具体实施方式
下面结合附图及本发明的实施例对本发明的方法作进一步详细的说明。
图1为现有用于测量无功功率的常见装置的原理示意图,无功功率按照定义,其表述如下:假设电压信号为U*Cos(Wt+φu)、电流信号为I*Cos(Wt+φi),则无功功率等于0.5*U*I*Sin(θ),其中θ=φu-φi。
如图1所示,电流信号(节点1)经90°移相器后到达节点2,节点2的电流信号与电压信号(节点3)相乘,得到乘积为节点4的信号,节点4的信号再经低通滤波器滤波处理后,剩余的直流信号,即节点5处得到的信号即为无功功率。
以下为图1中各节点处所对应的电信号的表达式:
节点1=I*Cos(Wt+φi),//原始电流信号
节点2=I*Cos(Wt+φi+90°);//原始电流信号经过90°移相器后的信号
节点3=U*Cos(Wt+φu);//原始电压信号
节点4=U*Cos(Wt+φu)*I*Cos(Wt+φi+90°)
=0.5*U*I*Cos(φu-φi-90°)+0.5*U*I*Cos(2*Wt+φu+φi+90°)
=0.5*U*I*Cos(θ-90°)+0.5*U*I*Cos(2*Wt+φu+φi+90°);
//所述原始电压信号与经过90°移相器后的电流信号相乘的结果
节点5=0.5*U*I*Cos(θ-90°)=0.5*U*I*Sin(θ);
//节点4输出的信号经过低通滤波器滤波处理后,得到无功功率。
这里,所述90°移相器既可在节点1处的电流信号这一路进行正90°移相,还可以在节点3处的电压信号这一路进行负90°移相。
以上无功功率计算方案中,90°移相器的设计及实现是一个难点,目前常见的移相器设计有如下几种方法:
1)延时法:采用延时电路延时T/4(T为信号周期)即可实现90°移相,但只能针对某一恒定工作频率有效,如50Hz或60Hz,一旦工作频率和预设值不完全一致或者存在谐波分量,则这种方法无效。
2)低通滤波法:采用一个性能特定的低通滤波器,可以实现在工作频率附近一个小范围内近似移相90°。
该方法被广泛采用,但缺点是精确度不够,移相数值和滤波器增益会随频率变化而不同,在工作频率变化或有谐波分量时精确度大大下降。
3)希尔伯特法:采用一个希尔伯特滤波器可以实现在宽带范围内精确移相90°。
该方法是已知的性能最好的方法,无论工作频率漂移或存在谐波分量都不影响测量精确度。但缺点是实现一个高性能的希尔伯特滤波器成本过高。
图2为本发明测量无功功率的装置原理示意图,如图2所示,本发明的装置采用正交载波调制原理进行设计,以实现无功功率的测量。该装置包括第一乘法器3、第二乘法器4、第三乘法器14,第一低通滤波器7、第二低通滤波器8、第三低通滤波器16以及一个正交载波发生器12。
其中,正交载波发生器12,用以产生一对幅度恒定、频率相同、相位差为90°的第一载波信号11和第二载波信号13。
第一低通滤波器7、第二低通滤波器8,用于滤除被处理电信号中的上边带部分;第三低通滤波器16,用于滤除电信号中的交流成份。
参考图2,原始电压信号1与所述第一载波信号11通过第一乘法器3相乘(即进行正交混频)得到第一混频信号即电信号5,原始电流信号2与所述第二载波信号13通过第二乘法器4相乘(即进行正交混频)得到第二混频信号即电信号6;所述第一载波信号11和第二载波信号13为同幅同频正交载波信号。第一路混频的结果即电信号5通过第一低通滤波器7滤除频谱上边带部分,保留频谱下边带部分即得到第一下边带信号9;第二路混频的结果即电信号6通过第一低通滤波器8滤除频谱上边带部分,保留频谱下边带部分即得到第二下边带信号10;将所述第一下边带信号9和第二下边带信号10通过第三乘法器14相乘得到乘积信号15,然后再通过第三低通滤波器16滤除交流信号后得到的直流信号17即为无功功率。
顺便值得一提的是,上述两路正交载波信号可以互换使用,其结果不影响无功功率的数值大小,只影响无功功率的正负号。
假设原始电压信号1的表达式为U*Cos(Wt+φu),原始电流信号2的表达式为I*Cos(Wt+φi)。正交载波发生器12输出的一对正交载波信号,即第一载波信号11为:Cos(Vt),第二载波信号13为Sin(Vt)。以下为上述测量过程的具体步骤和每个节点信号的数学表达式:
