CN102006247B - 传输路径响应估计器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种传输路径响应估计器，用于无线系统的接收机，该无线系统的接收机对连续或间断地配置了以下结构的帧的信号进行接收，该结构为周期性地插入了对指定的代码序列进行了循环扩展的已知模式信号的结构，该传输路径响应估计器具备多个相关部、解析部和延迟分布生成部。多个相关部计算接收信号与代码长度不同的多个已知模式信号的多个时间相关。解析部输出控制信号，该控制信号表示用于从多个相关部的输出中提取各自的适当的相关输出的选择期间。延迟分布生成部基于解析部的输出，将多个相关部的输出适应性地选择或结合的结果作为延迟分布来输出。

Description

传输路径响应估计器

相关申请的交叉引用

本申请基于2009年8月28日提出申请的日本专利申请第2009-198735号并主张其优先权，这里引用其全部内容。

技术领域

本发明涉及广播及无线通信的接收系统中的传输路径响应估计器。

背景技术

一般，在广播系统及无线通信系统中，从发送站发送的无线信号在到达接收机之前的期间被地形或建筑物等反射、散射、衍射，成为多个无线信号而到达接收机。在接收机接收到经过这些多个路径的相同的无线信号的情况下，成为将它们相互合成的信号，所以有信号波形失真的情况。将该现象一般称作多路径，将各个无线信号经过的路径称作多路径传输路径。

所以，在接收机中，进行从波形失真的接收信号再现从发送站发送的无线信号的原波形的处理。该处理一般称作均衡处理。

一般在多路径传输路径中发生的失真成分可以表示为将脉冲作为输入信号时的滤波器响应，高精度地估计该传输路径响应带来接收机的均衡处理的精度提高。该传输路径响应一般称作延迟分布。

以往，无线通信系统的接收机的传输路径响应估计器已知有使用包含在接收信号中的已知信号序列作为参照信号、通过求出接收信号与参照信号的复时间相关、计算延迟分布的方法(例如参照佐藤拓郎，“CDMA技术的基础到应用”，株式会社リアライズ公司，第1章，1.11节)。

此外，有通过无线系统使用指定的代码序列(例如PN(Pseudo randomnoise)序列等)作为已知信号序列、使用在该指定的代码序列的前后循环扩展而插入了前置代码和后置代码的信号序列的情况。

这里，例如设想信号帧由上述循环扩展的已知信号序列(以后称作帧头)和信号数据(以后称作帧体)构成、该信号帧连续或断续地配置的无线系统。如果对于该信号帧使用上述佐藤拓郎，“CDMA技术的基础到应用”，株式会社リアライズ公司，第1章，1.11节所示那样的传输路径响应估计器计算延迟分布，则由于以下那样的成分，传输路径响应估计精度劣化。

(1)帧头与参照信号的相互相关带来的劣化成分

(2)帧体与参照信号的相互相关带来的劣化成分

劣化成分(1)是在取帧头与参照信号的复时间相关的情况下在原理上产生的劣化成分。作为对策，在Guanghui Liu etc，“ITD-DFE Based ChannelEstimation and Equalization in TDS-OFDM Recevers”，IEEE Transactions onConsumer Electronics，Vol.53，No.2，MAY 2007中提出了，利用能够预先预测作为劣化的原因的相互相关成分，通过从传输路径响应中减除而将劣化成分消除。

劣化成分(2)在接收到延迟时间比帧头长度长的多路径的情况下，帧体与参照信号的相互相关变大而成为明显的问题。作为对策，在GuanghuiLiu etc，“ITD-DFE Based Channel Estimation and Equalization in TDS-OFDMRecevers”，IEEE Transactions on Consumer Electronics，Vol.53，No.2，MAY2007中提出了对策，将一次解调的信号数据再调制而生成帧体，通过从接收信号帧中消除帧体成分来抑制劣化。

但是，作为在这些对策方法中共通的问题，在根据计算出的复时间相关来区别多路径和劣化成分时，能够容易地区别功率较高的多路径，但在存在功率较低的多路径时其区别变得困难。作为区别功率较低的多路径的方法，例如在将规定阈值以上的功率判断为多路径的情况下，如果将阈值设定得较高则有可能漏过多路径，反之如果将阈值设定得较低则有可能将劣化成分误判断为多路径。因而，在这样的区别方法中，有结果传输路径响应估计精度变差的问题。

