CN101163246A - 一种数字电视多媒体广播传输系统激励器 - Google Patents

Abstract

本发明基于一种新的处理结构，公开了一种可在单载波调制和多载波调制两种模式下进行信号处理的数字电视多媒体广播传输系统激励器。该激励器由非线性预校正处理模块和调制器组成，其中的调制器包括码流处理模块、基带数字调制模块、数模变换模块、本振产生器、移相器、混频器、合路器、滤波器、控制器、控制界面。本发明实现了数字电视多媒体广播传输系统的单频网组网，符合中国国家标准GB20600－2006地面数字电视多媒体广播(DTMB)的要求，并可用于其他多种体制数字电视多媒体广播传输系统，在深空探测、多媒体通信、无线电导航等军用和民用方面都有重要应用。

Description

一种数字电视多媒体广播传输系统激励器

技术领域

本发明涉及一种用于多媒体电视广播系统的激励器，特别是一种数字电视多媒体广播传输系统激励器(以下简称“激励器”)。

背景技术

地面数字电视多媒体广播(Digital Television Multimedia Broadcasting，简称DTMB)系统是我国广播电视综合覆盖网中重要的部分，它与卫星数字电视广播系统和有线数字电视广播系统以及其它辅助系统一起相互协同提供全面的受众覆盖。我国在2006年颁布了《数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制》标准，编号GB20600-2006，标志着我国电视广播产业的发展进入了新的时代。该标准描述了在超高频(Ultra HighFrequency，简称UHF)和甚高频(Very High Frequency，简称VHF)频段中，每8MHz数字电视频带内，数字电视多媒体广播传输系统信号的帧结构、信道编码和调制方式。

数字电视多媒体广播传输系统激励器完成从输入数据码流到地面电视信道传输信号的转换。输入的数据码流首先经过信息检测和格式整理，提取其中的控制信息，然后将图像信息码流输入数据码流经过扰码器、前向纠错编码(Forward Error Correction，简称FEC)，然后进行比特流到符号流的星座映射，再进行交织后形成基本数据块，基本数据块与系统信息组合复用后并经过帧体数据处理形成帧体，帧体与相应的PN帧头序列复接为信号帧，经过基带后处理生成基带输出信号。

激励器中基带输出信号经过非线性预校正处理，进入变频模块，将基带信号进行频谱搬移，产生输出的射频信号。完整的数字电视多媒体广播发射系统除了激励器之外，还包括大功率放大器，因为大功率放大器功率放大时可能存在的幅度、相位的非线性效应，所以信号在输入给大功率放大器之前，需要进行非线性预校正，用以抵消功率放大过程的非线性效应，这就是激励器中非线性校正处理模块的目的。

非线性校正的实现方法有多种，本发明中的激励器采用的是基带数字预失真的方法，具体的实现为查找表方式。世界上目前数字电视调制标准主要分为单载波和多载波两种调制方式，两种调制方式的平均功率和峰均比不同，对应非线性预校正处理算法也不同，目前的数字电视多媒体广播传输系统激励器都是为单载波和多载波其中一种调制方式设计。在单载波和多载波调制方式下，又分为不同阶数的映射、不同码率的编码等工作模式，多载波模式还存在不同模式下载波数量的变化，所以每种模式下的平均功率和峰均比等特性都存在小的差别。目前已经公布的激励器设备只能实现在一种单载波或多载波模式下的校正，尚没有能对单载波调制和多载波调制这两种信号处理模式都进行校正的激励器。

发明内容

本发明的目的在于，基于一种新的处理结构，提供一种用于数字电视多媒体广播传输系统的单、多载波融合处理的数字激励器。

该激励器的主体部分由非线性预校正处理模块和调制器组成，其中的调制器包括码流处理模块、基带数字调制模块、数模变换模块、混频器、移相器、合路器、滤波器、控制界面、控制器和本振产生器。图像码流输入到码流处理模块，码流处理模块输出的多媒体数字码流输入到基带数字调制模块；基带数字调制模块输出的两路正交数字基带传输信号输入非线性预校正处理模块；非线性预校正处理模块输出的预校正后的两路正交数字基带信号分别输入两个数模变换模块；两个数模变换模块输出的两路基带模拟信号分别输入两个混频器；本振产生器输出的一路载波信号输入到基带数字调制模块；本振产生器输出的另一路载波信号输入到一个混频器和移相器，移相器输出的一路正交载波信号输入到另一个混频器；两个混频器分别输出两路变频后的正交信号；两路变频后的正交信号输入合路器；合路器输出的一路信号输入滤波器；滤波器输出最终的射频信号；控制界面输出的信号输入控制器；外部控制接口连接到控制器；控制器的第一路输出信号输入到控制界面，第二路输出信号输入到码流处理模块，第三路输出信号输入到基带数字调制模块，第四路输出信号输入到非线性预校正处理模块，第五路输出信号输入到本振产生器；外部参考频率输入到本振产生器。