节点1=U*Cos(Wt+φu);
节点2=I*Cos(Wt+φi);
节点11=Cos(Vt);
节点13=Sin(Vt);
节点5=U*Cos(Wt+φι)*Cos(Vt)
=0.5*U*Cos((W+V)t+φu)+0.5*U*Cos((W-V)t+φu);
节点6=I*Cos(Wt+φi)*Sin(Vt)
=0.5*I*Sin((W+V)t+φi)-0.5*I*Sin((W-V)t+φi);
节点9=0.5*U*Cos((W-V)t+φu);//节点9处的信号为节点5信号经过第一低通滤波器7滤去上边带后剩余的第一下边带信号9
节点10=-0.5*I*Sin((W-V)t+φi);//节点10处的信号为节点6信号经过第二低通滤波器8滤去上边带后剩余的第二下边带信号10
节点15=-0.5*U*Cos((W-V)t+φu)*0.5*I*Sin((W-V)t+φi)
=-0.25*Sin(2*(W-V)t+φu+φi))+0.25*U*I*Sin(φu-φi);//节点9处的第一下边带信号9与节点10处的第二下边带信号10经过第三乘法器14相乘的结果
节点17=0.25*U*I*Sin(φu-φi)
=0.25*U*I*Sin(θ),其中θ=φu-φi;//节点15处的信号经过第三低通滤波器16滤除交流信号后得到的直流信号,即无功功率。
可见,结合本发明的测量装置,通过上述运算,能够正确计算出待求的无功功率值。
另外,为提高测量结果的计算精度,本发明采用数字信号处理技术来实现上述计算过程:
假定原始电压信号和原始电流信号已经过模数转换和滤波处理,其符号速率同为8KSPS,电压信号包括50Hz的基频和不超过21次的谐波,有效信号大致分布在1500Hz以下。因此正交载波信号频率应不低于1500Hz。
为简化信号处理过程并降低成本,本发明选择2KHz作为正交载波信号的频率,这样一来载波频率正好是符号速率的四分之一。
图2所示的正交混频部分即正交载波发生器12可以用以下简化方案实现:当载波频率正好是符号速率的四分之一时,实际的余弦Cos数字信号为1、0、-1、0这4个数字的循环,而正弦Sin数字信号为0、1、0、-1这4个数字的循环,因此可以用很简单的计数器和译码逻辑来构成正交载波发生器,不需要用真正的NCO(数控振荡器)或DDS(直接数字频率合成器)来实现。同样,用来实现正交混频的两个乘法器也不需要使用真正的乘法器,因为乘数只有最简单的0、1、-1这3个数,因此利用简单的组合逻辑就可以实现两个乘法器的功能。
用来滤除上边带的两个低通滤波器第一低通滤波器7和第二低通滤波器8的性能参数完全一样,在设计实现时不需要考虑它们的相位特性,为节省成本,可以优先考虑采用IIR(无限冲激响应)滤波器来实现。由于上边带、下边带的间隙只有不到100Hz,需要仔细设计滤波器的幅频特性,保证过渡带足够陡峭。下面为利用科学计算软件Matlab设计出的用来滤除上边带的低通滤波器的设计程序:
close all;
clear all;
%Elliptic Lowpass filter designed using the ELLIP function.
%All frequency values are in Hz.
Fs=8000;//设置采样频率为8000Hz
N =10;//设置滤波器阶数为10阶,经多次试验得到此指标
Fpass=1960;//设置通带拐点频率为1960Hz
Apass=0.002;//设置通带平坦度为0.002dB,这一指标很重要,只有通带足够平坦,才能保
证在有谐波存在以及工作频率变化条件下都能精确测量无功功率
Astop=40;//设置阻带衰减为40dB,这一指标是为了去除上边带频谱的影响,因两路低
通滤波器都有40dB的阻带衰减,在经过第三乘法器14后,上边带频谱信
号对测量带来的误差会被衰减80dB,完全满足高精度电能测量的需要
%Calculate the zpk values using the ELLIP function.