发明内容

根据本发明的一技术方案，提供一种传输路径响应估计器，在接收周期性地插入了将指定的代码序列循环扩展后的已知模式信号的结构的帧连续或断续地配置的信号的无线系统的接收机中使用，其特征在于，具备：多个相关部，计算上述信号与代码长度不同的多个已知模式信号的多个时间相关；解析部，输出控制信号，该控制信号表示用于从上述多个相关部的输出中提取各自的适当的相关输出的选择期间；以及延迟分布生成部，根据上述解析部的输出，将上述多个相关部的输出适应性地选择或结合后作为延迟分布来输出。

根据本发明的另一技术方案，提供一种传输路径响应估计器，在接收周期性地插入了将指定的代码序列循环扩展后的已知模式信号的结构的帧连续或断续地配置的信号的无线系统的接收机中使用，其特征在于，具备：多个相关部，计算上述信号与代码长度不同的多个已知模式信号的多个时间相关；解析部，输出根据上述多个相关部的输出、动态地变更用于提取相关输出的选择期间的控制信号，以使从均衡输出得到的品质数据变得适当；延迟分布生成部，根据上述解析部的输出，将上述多个相关部的输出适应性地选择或结合后作为延迟分布来输出；均衡部，根据上述延迟分布生成部的输出，将上述信号进行相位振幅均衡；以及品质测定部，测定上述均衡部的输出的品质，并将得到的品质数据提供给上述解析部。

附图说明

图1是表示有关本发明的第1实施方式的传输路径响应估计器的模块图。

图2是表示图1中的解析部的结构的一例的模块图。

图3是说明周期性地插入了将指定的代码序列循环扩展后的指定的已知模式信号的帧的结构的图。

图4是表示对没有多路径的只有主波的接收信号通过PN255和PN420的两种不同的代码长度的参照信号取复时间相关时的状况的图。

图5A及图5B是表示对图4的只有主波的接收信号进行相关计算的结果的相关波形的图，图5A是表示PN420相关波形的图，图5B是表示PN255相关波形的图。

图6是表示对没有多路径的只有主波的接收信号进行了通过参照信号PN420的代码长度下的滑动相关的情况下的、功率峰值发生的定时、和在使帧体的数据都为0时产生的劣化成分(1)的图。

图7是表示对没有多路径的只有主波的接收信号进行了通过参照信号PN420的代码长度下的滑动相关的情况下的、使帧头的数据都为0时产生的劣化成分(2)的图。

图8是表示对没有多路径的只有主波的接收信号进行了通过参照信号PN255的代码长度下的滑动相关的情况下的、功率峰值发生的定时及平坦期间的生成的图。

图9是表示在作为接收信号而包括主波、延迟波1和延迟波2的多路径的情况下的、通过两种不同的代码长度的参照信号的PN420、PN255取复时间相关时的状况的图。

图10A及图10B是表示对图9那样的包括多路径的接收信号进行相关计算的情况下的相关波形的图，图10A是表示PN420相关波形的图，图10B是表示PN255相关波形的图。

图11是将对包括多路径的接收信号进行通过参照信号PN255的相关检测的情况下的图10是相关波形分为主波、延迟波1及延迟波2的各成分波形表示的图。

图12A～图12G是说明利用PN420相关和PN255相关的两个相关波形的特征、生成适当的相关波形的方法的图，图12A是表示PN420相关波形的图，图12B是表示PN255相关波形的图，图12C是将图12A的波形进行等级标准化后的图，图12D是将图12B的波形进行等级标准化后的图，图12E是从图12C的波形中提取了α期间和β期间的图，图12F是从图12D的波形提取了γ期间的图，图12G是将图12E的波形与图12F的波形结合的图。

图13是表示有关本发明的第2实施方式的传输路径响应估计器的模块图。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。

[第1实施方式]

图1表示有关本发明的第1实施方式的传输路径响应估计器的结构。

本第1实施方式是应用到具有如下帧结构的无线系统的接收机中的例子，该帧结构为周期性地插入了将指定的代码序列进行循环扩展后的指定的已知模式信号的结构。

在图1中，传输路径响应估计器10具备：多个(在图中是两个)相关部11、12，计算接收信号与代码长度不同的多个(在图中是两个)作为已知模式信号的参照信号1、2的时间相关；解析部13，根据两个相关部11、12的输出，输出表示各自的适当的选择期间的控制信号；以及延迟分布生成部14，基于来自解析部13的控制信号，将适应性地选择或结合了两个相关部11、12的输出的结果作为延迟分布输出。

