CN202119835U - 非稳定谐波及间谐波测量仪 - Google Patents

Abstract

一种非稳定谐波及间谐波测量仪，用于对电力电子装置产生的谐波和间谐波进行测量的仪器。主要由EPLL逻辑电路、带通滤波器、零差逻辑电路等组成，零差逻辑电路的输出端与谐波显示逻辑电路连接，EPLL逻辑电路的输出端与间谐波显示逻辑电路连接。采用EPLL逻辑电路跟踪电力信号基频频率，以确定出多次非稳定谐波的参考信号，用零差逻辑电路对输入信号进行调制，从而测量多次非稳定谐波分量。根据信号预处理所得的间谐波频率范围，跟踪测量各个频率的间谐波分量。本实用新型能够对电力信号中的所有非稳定谐波和间谐波分量进行实时准确的测量。

Description

非稳定谐波及间谐波测量仪

技术领域

本实用新型涉及用于对电子装置产生的谐波和间谐波进行测量的装置，特别是用于对电力信号中幅值或频率随时间变化的非稳定谐波分量以及频率为基频非整数倍的间谐波分量的准确快速测量仪器。

背景技术

近年来，一方面，电力电子装置的广泛使用给电力系统带来了大量的谐波、间谐波污染；另一方面，大量敏感设备的使用对于谐波、间谐波的测量及补偿提出了更高的要求。高精度谐波、间谐波测量对于电能质量分析、电力系统保护及控制有着十分重要的意义。

目前国内外关于谐波、间谐波的测量装置大多是基于时域-频域的方法。这种装置的准确性主要由采样是否同步、采样窗函数的性能以及频率分辨率等因素共同决定。

随着电力系统非线性、冲击性负荷的广泛使用，电网频率不能维持50Hz的稳定值，而是在一定范围内(一般在49.5Hz～50.5Hz内)波动。对于系统中非稳定谐波、间谐波的测量，如果要采用当前国内外广泛使用的方法装置，一方面需要尽可能高的频率分辨率，另一方面，采样窗口长度要尽量的短。目前，这些信号测量装置的设计主要是基于IEC61000-4-7标准的，该标准推荐50Hz系统采样窗口长度为10个基频周波，在此频谱范围内通过谐波、间谐波分组来测量谐波、间谐波分量的信息。实质上该标准是在对频率分辨率和采样窗口长度两方面要求综合考虑之后确定了这种折中方案。在这种频率分辨率下很难得到高精度的测量结果，标准推荐的利用间谐波组测量间谐波分量的方法是将2个谐波分量之间的频谱作为一个间谐波组，从中得到这两个谐波之间间谐波的总体有效值，而无法确定每一个间谐波分量的具体信息。因此，一种能够避免频率分辨率与采样窗口长度之间矛盾、准确跟踪测量每一个信号分量的频率信号测量装置对于各次非稳定谐波、间谐波的测量是十分必要的。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种能够同时准确测量幅值或频率随时间变化的非稳定谐波及间谐波测量仪。

本新型的目的是这样实现的：一种非稳定谐波及间谐波测量仪，包括含有信号参数因子μ₁、μ₂和μ₃的EPLL逻辑电路，输入信号模块与基频谐波带通滤波器X0，3-N奇数次谐波带通滤波器和/或2-N偶数次谐波带通滤波器，以及第1个间谐波带通滤波器J1，第2个间谐波带通滤波器J2，……，第m个间谐波带通滤波器Jm的输入端相连接；基频谐波带通滤波器X0的输出端顺次与基频EPLL逻辑电路E0以及基频谐波显示逻辑电路连接；上述3-N奇数次谐波带通滤波器和/或2-N偶数次谐波带通滤波器的输出端分别顺次与相应的零差逻辑电路L1，L2，……，Ln以及相应的谐波显示逻辑电路连接，上述第1个间谐波带通滤波器J1，第2个间谐波带通滤波器J2，……，第m个间谐波带通滤波器Jm的输出端分别顺次与相应的第1个间谐波EPLL逻辑电路E1，第2个间谐波EPLL逻辑电路E2，……，第M个间谐波EPLL逻辑电路Em以及相应的间谐波显示逻辑电路连接；与上述零差逻辑电路L1，L2，……Ln对应的增益逻辑电路Z1，Z2，……，Zn的输入端均与基频EPLL逻辑电路E0的相应输出端相连接，上述增益逻辑电路Z1，Z2，……，Zn的输出端分别与对应的零差逻辑电路L1，L2，……，Ln的参考相位输入端相连接。

上述零差逻辑电路L1，L2，……，Ln中的参考信号的频率与输入信号E0的频率相等，所产生的混频信号由一个直流分量与一个输入信号频率的倍频分量组成。

上述EPLL逻辑电路的信号参数因子中，μ₁的取值范围为0＜μ₁＜1/T，其中T为信号的周期；μ₂为大于1的正数，μ₃为小于1的正数，且μ₂与μ₃的乘积与μ₁为同一数量级。

