天线，1≤i≤m，每个终端独立工作。以下均对第i个用户接收进行说明，其余用户的处理过程类似。

经过同步、均衡等处理之后，信号进入MIMO检测模块进行重叠信号分离、符号软解调等操作。MIMO检测时，接收机将其余路数据作为干扰处理，仅解调对应的第i路信号。通过发送端的预编码、干扰预删除，或者通过接收端的干扰抑制等技术，可使得进入MIMO检测模块的干扰信号影响在可接受的程度。

对于传统的二元编码，MIMO检测模块需要输出比特似然信息，前面已经提到，这种方法是存在信息丢失的。而对于多元的符号编码，只需要解调输出符号似然信息，不需要进行符号信息到比特信息的转换，因此不存在信息的丢失。在发送端对第i路数据，采用的是GF(q_i)的多元编码，得到的每个q_i元符号可由p_i比特表示，分割映射到了k_i层独立调制映射。在MIMO检测时，同时处理由同一个q_i元符号经过分割、映射、调制得到的k_i个调制符号，解调输出q_i元的符号似然信息。之后按照发送端的q_i元符号分割及层映射规则进行解q_i元符号映射，可得到多元译码所需要的输入符号似然信息。

消除其余用户干扰、多径干扰及其他损失后，某时刻的收发信号可表述为：

X_i表示第i路数据的k_i层的发送信号向量，Y_i表示N_ri根接收天线接收的经过处理后的待解调信号向量，H_i表示等效的估计得到的多输入多输出信道，N_i表示等效的噪声向量。

最优的MIMO符号检测算法是最大似然方法，即遍历由k_i个调制信号组合而成的所有可能的重叠信号点 $X_i^j,1\≤j\≤2^{\underset{s=1}{\overset{k_j}{\mathrm{\Σ}}}{p}_{\mathrm{is}}}=2^{p_i}=q_i,$ 求得每个重叠信号点与Y_i的欧氏距离Ed_j：

${\mathrm{Ed}}_j={\left|\right|Y_i-H_i{X}_i^j\left|\right|}^2$

由所有点的欧式距离进而求得符号的似然信息。

球译码是一种简状态的检测算法，仅搜索出欧式距离最小的一部分重叠信号点，其复杂度由搜索半径决定。球译码算法总能找到最大似然符号，但不能得到所有符号的准确似然信息。

MMSE是另一种低复杂度的检测算法，其准则是最大化信干噪比，由于MMSE是线性检测算法，性能上有一定损失。

不同的多元译码算法，要求输入不同形式的符号似然信息。采用BP算法或者FFT-BP算法时，要求输入符号变量所有的归一化符号概率信息。采用Log-FFT-BP或者最小和(MS)算法时，要求输入符号变量的对数似然比信息。当采用扩展的最小和(EMS)算法时，只需要输入一部分符号变量的对数似然比信息。

但是，不管采用何种译码算法，输入到译码器的符号似然信息均是基于以上欧式距离Ed_j而来。

由于发送端的符号分割及层映射，因此在接收端，MIMO解调之后的数据需要经过一个反变换，即解多元符号映射，从而得到编码符号对应的符号软信息。

当小区之间具有相互协作、共享用户数据信息的能力时，图1的QCM发送框图中的m个用户可以来自不同小区。例如对于用户1的数据，通过GF(q₁)元编码后映射到k₁层，再与其余的用户数据经过预编码后通过N_t根天线发送，N_t根天线由多个协作小区的天线组合而成，因此，用户1的k₁层数据由多个小区的天线联合发送。这就避免了来自相邻小区的干扰，将原本是邻小区的干扰信号作为了用户有用信号通过相邻基站发送，提高用户数据率的同时避免了小区间干扰，进而增大了系统容量。

图5、图6分别给出了基于MIMO+OFDMA系统的QCM发送和接收框架。

设m＝2，即有2个用户。

对第1个用户，令q₁＝16，k₁＝1，因此每个编码符号含p₁＝4比特信息，映射到1层，采用16QAM调制。

对第2个用户，令q₂＝64，k₂＝2，p₂₁＝2，p₂₂＝4，因此每个编码符号含p₂＝6比特信息，映射到2层，第1层采用QPSK调制，第2层采用16QAM调制。

调制方式选用本发明提出的最大化乘积距映射，若采用常规的格雷映射，误块率(BLER)性能会稍有损失。

因此，总的映射层数L＝3，设发送天线数N_t＝4，采用3×4的预编码矩阵P，选用LTE标准中对应码本的第0个码字，即

$P=0.288675\left[\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& 1& -1\\ 1& -1& -1\\ 1& -1& 1\end{array}\right]$

其中，预编码矩阵P的第1列对应第1个用户的1层数据，第2、3两列分别对应第2个用户的2层数据。

设系统带宽为10MHz，采用1024点的FFT/IFFT。

2个用户的数据分别经过多元编码、符号分割及层映射、调制之后，到达预编码矩阵P，设3层数据长度各为N，经过预编码后，输出4路N长的数据流到各天线端口，在天线端口处映射到相应的物理时频资源并插入导频，IFFT后发射。