对于接收信号，参照图3在后面叙述，但是由周期性地插入了已知模式信号的信号帧(以后单称作帧)构成。接收信号被供给到相关部11和相关部12中。相关部11计算接收信号与参照信号1的复时间相关，将相关值标准化。标准化的相关值被供给到解析部13和延迟分布生成部14中。同样，相关部12计算接收信号与参照信号2的复时间相关，将相关值标准化。这里，参照信号1和参照信号2是具有不同的代码长度的已知模式信号。另外，相关部11、12的标准化是为了使从相关部11、12分别输出的两种相关波形的共通的相关信号(对于接收信号中的主波的相关值或对于相同的延迟波的相关值)的功率等级相同而进行的。来自相关部11、12的标准化的两个相关值被供给到解析部13和延迟分布生成部14中。

在解析部13中，运算从前级的相关部11、12得到的两种相关值的功率量，并通过判断运算出的各个功率量是否超过了阈值，检测有效的延迟波的存在的有无，并在存在有效的延迟波的情况下检测这些延迟波的时间位置，由此，输出控制信号，该控制信号表示用于从两种相关值各自中提取适合利用的相关输出的选择期间。

延迟分布生成部14基于来自解析部13的控制信号，将从相关部11、12输出的两种相关值选择或结合，输出组合了适合利用的期间的延迟分布的最终的延迟分布。

图2表示图1的解析部13的结构的一例。

在图2中，解析部13具备功率运算部131、功率运算部132、有效延迟波判断部133、和控制部134。

功率运算部131输入从相关部11输出的时间相关值，运算其功率量。

功率运算部132输入从相关部12输出的时间相关值，运算其功率量。

有效延迟波判断部133通过判断从功率运算部131及功率运算部132得到的后述的平坦期间中的第1、第2相关输出的某一方或两方的功率量是否超过阈值，判断是否至少在1个相关波形的平坦期间有作为延迟波而有效的大小的延迟波。

这里，平坦期间如后述的图8中说明那样，在主波(或者延迟波)的帧头的PN序列的开头出现表示相关的功率峰值，但能够以该功率峰值为中心求出相当于从帧头的开头到将前置代码(A)和接着它的代码串(B′)(＝与后述的后置代码(B)相同的代码串)相加的时间长的末尾为止的期间。

控制部134根据有效延迟波判断部133的判断结果，根据来自相关部11、12的两种相关值的各个，输出表示分别适合利用的期间的控制信号，当有效延迟波判断部133判断为没有延迟波时，作为控制信号，在相关计算范围的全部期间仅输出例如高等级，当有效延迟波判断部133判断为有延迟波时，在相关计算范围的平坦期间作为控制信号而输出低等级，并且在对应于平坦期间以外的期间作为控制信号而输出高等级。这里，所谓相关计算范围，可以说是相当于滑动量的范围，进行相关运算求出1个符号量的值的次数、即波形的长度对应于它。此外，控制信号的高等级对应于由后述的延迟分布生成部14选择来自相关部11的第1相关输出，控制信号的低等级对应于由延迟分布生成部14选择来自相关部12的第2相关输出。

在如上述那样构成的解析部13中，运算从相关部11、12输出的相关信号的平坦期间的功率量，判断在该平坦期间有没有作为延迟波而有效的延迟波，基于该判断结果输出控制信号，控制延迟分布生成部14。并且，解析部13如果判断为没有延迟波，则控制延迟分布生成部14，以使其仅将来自相关部11的相关波形选择为延迟分布并进行输出，另一方面，如果判断为有延迟波，则控制延迟分布生成部14，以使其从相关部12选择其相关波形的平坦期间的波形，并且从相关部11选择其相关波形中的对应于上述平坦期间以外的期间的波形并进行输出。

延迟分布生成部14根据解析部13的控制信号，作为在相关计算范围中选择来自相关部11的第1相关信号、还是选择来自相关部12的第2相关信号的所谓选择器动作。

参照图3至图9说明在这样构成的传输路径响应估计器中高精度地估计传输路径响应的方法。

图3表示连续地配置了如下结构的帧的信号，该结构为周期性地插入了对指定的代码序列进行了循环扩展的已知模式信号的结构。另外，也可以将这样的帧间断地配置。

首先，参照图3，说明周期性地插入了对指定的代码序列进行了循环扩展的已知模式信号的帧结构。

如图3所示，帧由帧头和帧体构成。帧头由在指定的代码序列(例如PN序列的M序列等)的前后进行循环扩展而插入了前置代码(cyclic prefix)和后置代码(cyclic Postfix)的已知模式信号形成。