上述μ₁为50，μ₂为1800，μ₃为0.05。

上述零差逻辑电路结构为：参考相位逻辑电路的输出端分别与正弦函数逻辑电路以及余弦函数逻辑电路的输入端相连接，正弦函数逻辑电路的输出端分别与第1乘法器的输入端以及第1两倍增益逻辑电路的输入端连接，余弦函数逻辑电路的输出端分别与第2乘法器的输入端以及第2两倍增益逻辑电路的输入端连接，输入信号分别接至第1乘法器的输入端和第2乘法器的输入端，第1乘法器的输出端连接第1低通滤波器的输入端，第1低通滤波器的输出端分别与第3乘法器的输入端以及算法逻辑电路的输入端连接，第2乘法器的输出端连接第2低通滤波器的输入端，第2低通滤波器的输出端分别与第4乘法器的输入端以及算法逻辑电路的输入端连接，上述算法逻辑电路的算法为

算法逻辑电路的输出端为待测信号分量的幅值A_R，第3乘法器的输出端以及第4乘法器的输出端均与加法器逻辑电路连接，加法器逻辑电路的输出端与输出显示电路连接；

上述参考相位逻辑电路中，由信号基频分量的相位ω₁t+δ₁构成各次谐波的参考相位φ_rk：φ_rk＝kω₁t+kδ₁；式中，k为正整数，表示谐波次数，δ₁为信号基频分量的初相位值，ω₁为基频角频率值，t为时间变量。

与现有技术相比，本新型的有益效果是：本新型提出用增强型锁相环(Enhanced Phase Locked Loop，EPLL)逻辑电路单元跟踪测量电力信号基频频率，以确定出各次非稳定谐波的参考信号，用零差逻辑电路单元对输入信号进行调制，从而得到各次非稳定谐波分量。提出根据信号预处理所得的间谐波频率范围设置EPLL逻辑电路单元的初始角频率值，以跟踪测量各个频率的间谐波分量。提出用多单元并行结构将所有零差逻辑电路单元与EPLL逻辑电路单元组合起来构成非稳定谐波及间谐波测量仪，实现对电力信号中所有非稳定谐波、间谐波分量的同时准确测量。

本实用新型相比现有技术的特点和优点将在具体实施方式部分加以进一步阐述。

附图说明

图1是EPLL逻辑电路结构框图。

图2是零差逻辑电路结构框图。

图3是本新型非稳定谐波及间谐波测量电路结构框图。

图3-1是本新型非稳定谐波及间谐波测量电路结构框图(奇数次谐波)。

图4是幅值跳变情形下5次谐波幅值曲线图。

图5是噪声环境下3次谐波幅值图。

图6是基频频率跳变前后3次谐波幅值曲线图。

图7是9次谐波频率偏移量示意图。

图8是谐波间谐波信号的频谱图。

图9是谐波间谐波信号的幅值图。

图10是间谐波信号的频率图。

图11是间谐波信号的幅值图。

图12是间谐波信号的频率图。

具体实施方式

本实用新型提出用增强型锁相环(Enhanced Phase Locked Loop，EPLL)逻辑电路单元跟踪测量电力信号基频频率，以确定出各次非稳定谐波的参考信号，用零差逻辑电路单元对输入信号进行调制，从而得到各次非稳定谐波分量。提出根据信号预处理所得的间谐波频率范围设置EPLL逻辑电路单元的初始角频率值，以跟踪测量各个频率的间谐波分量。提出用多单元并行结构将所有零差逻辑电路单元与EPLL逻辑电路单元组合起来构成非稳定谐波及间谐波测量仪，实现对电力信号中所有非稳定谐波、间谐波分量的同时准确测量。

本实用新型将零差逻辑电路单元与EPLL逻辑电路单元通过多单元并行结构组合在一起，根据信号预处理结果设置带通滤波器(Band Pass Filter，BPF)的通带范围和EPLL逻辑电路单元的角频率初始值，零差逻辑电路单元及EPLL逻辑电路单元的输出端与示波器相连接；