设用户终端的接收天线数为N_r1＝N_r2＝2。对每个用户，信号经过信道后，在接收端经过同步、估计等处理后，2根天线的接收信号分别做FFT。

对第1个用户，对每个子载波的信号进行16维的MIMO检测，直接输出多维符号软信息，经过解符号映射后得到GF(16)的符号似然信息，供多元码译码。

对第2个用户，对每个子载波的信号进行64维的MIMO检测，直接输出多维符号软信息，经过解符号映射后得到GF(64)的符号似然信息，供多元码译码。

译码可采用BP、FFT-BP、Log-FFT-BP、MS、EMS等译码算法，迭代收敛或达到最大迭代次数后硬判决输出判决符号，最后将判决符号转换到比特输出。

Claims (7)

1.一种多用户多元码并行发送方法，包括以下步骤：

对于m路用户数据中的第i路数据，采用GF(q_i)多元编码，其中

1≤i≤m；

将编码之后的q_i元符号对应的p_i比特进行分割映射得到k_i层比特流，第j层包含p_ij比特，1≤j≤k_i，

将映射到第j层的p_ij比特调制映射到星座点，调制星座点数为同一时刻，m个用户数据块经过层映射模块共映射到L层，

调制后得到L个调制符号；

对所述L个符号进行维度为N_t×L的预编码，输出N_t个符号到相应的N_t根发射天线端口；

其中，将编码之后的q_i元符号对应的p_i比特进行分割映射得到k_i层比特流的步骤包括：

每一个多元符号的由比特向量b₁b₂…b_p表示的p个比特向量按顺序分割为k层比特流，第j层的比特流为1≤j≤k，分别映射到对应的层上。

2.根据权利要求1所述的方法，其中对于映射到每一层的p_j个比特，选择合适的映射规则将其调制映射到

维的星座点上；

其中选择合适的映射规则包括：

对星座图上的每一个星座点及其所有相邻的星座点乘以所有的GF(q)上的非0元，计算两者之间的距离；

遍历搜索所有可能的映射关系，选择距离最大的一种作为最终的映射规则。

3.根据权利要求1所述的方法，其中在多小区多用户多元码并行发送时，m路用户数据符号来自多个小区，发射的N_t根发射天线由多个小区的天线组合而成；以及

多个GF多元编码装置分别对多个小区的m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行GF多元编码，发射的N_t根发射天线由多个小区的天线组合而成。

4.一种多用户多元码并行发送装置，包括：

多个GF多元编码装置，其每个GF多元编码装置分别对m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行GF多元编码，以便得到m路多元符号；

多个多元符号分割及层映射装置，其每个多元符号分割及层映射装置分别接收来自相应的一个GF多元编码装置的已进行多元编码的m路多元符号中的一路多元符号，并将该路多元符号对应的多个比特进行分割映射，得到多层比特流，以便得到m个多层比特流；

多个多维调制装置，用来将m个多层比特流中的每个多层比特流分别调制映射到相应的星座点上，以便得到用于m个用户的L个调制符号，其中

k_i是m个多层中的第i个多层；

预编码装置，用来对所述L个符号进行维度为N_t×L的预编码，并且输出N_t个符号到相应的N_t根发射天线端口；

其中，每个多元符号分割及层映射装置通过以下方式实现多元符号分割和层映射：

每一个多元符号的由比特向量b₁b₂…b_p表示的p个比特向量按顺序分割为k层比特流，第j层的比特流为1≤j≤k，分别映射到对应的层上。

5.根据权利要求4所述的装置，其中在多小区多用户多元码并行发送时，m路用户数据符号来自多个小区，发射的N_t根发射天线由多个小区的天线组合而成；以及

多个GF多元编码装置分别对多个小区的m路用户数据符号中相应的一路数据符号进行GF多元编码，发射的Nt根发射天线由多个小区的天线组合而成。

6.一种多用户多元码并行接收方法，包括以下步骤：

接收机经由N_i根接收天线接收m路用户数据信号中的第i个用户数据信号，其中1≤i≤m；

所接收的第i个用户数据经过同步、均衡处理之后，信号进入多天线检测模块进行重叠信号分离、符号软解调处理，得到q_i元的符号似然信息；

对所述的q_i元的符号似然信息进行解q_i元符号映射，得到多元译码所需的输入符号似然信息；

对所述的输入符号似然信息进行译码，得到q_i元符号；以及

将所述q_i元数据符号转换成相应的数据比特；

其中，所述多天线检测模块在对第i个用户数据信号进行重叠信号分离、符号软解调处理时，将其余路数据作为干扰处理，仅解调对应的第i路信号。

7.一种多用户多元码并行接收装置，包括：

接收m路用户数据信号中的第i个用户数据信号的天线，其中1≤i≤m；

对所接收的第i个用户数据进行同步、均衡处理的装置；

对经过同步、均衡处理的第i个用户数据进行重叠信号分离、符号软解调处理，以得到q_i元的符号似然信息的装置；

对所述的q_i元的符号似然信息进行解q_i元符号映射，以得到多元译码所需的输入符号似然信息的装置；

对所述的输入符号似然信息进行译码，以得到q_i元符号的装置；以及

将所述q_i元数据符号转换成相应的数据比特的装置；

其中，在对第i个用户数据信号进行重叠信号分离、符号软解调处理时，将其余路数据作为干扰处理，仅解调对应的第i路信号。

Images