具体而言，帧头由前置代码A(82个符号)、作为规定的代码序列的PN序列(255个符号，以后记作PN255)、和后置代码B(83个符号)构成。帧头的长度为它们的和的代码长度，为82+255+83＝420个符号(以后记作PN420)。这里，前置代码A是与PN255的末尾序列A′(82个符号)相同的代码串，后置代码B由与PN255的开头序列B′(83个符号)相同的代码串构成。

帧体例如由传输流(TS)等的信号数据形成。

接着，说明在如图3所示的连续或间断地配置了如下的帧的结构的接收信号中，为了估计传输路径响应而计算复时间相关的方法，上述帧为插入了对指定的代码序列进行循环扩展的帧头的帧。另外，如图3所示的帧结构作为中华人民共和国(以下记作中国)的地面数字广播的方式使用。

图4表示对于不包括多路径的只有主波的接收信号通过两种不同的代码长度的参照信号PN255和PN420计算复时间相关时的状况。这里，表示通过将参照信号相对于接收信号例如按照每个符号错开1个来计算相关关系的滑动相关，计算复时间相关的例子。

在通过PN420的代码长度计算复时间相关的情况下，如图4所示，从比接收信号的主波的帧头的开头靠前420个符号的定时到主波的帧头(420个符号)的末尾为止进行计算。该期间是PN420相关中的相关计算范围的一例。另外，该复时间相关的范围并不限于此，也可以取更大的范围。例如，也可以是从比主波的帧头的开头靠前420个符号以上的定时到超过主波的帧头的末尾的时间位置为止的较大的范围。在通过PN255的代码长度计算复时间相关的情况下，如图4所示，从比接收信号的帧头的主波的开头靠前255个符号的定时到主波的帧头(420个符号)的末尾为止进行计算。该期间是N255相关中的相关计算范围的一例。另外，关于该复时间相关的范围也并不限于此，也可以取更大的范围。例如，也可以是从比主波的帧头的开头靠前255个符号以上的定时到超过主波的帧头的末尾的时间位置为止的较大的范围。

图5A及图5B表示对图4那样的不包括多路径的只有主波的接收信号进行上述那样的相关计算的结果即相关输出的波形(以后称作相关波形)。

但是，实际上图5A及图5B为通过前置代码和后置代码、存在由Guanghui Liu etc，“ITD-DFE Based Channel Estimation and Equalization inTDS-OFDM Recevers”，IEEE Transactions on Consumer Electronics，Vol.53，No.2，MAY 2007描述那样的伪峰值的波形。图5A表示PN420的相关波形，图5B表示PN255的相关波形。所谓伪峰值，例如是指在图4中对主波通过PN420以符号单位执行滑动相关的过程中，在PN420的代码串A(＝A′)和代码串B(＝B′)的连续的代码串的组与主波的帧头内的代码串A(＝A′)和代码列B(＝B′)的代码串的组部分地取得相关(A和B′的组与A′与B的组一致、即部分一致)的情况下，出现较小的等级的功率峰值。该伪峰值根据图4中说明的相关计算，以在参照信号PN420与接收信号的帧头完全取得相关的情况下产生的功率峰值为中心在其前后各发生1个。将伪峰值也称作伪延迟波。另外，在实施本发明的实施方式时，伪峰值的存在不成为问题，所以为了使说明变得容易，在图5A及图5B、图10A及图10B等的附图中采取将伪峰值省略而简略化的记载。

以下，说明图5A及图5B的相关波形的特征。图5A及图5B表示对于图4那样的只有主波的接收信号的相关波形。

在图5A及图5B中，纵轴表示功率，横轴表示延迟符号时间。在图5A所示的PN420的代码长度的情况下能够得到420+420＝840个符号的相关值，在图5B所示的PN255的代码长度的情况下能够得到420+255＝675个符号的相关值。PN420的840个符号期间、以及PN255的675个符号期间是参照信号1及2的各代码长度下的相关计算范围。另外，相关计算范围对于PN420相关、PN255相关各个情况，并不限定于840个符号、675个符号，如上所述也可以取为更大的范围。这里，将图5A所示的PN420相关波形的峰值功率表示为peak_420，将峰值以外的噪声性的期间(以后称作噪声期间)的最大功率值表示为noisy_420。