零差逻辑电路：

a1)、接收经过带通滤波器滤波过后单一频率的输入信号分量；

b1)、根据基频EPLL逻辑电路单元输出的基频频率构造输入信号中非稳定谐波分量的参考相位，并进一步得到非稳定谐波分量的参考信号；

c1)、通过零差调制得到输入信号中非稳定谐波分量的参数信息，实现非稳定谐波分量的重构。

EPLL逻辑电路：

a2)、接收经过带通滤波器滤波过后的输入信号基频分量，对该基频分量进行跟踪测量，并输出可能随时间变化的基频幅值、频率等信号参数；

b2)、接收经过带通滤波器滤波过后输入信号中的间谐波分量，每一个EPLL逻辑电路单元对输入信号中特定的间谐波分量进行跟踪测量，输出间谐波信号及其相应的信号参数。

BPF逻辑电路：

a3)、接收输入信号，根据信号预处理的结果将输入信号进行分解，以保证每个零差逻辑电路及EPLL逻辑电路的输入信号中只有单一的频率分量。

多单元并行电路结构：

a4)、将所有零差逻辑电路单元以及所有EPLL逻辑电路单元按照并联的形式组合起来，对输入信号中的所有非稳定谐波及间谐波分量同时进行测量。

示波器：

a5)、接受零差逻辑电路单元及EPLL逻辑电路单元的输出，显示非稳定谐波、间谐波分量的波形及信号分量的幅值、频率等参数信息。

为了更清楚的说明本实用新型的技术方案，下面对本实用新型的逻辑电路构成从原理方面进行说明：

1)EPLL逻辑电路的原理可以用如下式(1)～(3)所示的3阶状态方程组来说明，其中，为正弦信号的幅值测量值，

为正弦信号的角频率测量值，

为总相位测量值。

待测信号分量的测量值为： $\hat{y}\left(t\right)=\hat{A}\left(t\right)\sin \widehat{\mathrm{\φ}}\left(t\right)---\left(4\right)$

输入与输出的差值信号e(t)为： $e\left(t\right)=u\left(t\right)-\hat{A}\left(t\right)\sin \widehat{\mathrm{\φ}}\left(t\right)---\left(5\right)$

系数μ₁、μ₂及μ₃为EPLL逻辑电路的信号参数调节因子，用来控制逻辑电路在测量信号时的收敛速度与稳态误差，其中，μ₁主要控制幅值的测量特性；μ₂及μ₃控制频率和相位的测量特性。上述3个信号参数调节因子的取值越大，收敛速度越快，同时，噪声及其它频率分量对待测频率分量的干扰也越严重，测量结果具有较大的稳态误差。反之，虽然能得到较精确的结果，却需要较长的收敛时间。

本实用新型中的EPLL逻辑电路结构框图如图1所示，由2个加法器(∑)、3个乘法器(×)、3个积分器1个正弦函数(sin)和1个余弦函数(cos)逻辑电路以及μ₁、μ₂及μ₃这3个增益逻辑电路

以及组合而成，ω₀为算法的角频率初始值。输入模块即为可能包含多个谐波、间谐波分量的电力信号，输出模块为测量得到的输入信号中角频率最接近初始角频率值ω₀的频率分量。

对于EPLL逻辑电路中信号参数因子μ₁、μ₂及μ₃的确定方法，在参考文献[1]中，为了保证收敛性，通常设置μ₁的取值范围为0＜μ₁＜1/T，其中T为信号的周期，μ₁确定以后，设置μ₂为一较大的正数，μ₃为小于1的任意正数而且要保证μ₂、μ₃的乘积与μ₁为同一数量级，以保证信号幅值与相位同时收敛。在本实用新型中，对于所有EPLL逻辑电路均设置相同的信号参数因子，其具体取值为：μ₁＝50，μ₂＝1800，μ₃＝0.05。相比于文献[1]中给出的信号参数因子值，本实用新型中EPLL逻辑电路信号参数因子的取值相对较大，这主要是考虑到当设置较大的信号参数因子时，本方法一方面具有较快的收敛速度，另一方面，不会产生明显的稳态测量误差。

2)零差逻辑电路的设计思想类似于光学领域的相干检测。对于正弦信号，用单位幅值的参考信号去调制单一频率的输入信号，产生的混频信号中包括频率分别等于参考信号与输入信号频率和与差的2种分量。特殊情况下，参考信号与输入信号频率相等，即满足零差条件，此时的混频信号由一个直流分量与一个输入信号频率的倍频分量组成。从混频信号中将该倍频分量滤除掉，得到包含输入信号参数信息的直流分量，对其进行进一步运算可以实现输入信号重构。零差检测逻辑电路的结构框图如图2所示。

由图2可见，零差逻辑电路的内部电路连接关系为：参考相位逻辑电路1的输出端分别与正弦函数(sin)逻辑电路2以及余弦函数(cos)逻辑电路3相连接。2和3的输出端分别与乘法器(X)逻辑电路5、6以及2倍的增益逻辑电路

9、10相连接。在5和6中，输入信号4分别与2和3的输出进行乘法运算，乘法运算的结果分别经过低通滤波器(LPF)逻辑电路7和8。7的输出端分别和算法逻辑电路11以及乘法器逻辑电路12相连接。8的输出端分别和11以及乘法器逻辑电路13相连接。11的输出即为待测信号分量的幅值。12和13的输出端与加法器(+)逻辑电路14相连接，14的输出端与输出显示电路15相连接。