[z.p.k]=ellip(N,Apass,Astop,Fpass/(Fs/2),′L0W′);//采用椭圆滤波器设计程序,这样可以得到
最小的滤波器阶数
[sos_var,g]=zp2sos(z,p,k);//将10阶滤波器分解为5个2阶滤波器级联方式
res_coeff_lpf=15;//设置滤波器系数精度为15比特
b1=floor(sos_var(1,1:3)*2^res_coeff_lpf+0.5);
a1=floor(sos_var(1,4:6)*2^res_coeff_lpf+0.5);//将滤波器第1级系数抽出并规格化
b2=floor(sos_var(2,1:3)*2^res_coeff_lpf+0.5);
a2=floor(sos_var(2,4:6)*2^res_coeff_lpf+0.5);//将滤波器第2级系数抽出并规格化
b3=floor(sos_var(3,1:3)*2^res_coeff_lpf+0.5);
a3=floor(sos_var(3,4:6)*2^res_coeff_lpf+0.5);//将滤波器第3级系数抽出并规格化
b4=floor(sos_var(4,1:3)*2^res_coeff_lpf+0.5);
a4=floor(sos_var(4,4:6)*2^res_coeff_lpf+0.5);//将滤波器第4级系数抽出并规格化
b5=floor(sos_var(5,1:3)*2^res_coeff_lpf+0.5);
a5=floor(sos_var(5,4:6)*2^res_coeff_lpf+0.5);//将滤波器第5级系数抽出并规格化
gain_lpf=floor(g*2^res_coeff_lpf+0.5);//将滤波器增益抽出并规格化
lpf1_mr=freqz(b1,al,′whole′,Fs);
figure();
plot(abs(lpf1_mr));
%plot(20*log10(abs(lpf1_mr)+eps));//计算第1级滤波器幅频特性并输出
lpt2_mr=freqz(b2,a2,′whole′,Fs);
figure();
plot(abs(lpf2_mr));
%plot(20*log10(abs(lpf2_mr)+eps));//计算第2级滤波器幅频特性并输出
lpf3_mr=freqz(b3,a3,′whole′,Fs);
figure();
plot(abs(lpf3_mr));
%plot(20*log10(abs(lpf3_mr)+eps));//计算第3级滤波器幅频特性并输出
lpf4_mr=freqz(b4,a4,′whole′,Fs);
figure();
plot(abs(lpf4_mr));
%plot(20*log10(abs(lpf4_mr)+eps));//计算第4级滤波器幅频特性并输出
lpf5_mr=freqz(b5,a5,′whole′,Fs);
figure();
plot(abs(lpf5_mr));
%plot(20*log10(abs(lpf5_mr)+eps));//计算第5级滤波器幅频特性并输出
total_lpf_mr=lpf1_mr.*lpf2_mr.*lpf3_mr.*lpf4_mr.*lpf5_mr*gain_lpf/2^res_coeff_lpf:
figure();
plot(abs(total_lpf_mr));
figure();
plot(20*log10(abs(total_lpf_mr)+eps));//计算5级滤波器级联幅频特性并输出
[EOF]
所述第三乘法器14采用多比特乘法器,第三低通滤波器16采用最简单的一阶IIR低通滤波器即可,下面为本发明发明人提供的一阶IIR低通滤波器Matlab程序代码:
Fs=8000;//设置采样频率为8000Hz
lpf_coeff=2^(-10);
b=[lpf_coeff];
a=[1,lpf_coeff-1];//设置滤波器系数
lpf_mr=freqz(b,a,′whole′,Fs);//计算滤波器幅频特性并输出
figure();
plot(20*log10(abs(lpf_mr)+eps));
%[EOF]
本发明提供的方法并不局限于上述具体方案,例如,所述正交载波频率的选择可以不是正好为符号速率的四分之一,还可以是任何其他符合要求的频率值。两个正交载波的幅度可以相同,也可以不相同,对无功功率的测量结果仅是固定增益的影响。两个正交载波可以互换,对无功功率的测量结果仅是正负号的影响。所述正交载波发生器和正交混频过程的实现,还可采用任何其他的等同功能的模拟电路或数字电路实现;用来滤除上边带的第一低通滤波器、第二低通滤波器既可以用IIR(无限冲激响应)滤波器设计,也可以用FIR(有限冲激响应)滤波器来实现。
以上所述,仅为本发明的较佳实施例而已,并非用于限定本发明的保护范围。