此外，对于图5B所示的PN255相关波形也同样表示peak_255及noisy_255。作为PN255相关波形的特征，通过上述前置代码和后置代码，存在从峰值的前82个字符到峰值的后83个字符为止成为一定值的期间。将该一定值的期间表示为平坦期间(flat期间)，将该功率值表示为flat_255。对于该平坦期间在图8中说明。

此时，在平坦期间中为peak_420/noisy_420＜peak_255/flat_255，PN255的峰值更明显，关于其以外的期间，PN420、PN255的相关检测的区间积分次数中PN420相关更多，所以为peak_420/noisy_420＞peak_255/flat_255，可以说PN420的峰值更明显。这里，所谓区间积分次数，是指在求相关波形中的1个符号量的值时通过相关运算来运算的积分范围，在此情况下，参照信号的长度(420或255)对应于它。由此，如果在平坦期间和其以外的期间中切换PN420相关波形和PN255相关波形，则能够得到在最大的相关计算范围中峰值明显的适当的相关波形。

图6表示对只有主波的接收信号进行了参照信号PN420的代码长度下的滑动相关的情况的峰值发生定时、和将帧体的数据都设为0时发生的劣化成分(1)。

如果对主波取PN420相关，则在帧头(循环扩展PN序列)以外的帧体的数据都是0的情况下，也在取得了PN420相关(完全一致)的时点出现峰值peak_420，但在其以外的定时(帧头和PN420相互一部分重叠的状态)，输出作为振幅较小的噪声成分的劣化成分波形noisy_420作为劣化成分(1)。另外，出现峰值peak_420的定时是参照信号PN420与主波的帧的帧头完全一致的状态下的帧头的开头位置的定时(参照图6)。

在图6中，对于劣化成分波形noisy_420，发生帧头与参照信号PN420的相互相关结果带来的劣化成分(1)。帧头与参照信号PN420的相互相关带来的劣化成分(1)，即使参照信号PN420相对于帧头稍稍错开，相关也会消失，作为劣化成分noisy_420发生。

图7表示对只有主波的接收信号进行了参照信号PN420的代码长度下的滑动相关的情况的、在使帧头的数据都为0时发生的劣化成分(2)。

如果对主波取PN420相关，则在虽然有帧体的信号数据、但帧头的数据都是0的情况下，在参照信号PN420与帧头的时间长度完全一致的时点，相关值瞬间为0，但其一致稍有偏差，也发生彼此没有相互相关的部分，结果将作为振幅较小的噪声成分的劣化成分波形noisy_420作为劣化成分(2)输出。

在图7中，帧体与参照信号PN420的相互相关带来的劣化成分(2)在即使参照信号PN420相对于帧头错开了1个符号、而成为参照信号PN420的至少一部分滑动到有信号数据的帧体区域内的状态时，产生彼此没有相互相关的部分，所以发生作为劣化成分(2)的noisy_420。

这样，在图6那样的帧体为0的情况下，包含在noisy_420中的仅是相互相关带来的劣化成分(1)，在图7那样的帧头为0的情况下，包含在noisy_420中的仅是相互相关带来的劣化成分(2)。本来在帧体中有信号数据，在帧头中也有指定的代码序列作为已知的信号序列，所以在劣化成分波形noisy_420中，包含帧头与参照信号PN420的相互相关带来的劣化成分(1)、和帧体与参照信号PN420的相互相关带来的劣化成分(2)。

图8表示对只有主波的接收信号进行了参照信号PN255的代码长度下的滑动相关的情况的、峰值发生定时及平坦期间的生成。同时，还表示了参照信号PN420的代码长度下的峰值发生定时。

如果对主波取PN255相关，则在进行滑动相关时PN255序列(参照图4)进入到主波的循环扩展PN序列(相当于帧头)的范围中的期间，在相关完全一致时以外，相关不完全一致，但在处于包含与PN255序列相同的序列成分的帧头期间内时，处于虽然有相关但不完全相同的状态，在此状态下，相对于相关完全一致时的功率峰值peak_255，在其两侧发生平坦期间flat_255。平坦期间flat_255以外的期间为没有取得相关的期间，成为生成劣化成分noisy_255的期间。另一方面，在基于参照信号PN420的相关检测的情况下只有相关完全一致的部分，没有平坦的期间，成为如果相关稍有偏差则生成劣化成分noisy_420的期间。

图9表示作为接收信号而包括主波、延迟波1和延迟波2的多路径的情况的、通过PN420和PN255的两种不同的代码长度取复时间相关时的状况。

图10A及图10B表示对图9那样的包括多路径的接收信号进行相关计算的情况下的相关波形。图10A表示PN420相关波形，图10B表示PN255相关波形。以下，比较此时的PN420相关波形与PN255相关波形的特征。