零差逻辑电路的功能是通过图2所示结构中各个内部元件的功能来实现的，因此，通过分析零差逻辑电路内部各个元件的功能就可以得出零差逻辑电路的工作原理。在这里以第k次谐波的测量为例来说明零差逻辑电路的工作原理：

参见图2，图2中的标号1-15下面分别以电路元件1-15进行叙述。

电路元件1的功能是，根据信号中基频角频率和谐波角频率之间始终满足ω_k＝kω₁，其中ω₁为基频角频率，ω_k(k＝2，3，…)为k次谐波角频率，由信号基频分量的相位ω₁t+δ₁(t为时间变量，δ₁为基频信号分量的初相位)构造谐波的参考相位：

φ_rk＝kω₁t+kδ₁       (6)

电路元件2的功能是，根据1中输出的参考信号相位构造单位幅值的正弦参考信号：

r_s(t)＝sinφ_rk＝sin(kω₁t+kδ₁)      (7)

电路元件3的功能是，根据1中输出的参考信号相位构造单位幅值的余弦参考信号：

r_c(t)＝cosφ_rk＝cos(kω₁t+kδ₁)      (8)

电路元件4的功能是，采集如下式(9)所示的输入信号。在式(9)中，A_i、ω_i及δ_i(i＝1，2，…，N)分别表示基频及各次谐波分量的幅值、角频率和初相位值，而且满足ω_k＝kω₁(k＝1，2，…，N)，N为信号中的频率分量总数。

$u\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\sin ({\mathrm{\ω}}_{i}t+{\mathrm{\δ}}_i)---\left(9\right)$

电路元件5的功能是，对2和4中的输出进行乘法调制运算，其运算过程如下式(10)所示：

$u\left(t\right)\×r_s\left(t\right)=\left[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\sin ({\mathrm{\ω}}_{i}t+{\mathrm{\δ}}_i)\right]\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+k{\mathrm{\δ}}_1)$

$=A_k\frac{\cos ({\mathrm{\δ}}_k-k{\mathrm{\δ}}_1)-\cos (2k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_k+k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}+---\left(10\right)$

$\underset{i\≠k}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\frac{\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t-k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_i-k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}-\underset{i\≠k}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\frac{\cos ({\mathrm{\ω}}_{i}t+k{\mathrm{\ω}}_{i}t+{\mathrm{\δ}}_i+k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}$

电路元件6的功能是，对3和4中的输出进行乘法调制运算，其运算过程如下式(11)所示：

$u\left(t\right)\×r_c\left(t\right)=\left[\underset{i=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\sin ({\mathrm{\ω}}_{i}t+{\mathrm{\δ}}_i)\right]\cos (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+k{\mathrm{\δ}}_1)$

$=A_k\frac{\sin ({\mathrm{\δ}}_k-k{\mathrm{\δ}}_1)+\sin (2k{\mathrm{\ω}}_{1}t+k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}+---\left(11\right)$

$\underset{i\≠k}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\frac{\sin ({\mathrm{\ω}}_{i}t-k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_i-k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}+\underset{i\≠k}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_i\frac{\sin ({\mathrm{\ω}}_{i}t+k{\mathrm{\ω}}_{i}t+{\mathrm{\δ}}_i+k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}$

电路元件7的功能是，滤出5中输出的直流分量u_1k，得到：

$u_{1k}=A_k\frac{\cos ({\mathrm{\δ}}_k-k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}---\left(12\right)$

电路元件8的功能是，滤出6中输出的直流分量u_2k，得到：

$u_{2k}=A_k\frac{\sin ({\mathrm{\δ}}_k-k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}---\left(13\right)$

电路元件9的功能是，计算得到2倍的单位余弦参考信号2r_c(t)。

电路元件10的功能是，计算得到2倍的单位正弦参考信号2r_s(t)。

电路元件11的功能是，计算得到待测信号分量的幅值，具体的计算表达式如下式(14)所示：

$A_k=2\sqrt{{\left(u_{1k}\right)}^2+{\left(u_{2k}\right)}^2}---\left(14\right)$

电路元件12的功能是，将直流分量u_1k与2倍的单位正弦参考信号进行乘法运算，具体如下式(15)所示：

$u_{1k}\×2\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+k{\mathrm{\δ}}_1)=A_k\frac{\cos ({\mathrm{\δ}}_k-k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}\×2\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+k{\mathrm{\δ}}_1)$ (15)

$=A_k\frac{\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_k)+\sin (\mathrm{k\ω}1t+2k{\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_k)}{2}$

元件电路13的功能是，将直流分量u_2k与2倍的单位余弦参考信号进行乘法运算，具体如下式(16)所示：

$u_{2k}\×2\cos (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+k{\mathrm{\δ}}_1)=A_k\frac{\sin ({\mathrm{\δ}}_k-k{\mathrm{\δ}}_1)}{2}\×2\cos (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+k{\mathrm{\δ}}_1)$ (16)

$=A_k\frac{\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_k)-\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+2k{\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_k)}{2}$

电路元件14的功能是，将12与13中的输出进行加法运算得到待测的频率分量信号，具体计算如下式(17)所示：

$A_k\frac{\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_k)+\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+2k{\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_k)}{2}+A_k\frac{\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_k)-\sin (k{\mathrm{\ω}}_1+2k{\mathrm{\δ}}_1-{\mathrm{\δ}}_k)}{2}=A_k\sin (k{\mathrm{\ω}}_{1}t+{\mathrm{\δ}}_k)---\left(17\right)$

电路元件15的功能是，把测量得到的信号分量波形显示出来。

注意到对于畸变电力信号中的非稳定谐波分量，仍然满足f_k(t)＝kf₁(t)，其中f₁(t)与f_k(t)分别为随时间变化的基频频率以及k次谐波频率。所以对于稳定/非稳定谐波分量，均可以利用基频相位根据式(6)构造满足零差条件的参考相位，基于零差逻辑电路就可以检测出相应的各次谐波分量。

3)本实用新型《非稳定谐波及间谐波测量仪》的原理可以用图3所示的逻辑电路结构框图来说明。

在图3所示的本实用新型逻辑电路的内部电路连接关系为：输入信号模块与带通滤波器X1，X2，……Xn以及J1，J2，……Jm的输入端相连接。带通滤波器X1的输出端与基频EPLL逻辑电路E0的信号输入端相连接，X2，……，Xn依次与零差逻辑电路L2，……，Ln的输入端相连接，J1，J2，……Jm依次与EPLL逻辑电路E1，E2，……Em的输入端相连接。增益逻辑电路Z1，Z2，……Zn，的输入端与基频EPLL逻辑电路E0的相位输出端相连接，输出端依次与零差逻辑电路L2，……，Ln参考相位输入端相连接。零差逻辑电路的输出端与谐波显示逻辑电路相连接，EPLL逻辑电路的输出端与间谐波显示逻辑电路相连接。

图3中给出了本方法的一种通用结构，该通用结构中包含奇数次谐波、偶数次谐波以及间谐波测量单元，能够同时测量输入信号中的基波，2次谐波，……，n次谐波以及输入信号中的所有m个间谐波分量。其中m表示输入信号中的间谐波分量总数，n表示谐波分量总数。本方法在实际应用中根据对输入信号按照IEC-61000-4-7标准推荐的频率分辨率进行FFT预处理所得的频谱分布确定m和n的值，m和n的取值是独立不相关的。

图3所示测量结构中，右侧所有谐波测量单元中尽管不同的零差逻辑电路的输入信号不同，但是每个零差逻辑电路内部的结构和设置都是一样的；而左侧所有的间谐波测量单元中，尽管为所有的EPLL逻辑电路设置了相同的信号参数因子，但是对于不同测量单元中的输入间谐波分量，每个EPLL逻辑电路内部角频率初始值ω₀都是根据信号预处理所得的间谐波频率范围分别设置的，不同电路中ω₀的设置不同。

本实用新型在实际应用中如果根据信号预处理得知信号中包含的最高次谐波为N次谐波，此时并没有必要设置N个谐波测量单元或者设置1倍，2倍，3倍，…，N倍的增益逻辑电路，而只需根据信号预处理所得的频谱图或者工程测量要求有针对性的设置谐波测量单元和相应的增益逻辑电路。如果频谱图中不含偶次谐波或者工程上只考核对电力系统危害较大的奇数次谐波，就没必要设置偶数倍增益的逻辑电路和相应的谐波测量单元。这并不影响本新型对于待测信号中的每一个谐波、间谐波分量均有唯一的测量单元与之对应的实质，相反，提高了装置的利用效率。

非稳定谐波及间谐波测量仪的功能是通过图3所示结构中各个内部电路元件的功能来实现的，因此，通过分析电路内部各个元件的功能就可以得出非稳定谐波及间谐波测量仪逻辑电路的工作原理。下面就对非稳定谐波及间谐波测量仪逻辑电路内部各个元件的功能进行说明：