首先，关注延迟波1，图10A所示的PN420相关波形的延迟波1受到主波和延迟波2的噪声期间的影响而失真。另一方面，图10B所示的PN255相关波形的延迟波1对应于主波的平坦期间，所以仅受到延迟波2的噪声期间的影响。

接着，关注延迟波2，图10A所示的PN420相关波形的延迟波2受到主波和延迟波1的噪声期间的影响而失真，但是由于复时间相关的区间积分次数较多，所以有能够识别峰值的功率量。另一方面，图10B所示的PN255相关波形的延迟波2也受到主波和延迟波1的噪声期间的影响而失真，并且由于复时间相关的区间积分次数较少，所以在此情况下难以识别峰值。

图11是将对包括多路径的接收信号进行基于参照信号PN255的相关检测的情况下的相关波形(参照图10B)分解为主波、延迟波1及延迟波2这3个相关波形而表示的图。因而，图11所示的将基于PN255相关的主波、延迟波1及延迟波2这3个相关波形合体后的波为图10B的PN255相关波形。

参照图12A～图12G说明利用以上那样的PN420和PN255的相关波形的特征生成适当的相关波形的方法。

图12A是表示PN420相关波形的图，图12B是表示PN255相关波形的图，图12C是将图12A的波形进行等级标准化的图，图12D是将图12B的波形进行等级标准化的图，图12E是从图12C的波形提取了α期间和β期间的图，图12F是从图12D的波形提取了γ期间的图，图12G是将图12E的波形与图12F的波形结合的图。

首先，对于接收信号，相关部11取以PN420为参照信号的复时间相关，计算图12A所示的PN420相关波形。此外，同样，相关部12将PN255作为参照信号，计算图12B所示的PN255相关波形。

接着，相关部11及12通过将图12A的PN420相关波形和图12B的PN255相关波形标准化，各个相关波形成为图12C及图12D那样。作为标准化的方法，例如在将PN420相关波形标准化为PN255相关波形的情况下，通过对PN420相关波形的全部值乘以peak_255/peak_420而标准化。或者，通过乘以复时间相关的区间积分次数的比(255/420)也能够标准化。标准化的方法并不限于此。

接着，解析部13判断在平坦期间是否包括延迟波。该判断既可以通过在平坦期间是否有超过规定的功率阈值的延迟波来判断，也可以通过平坦期间的总功率量来判断。

在通过该判断判断为在平坦期间存在延迟波的情况下，延迟分布生成部14作为平坦期间(图12D所示的γ期间)而如图12F所示那样从图12D的PN255相关波形中提取其平坦期间，作为平坦期间以外的期间(图12C所示的α、β期间)而如图12E所示那样从图12C的PN420相关波形提取该平坦期间以外的期间。这里，也可以不判断平坦期间中的延迟波的有无，而固定地从图12D的PN255相关波形提取平坦期间、从图12C的PN420相关波形提取平坦期间以外的期间。

最后，延迟分布生成部14将图12E的波形与图12F的波形结合，得到最终的延迟分布。

以上，通过利用两种相关波形的有效的特征，最终能够得到适当的延迟分布。

在本实施方式中，叙述了通过两种不同的代码长度的作为参照信号的已知模式信号取复时间相关的例子，但并不限定于两种，也可以由多种不同的代码长度的已知模式信号求出。此外，也可以不需要准备多个相关部，而做成通过用1个相关部计算多个不同的代码长度的复时间相关来削减电路规模的结构。

进而，既可以将以上那样得到的延迟分布中的、功率不超过规定阈值的延迟波看作噪声而设为0、来改善S/N，此外也可以做成通过在上述Guanghui Liu etc，“ITD-DFE Based Channel Estimation and Equalization inTDS-OFDM Recevers”，IEEE Transactions on Consumer Electronics，Vol.53，No.2，MAY 2007中叙述那样的方法将伪峰值除去的结构。

根据第1实施方式，即使在存在功率较低的多路径的环境下也能够使传输路径响应的估计精度提高，能够实现高精度的传输路径响应估计器。

[第2实施方式]