输入信号模块的功能是，用于输入可能包含多个非稳定谐波、间谐波分量的电力信号。

电路元件X1的功能是，滤除基频频率信号以外的其它频率分量。

电路元件X2的功能是，滤除2次谐波以外的其它频率分量。

…                    …                 …

电路元件Xn的功能是，滤除n次谐波以外的其它频率分量。

电路元件J1的功能是，滤除第1个间谐波分量以外的其它频率分量。

电路元件J2的功能是，滤除第2个间谐波分量以外的其它频率分量。

…                    …                 …

电路元件Jm的功能是，滤除第m个间谐波分量以外的其它频率分量。

电路元件E0的功能是，测量X1输出的信号基频分量的参数，为零差逻辑电路中构造参考信号相位提供基频相位。

电路元件E1的功能是，测量J1中输出的间谐波信号参数。

电路元件E2的功能是，测量J2中输出的间谐波信号参数。

…                    …                   …

电路元件Em的功能是，测量Jm中输出的间谐波信号参数。

电路元件L2的功能是，测量X2中输出的第2次非稳定谐波信号参数。

…                    …                   …

电路元件Ln的功能是，测量Xn中输出的第n次非稳定谐波信号参数。

图3-1示出，一种非稳定谐波及间谐波测量仪，包括，含有信号参数因子μ₁、μ₂和μ₃的EPLL逻辑电路，输入信号模块与基频谐波带通滤波器X0，三次谐波带通滤波器X1，五次谐波带通滤波器X2，……，奇数N次谐波带通滤波器Xn以及第1个间谐波带通滤波器J1，第2个间谐波带通滤波器J2，……，第m个间谐波带通滤波器Jm的输入端相连接；基频谐波带通滤波器X0的输出端顺次与基频EPLL逻辑电路E0以及基频谐波显示逻辑电路连接；上述三次谐波带通滤波器X1，五次谐波带通滤波器X2，……奇数N次谐波带通滤波器Xn的输出端分别顺次与相应的零差逻辑电路L1，L2，……，Ln以及相应的谐波显示逻辑电路连接，上述第1个间谐波带通滤波器J1，第2个间谐波带通滤波器J2，……，第m个间谐波带通滤波器Jm的输出端分别顺次与相应的第1个间谐波EPLL逻辑电路E1，第2个间谐波EPLL逻辑电路E2，……，第M个间谐波EPLL逻辑电路Em以及相应的间谐波显示逻辑电路连接；与零差逻辑电路L1，L2，……，Ln对应的增益逻辑电路Z1，Z2，……，Zn的输入端均与基频EPLL逻辑电路E0的相应输出端相连接，上述增益逻辑电路Z1，Z2，……，Zn的输出端分别与对应的零差逻辑电路L1，L2，……，Ln的参考相位输入端相连接。

下面通过与现有方法相比进一步说明本实用新型的特点与优点。

1)基于参考文献[1]的多单元串联指定相位非稳定谐波测量方法存在计算量大的不足。与该方法相比，本方法采用零差逻辑电路测量输入信号中的非稳定谐波分量，将通过迭代求解状态方程组以得到信号中非稳定谐波分量的非线性自适应过程通过直接对信号进行零差调制来实现，计算量少，而且性能稳定。

假定输入信号u(t)为

u(t)＝1.00sin(ω₀t)+0.40sin(3ω₀t+π/3)+0.20sin(5ω₀t+π/5)+0.10sin(9ω₀t+π/9)+0.05sin(1ω₀t+π/11)

在t＝1.5s时信号u(t)中各次谐波的幅值跳变为原来的120％。以5次谐波为例，图4中给出了用本方法和基于文献[1]的指定相位方法测量得到的幅值曲线。由图可见，本实用新型采用的方法计算量少，效率高，能够快速准确检测到信号幅值的变化，与指定相位方法相比，测量得到的幅值曲线动态过程持续时间减少了80％左右。

2)基于参考文献[1]的多单元串联指定相位非稳定谐波测量方法对特定频率分量的测量结果受噪声及其它频率分量的干扰严重。与该方法相比，本方法保证每个测量单元的输入信号中只有一个频率分量，有效抑制了噪声及其它频率分量对待测频率分量的测量干扰。

仍然以1)中的输入信号u(t)为例，为了验证本方法对噪声的抑制作用，向输入信号中加入.σ＝0.1的高斯白噪声以得到信噪比(signal noise ratio，SNR)为大约20dB的信号。图5中给出了噪声环境下用本方法和指定相位方法测量得到的3次谐波幅值。由图可见，本方法能够有效抑制噪声干扰以及各频率分量之间的相互干扰，测量得到的结果更准确。

3)基于参考文献[1]的多单元串联指定相位非稳定谐波测量方法中各测量单元的信号参数调节因子需要根据测量速度与精度两方面要求折中选择。与该方法相比，本方法扩大了EPLL逻辑电路中信号参数调节因子的取值范围，允许EPLL逻辑电路设置较大的信号参数调节因子以提高测量速度而不会产生明显的稳态测量误差。

输入信号同1)中的一样，假设在t＝2.8s时，输入信号的基频频率发生-0.5Hz的跳变，则第i次谐波的频率跳变量为-0.5iHz。在本方法中，将基频EPLL逻辑电路单元的信号参数调节因子设置为指定相位方法中相应参数调节因子的2倍。图6给出了用两种方法测量得到的3次谐波幅值曲线，图7给出了用两种方法测量得到的9次谐波频率跳变量曲线。由图6、7可见：一方面，由于为基频EPLLl逻辑电路单元设置了较大的信号参数调节因子，本方法能够在基频频率跳变后的较短时间内准确测量出非稳定谐波的幅值、频率偏移量；另一方面，由于有效抑制了各个频率分量之间的相互干扰，相对于谐波的真实幅值及频率偏移量，本方法没有产生明显的稳态测量误差。

4)基于参考文献[1]的多单元串联指定相位非稳定谐波测量方法只能测量指定相位的谐波而对间谐波则无法测量。与该方法相比，本方法能够在测量谐波的同时对间谐波分量进行测量，同时，本实用新型在信号测量前先对输入信号进行预处理，根据预处理所得的间谐波分量频率范围设置EPLL逻辑电路单元的角频率初始值，提高了间谐波分量的测量效率与准确性。

假设基频频率为50Hz，输入信号为：

u(t)＝sin(2π50t+δ₀)+0.10sin(2π68t+δ₁)+0.06sin(2π83t+δ₂)

其中，δ₀、δ₁及δ₂为任意常数。对输入信号按照IEC61000-4-7推荐的频率分辨率和采样窗口长度进行FFT预处理，得到输入信号的频谱图如图8所示。由图8可见，输入信号中除了基频分量还包括频率位于65～70Hz以及80～85Hz的间谐波分量。为此，设置2个EPLL逻辑电路的角频率初始值分别为140πrad与160πrad，图9及图10中分别给出了由本方法测量得到的信号分量幅值曲线以及2个间谐波分量的频率曲线。

5)基于参考文献[2]的多个EPLL测量单元并联的非稳定谐波及间谐波测量方法尽管采用并联结构后总体测量效率得以提高，但由于采用迭代求解状态方程组的EPLL方法测量各次非稳定谐波，所以该方法仍然存在计算量大的不足。与该方法相比，本方法采用零差调制的方法代替EPLL方法来测量非稳定谐波，计算量少，而且性能稳定。

在参考文献[1]中已经通过实验证实了基于指定相位的非稳定谐波测量方法比基于EPLL的方法计算量少，动态响应速度快。所以结合上面1)和3)中的实验结果，不难得出本实用新型的优越性。

6)基于参考文献[2]的多个EPLL测量单元并联的非稳定谐波及间谐波测量方法在测量间谐波时直接将EPLL测量单元的角频率初始值设置为与间谐波频率接近的谐波频率，这样可能会由于设置的初始频率值与实际间谐波频率值相差太远而导致迭代计算时间过长，甚至出现不收敛的结果。与该方法相比，同4)中所述的一样，本方法在信号测量前先对信号进行预处理，根据预处理所得的间谐波分量频率范围设置EPLL逻辑电路单元的角频率处置值，相比于基于文献[2]的方法，本方法中角频率初始值更接近实际间谐波角频率值，从而能更快地达到收敛，提高了对间谐波的测量效率与准确性。

为了说明初始值选取对EPLL测量单元收敛性能的影响，下面以4)中的输入信号为例进行分析。以68Hz的间谐波分量为例，在本方法中，根据IEC61000-4-7对信号进行预处理，根据预处理的结果设置EPLL单元的角频率初始值为140πrad。将基于文献[2]的方法作为参考方法，设置EPLL单元的角频率初始值为100πrad。图11给出了用两种方法测量得到的间谐波幅值曲线，图12中给出了相应的频率曲线。由图11，12不难看出，在本方法中，测量前对信号进行预处理是十分必要的。

7)基于参考文献[3]的谐波间谐波测量的prony方法对于单一频率的输入信号具有较高的测量精度，但是当输入信号中有多个频率分量或者输入信号信噪比SNR较低时，测量结果误差较大。与prony方法相比，同2)中所述一样，本方法的每个测量单元只有单一频率的待测分量，能够有效抑制噪声干扰以及各个频率分量之间的干扰，具有较高的测量精度和抗干扰性。

以2)中所用的输入信号为例，信噪比SNR＝20dB，用本发明方法和prony方法分别对信号进行分析，表1中给出了相应的幅值测量结果：

表1幅值测量值

Tab 1Estimation of amplitudes

以4)中的含有间谐波分量的输入信号为例，用本发明方法和prony方法测量得到的信号中两个间谐波分量的频率如表2所示：

表2频率测量值

Tab 2 Estimation of frequencies

通过分析比较表1中幅值测量值和表2中的频率测量值，不难发现本发明方法能够有效抑制噪声和信号各个频率分量相互干扰，与prony方法相比，具有更强的抗干扰性以及更高的精度。

综上所述，本方法相对于现有的各种方法技术，无论是在计算量还是测量精度方面都具有较大的优势，工程实用性较强。

参考文献

【1】Mcnamara D M，Ziarani A K，Ortmeyer T H.A new technique ofmeasurement of nonstationary harmonics[J].IEEE Trans on Power Delivery，2007，22(1)：387-395.