图13表示有关第2实施方式的传输路径响应估计器的结构。在图13中，对于与图1相同的结构要素赋予相同的标号而进行说明。

在第1实施方式中，由解析部13根据功率量判断相关波形的平坦期间的延迟波的有无，基于该判断结果，根据来自多个相关部的输出决定适合利用的相关输出的选择期间。

在该第2实施方式中，与第1实施方式不同的是以均衡后的解调S/N(信噪比)为判断基准，动态地控制相关波形的选择期间以使解调S/N变得适当。

如图13所示，该第2实施方式的传输路径响应估计器10A在第1实施方式的基础上，还具备均衡部15和品质测定部16。解析部13A被输入来自品质测定部16的品质数据，输出根据多个相关部11、12的输出、动态地变更用来提取相关输出的选择期间的控制信号，以使该品质数据变得适当(良好的值)。

均衡部15基于从延迟分布生成部14输出的延迟分布，将接收信号的帧体进行振幅相位均衡。将均衡结果供给到品质测定部16中。

品质测定部16例如由S/N测定部构成，基于均衡部15的均衡结果，计算距离基准符号的欧几里得距离，通过将其进行积分等，计算当前的均衡结果的品质作为S/N。将计算出的S/N反馈给解析部13A。

解析部13A对应于S/N、根据来自多个相关部11、12的输出，将表示各自的适当的选择期间的控制信号输出到延迟分布生成部14中，对来自相关部11、12的相关波形的选择期间动态地进行变更控制，以使由品质测定部16作为品质数据供给的S/N变得适当。

这里，所谓对应于S/N、对来自相关部11、12的相关波形的选择期间动态地进行变更控制，既可以对应于S/N而选择来自相关部11、12的相关输出1、2中的一个，在此时选择了相关输出2的情况下，也可以在该选择后再根据S/N动态地变更平坦期间的时间幅度。此外，在相关计算范围中，也可以对应于S/N而选择来自相关部11、12的相关输出1、2两者，在此情况下，也可以根据各相关输出而变更各自的优选的选择期间，即作为用来提取相关输出2的选择期间、将平坦期间的时间幅度对应于S/N而动态地变更。

由此，有关第2实施方式的传输路径响应估计器10A可以检测功率等级较低的延迟波，以更高精度生成延迟分布。

在本实施方式中，表示了在解析部13A中仅输入S/N的例子，但也可以通过将如第1实施方式那样计算相关波形的功率的结果与作为品质数据的S/N的组合，来决定相关波形的选择期间。

此外，在上述实施方式中，作为品质测定部16的品质数据而对S/N进行了叙述，但也可以使用均衡后的解调数据的错误率作为品质数据，对应于错误率而动态地决定相关波形的选择期间。

根据第2实施方式，能够以更高的精度生成延迟分布，所以能够进行高精度的传输路径响应估计。

根据以上所述的本实施方式，能够提供在存在功率较低的多路径的环境下也能够进行高精度的传输路径响应估计的传输路径响应估计器。

以上参照附图说明了本发明的实施方式，需要明了的是本发明并不限于这些实施方式，对于本领域的技术人员而言，在不脱离由权利要求书定义的本发明的主旨或技术范围的情况下能够进行各种修改和变更。

Claims (18)

1.一种传输路径响应估计器，用于无线系统的接收机，该无线系统的接收机对连续或间断地配置了以下结构的帧的信号进行接收，该结构为周期性地插入了对指定的代码序列进行了循环扩展的已知模式信号的结构，该传输路径响应估计器的特征在于，具备：

多个相关部，计算上述信号与代码长度不同的多个已知模式信号的多个时间相关；

解析部，输出控制信号，该控制信号表示用于从上述多个相关部的输出中提取各自的适当的相关输出的选择期间；以及

延迟分布生成部，根据上述解析部的输出，将上述多个相关部的输出适应性地选择或结合后作为延迟分布来输出。

2.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述多个相关部计算上述信号与代码长度不同的多个已知模式信号的多个时间相关，并进行用于使计算出的多个相关输出中的共通的相关信号的值相同的标准化。

3.如权利要求2所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

在上述多个相关部由第1相关部及第2相关部构成时，

在将上述第1相关部的第1相关输出标准化为上述第2相关部的第2相关输出的情况下，对上述第1相关输出的全部值乘以上述第2相关输出的峰值相对于上述第1相关输出的峰值的比，从而进行标准化。

4.如权利要求2所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

在上述多个相关部由第1相关部及第2相关部构成时，

在将上述第1相关部的第1相关输出标准化为上述第2相关部的第2相关输出的情况下，对上述第1相关输出的全部值乘以上述第2相关输出的区间积分次数相对于上述第1相关输出的区间积分次数的比，从而进行标准化。