【2】Carvalho JRD，Duque CA，Ribeiro MV，et al.A PLL-Based MultirateStructure for Time-Varying Power Systems Harmonic/Inter-HarmonicEstimation[J].IEEE Trans on Power Delivery，2009，24(4)：1789-1800.

【3】丁屹峰，程浩忠，吕干云，等.基于prony算法的谐波和间谐波频谱估计[J].电工技术学报，2005，20(10)：94-97.

Ding Yifeng，Cheng Haozhong，Lv Ganyun，et al.Spectrum Estimation ofHarmoincs and Interharmonics Based on Prony Algorithm[J].Transactions ofChina Electrotechnical Society，2005，20(10)：94-97.

Claims (5)

1.一种非稳定谐波及间谐波测量仪，包括，含有信号参数因子μ₁、μ₂和μ₃的EPLL逻辑电路，其特征是，输入信号模块与基频谐波带通滤波器X0，3-N奇数次谐波带通滤波器和/或2-N偶数次谐波带通滤波器，以及第1个间谐波带通滤波器J1，第2个间谐波带通滤波器J2，……，第m个间谐波带通滤波器Jm的输入端相连接；基频谐波带通滤波器X0的输出端顺次与基频EPLL逻辑电路E0以及基频谐波显示逻辑电路连接；上述3-N奇数次谐波带通滤波器和/或2-N偶数次谐波带通滤波器的输出端分别顺次与相应的零差逻辑电路L1，L2，……，Ln以及相应的谐波显示逻辑电路连接，上述第1个间谐波带通滤波器J1，第2个间谐波带通滤波器J2，……，第m个间谐波带通滤波器Jm的输出端分别顺次与相应的第1个间谐波EPLL逻辑电路E1，第2个间谐波EPLL逻辑电路E2，……，第M个间谐波EPLL逻辑电路Em以及相应的间谐波显示逻辑电路连接；与上述零差逻辑电路L1，L2，……Ln对应的增益逻辑电路Z1，Z2，……，Zn的输入端均与基频EPLL逻辑电路E0的相应输出端相连接，上述增益逻辑电路Z1，Z2，……，Zn的输出端分别与对应的零差逻辑电路L1，L2，……，Ln的参考相位输入端相连接。

2.根据权利要求1所述的非稳定谐波及间谐波测量仪，其特征是：所述零差逻辑电路L1，L2，……，Ln中的参考信号的频率与输入信号E0的频率相等，所产生的混频信号由一个直流分量与一个输入信号频率的倍频分量组成。

3.根据权利要求1或2所述的非稳定谐波及间谐波测量仪，其特征是：所述EPLL逻辑电路的信号参数因子中，μ₁的取值范围为0＜μ₁＜1/T，其中T为信号的周期；μ₂为大于1的正数，μ₃为小于1的正数，且μ₂与μ₃的乘积与μ₁为同一数量级。

4.根据权利要求3所述的非稳定谐波及间谐波测量仪，其特征是：所述μ₁为50，μ₂为1800，μ₃为0.05。

5.根据权利要求4所述的非稳定谐波及间谐波测量仪，其特征是：所述零差逻辑电路结构为：参考相位逻辑电路(1)的输出端分别与正弦函数逻辑电路(2)以及余弦函数逻辑电路(3)的输入端相连接，正弦函数逻辑电路(2)的输出端分别与第1乘法器(5)的输入端以及第1两倍增益逻辑电路(10)的输入端连接，余弦函数逻辑电路(3)的输出端分别与第2乘法器(6)的输入端以及第2两倍增益逻辑电路(9)的输入端连接，输入信号(4)分别接至第1乘法器(5)的输入端和第2乘法器(6)的输入端，第1乘法器(5)的输出端连接第1低通滤波器(7)的输入端，第1低通滤波器的输出端分别与第3乘法器(12)的输入端以及算法逻辑电路(11)的输入端连接，第2乘法器(6)的输出端连接第2低通滤波器(8)的输入端，第2低通滤波器的输出端分别与第4乘法器(13)的输入端以及算法逻辑电路(11)的输入端连接，上述算法逻辑电路(11)的算法为算法逻辑电路(11)的输出端为待测信号分量的幅值A_R，第3乘法器(12)的输出端以及第4乘法器(13)的输出端均与加法器逻辑电路(14)连接，加法器逻辑电路(14)的输出端与输出显示电路(15)连接；

上述参考相位逻辑电路(15)中，由信号基频分量的相位ω₁t+δ₁构成各次谐波的参考相位φ_rk：φ_rk＝kω₁t+kδ₁；式中，k为正整数，表示谐波次数，δ₁为信号基频分量的初相位值，ω₁为基频角频率值，t为时间变量。

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