5.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述解析部根据来自上述多个相关部的输出的规定期间的总功率是否超过规定的阈值，来输出表示适当的选择期间的控制信号。

6.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述解析部根据在上述多个相关部的输出中是否有超过规定的功率的延迟波，来输出表示适当的选择期间的控制信号。

7.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述延迟分布生成部将具有不超过规定的阈值的功率的延迟波设为0。

8.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述延迟分布生成部抑制通过上述多个相关部的相关运算产生的伪延迟波。

9.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述多个相关部由第1相关部及第2相关部构成；

上述解析部具备：

第1功率运算部，输入从上述第1相关部输出的时间相关值，运算其功率量；

第2功率运算部，输入从上述第2相关部输出的时间相关值，运算其功率量；

有效延迟波判断部，通过判断从上述第1功率运算部及第2功率运算部得到的平坦期间的第1相关输出及第2相关输出的某一方或两方的功率量是否超过了阈值，判断是否在至少1个相关波形的平坦期间具有作为延迟波而有效的大小的延迟波；以及

控制部，根据上述有效延迟波判断部的判断结果，并根据来自上述第1相关部及第2相关部的两种相关值的各个，输出表示适合利用的期间的控制信号。

10.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述多个相关部由第1相关部及第2相关部构成；

上述解析部运算从上述第1相关部及第2相关部输出的相关信号的平坦期间的功率量，判断在该平坦期间是否有作为延迟波而有效的延迟波，如果判断为没有延迟波，则控制上述延迟分布生成部，以使其仅将来自上述第1相关部的第1相关输出选择为延迟分布并输出，另一方面，如果判断为有延迟波，则控制上述延迟分布生成部，以使其选择来自第2相关部的第2相关输出的平坦期间，并且选择来自上述第1相关部的第1相关输出中的对应于上述平坦期间以外的期间并输出。

11.如权利要求10所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述控制部在上述有效延迟波判断部判断为没有延迟波时，在相关计算范围中的全部的期间仅输出第1逻辑等级作为上述控制信号，在上述有效延迟波判断部判断为有延迟波时，在相关计算范围中的平坦期间输出第2逻辑等级作为上述控制信号，并且在对应于平坦期间以外的期间输出第1逻辑等级作为上述控制信号。

12.如权利要求11所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述控制信号的第1逻辑等级对应于由上述延迟分布生成部选择来自上述第1相关部的第1相关输出，上述控制信号的第2逻辑等级对应于由上述延迟分布生成部选择来自上述第2相关部的第2相关输出。

13.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述多个相关部由第1相关部及第2相关部构成；

上述解析部判断在从上述第1相关部及第2相关部输出的相关信号的平坦期间是否包含有延迟波；

上述延迟分布生成部在上述解析部判断为在平坦期间存在延迟波的情况下，从上述第2相关部的第2相关输出中提取其平坦期间，在平坦期间以外的期间从上述第1相关部的第1相关输出中提取其平坦期间以外的期间，将所提取的平坦期间的第2相关输出与所提取的平坦期间以外的期间的第1相关输出结合，作为延迟分布输出。

14.如权利要求13所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

根据在上述平坦期间是否有超过规定的功率阈值的延迟波，来进行在上述平坦期间是否包含有延迟波的判断。

15.如权利要求13所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

根据上述平坦期间的总功率量是否超过规定的功率阈值，来进行在上述平坦期间是否包含有延迟波的判断。

16.一种传输路径响应估计器，用于无线系统的接收机，该无线系统的接收机对连续或间断地配置了以下结构的帧的信号进行接收，该结构为周期性地插入了对指定的代码序列进行了循环扩展的已知模式信号的结构，该传输路径响应估计器的特征在于，具备：

多个相关部，计算上述信号与代码长度不同的多个已知模式信号的多个时间相关；

解析部，输出根据上述多个相关部的输出、动态地变更用于提取相关输出的选择期间的控制信号，以使从均衡输出得到的品质数据变得适当；

延迟分布生成部，根据上述解析部的输出，将上述多个相关部的输出适应性地选择或结合后作为延迟分布来输出；

均衡部，根据上述延迟分布生成部的输出，将上述信号进行相位振幅均衡；以及

品质测定部，测定上述均衡部的输出的品质，并将得到的品质数据提供给上述解析部。

17.如权利要求16所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

上述品质数据是S/N、或均衡后的解调数据的错误率。

18.如权利要求1所述的传输路径响应估计器，其特征在于，

代替上述多个相关部，使用计算多个不同的代码长度的时间相关的1个相关部。

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