本发明中的基带数字调制模块具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的结构。对应于单载波调制和多载波调制两种信号处理模式，其内部具有两种不同的信号通路：对应于单载波调制信号处理模式，该激励器的基带数字调制模块内部的信号通路流向依次为扰码器、前向纠错编码模块、星座映射模块、交织模块、添加系统信息模块、帧头产生模块、组帧模块、上采样模块和成形滤波器；对应于多载波调制信号处理模式，该激励器的基带数字调制模块内部的信号通路流向依次为扰码器、前向纠错编码模块、星座映射模块、交织模块、添加系统信息模块、傅立叶变换模块、频域交织模块、帧头产生模块、组帧模块、上采样模块和成形滤波器；即在添加系统信息模块之后加入傅立叶变换模块和频域交织模块，然后再到组帧模块。其中所述的基带数字调制模块内部的帧头产生模块可以输出五种不同的帧头信号，分别为：相位变化的PN420、相位不变的PN420、相位不变的PN595、相位变化的PN945、相位不变的PN945。该激励器的基带数字调制模块输出的基带信号为数字格式基带信号，采用14位比特量化，其采样速率由传输系统符号速率决定。

其中所述的基带数字调制模块内部的成形滤波器是一个13位输入、14位输出的FIR平方根升余弦滤波器；该滤波器采用512的高阶数与0.05的滚降系数保证了正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)信号的完整性，有利于单多载波信号融合；该滤波器的带宽为7.56MHz，可同时支持单、多载波信号；该滤波器使用过采样实现四相位滤波，节省了资源；该滤波器使用二进制正则有符号数(Canonic SignedDigit，CSD)编码，即二进制数据以CSD编码可利用加法和移位完成乘法运算，用加法器替代了乘法器，节省了资源；该滤波器中使用的加法器为高速树型加法器，提高了运算速度；该滤波器使用多级流水线结构，提高了运算速度。

基带数字调制模块内部的数据经过上采样后，输入成形滤波器的分相模块，被分为四个部分：相位依次为0度相位、90度相位、180度相位和270度相位，同时滤波器的512阶系数也相应分入上述四个部分，各部分均为128阶；利用数据处理时钟的四个相位分别进行系数的CSD乘加计算。乘加计算结束后，通过高速树形加法器进行计算结果的总和运算，该高速树形加法器使用流水线处理结构以增加运算速度。得到总和结果后，通过结果输出处理模块恢复数据格式和采样时钟作为成形滤波器的输出。

本发明中的激励器中的非线性预校正处理模块具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式预校正的结构。该激励器的非线性预校正处理模块由地址-数据选择器和查找表组成；对应于单载波调制和多载波调制两种信号处理模式，自动加载与两种信号处理模式相适应的预校正处理曲线。

本发明中的激励器中的调制器采用了支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的结构。该调制器包括码流处理模块、基带数字调制模块、两个数模变换模块、两个混频器、移相器、合路器、滤波器、控制界面、控制器和本振产生器；由于其内部包含的码流处理模块和基带数字调制模块均具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的结构，因此，该调制器也具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的结构，可以支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式。

本发明中的调制器中的码流处理模块具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的单频网组网结构。该激励器的码流处理模块包括转换器、选择器和控制信息检测器；对应于单载波调制和多载波调制两种信号处理模式，控制信息检测器具有支持该两种信号处理模式的单频网组网结构，识别该两种信号处理模式，输出不同的并行码流。

《数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制》标准中主要包含了单载波和多载波两类调制方式，工作模式合计有330种，本发明激励器分别实现其各种模式下调制信号的产生和预失真。

本发明基于一种新的处理结构，公开了一种可在单载波调制和多载波调制两种模式下进行信号处理的数字电视多媒体广播传输系统激励器，其通过数字处理器件将输入数字图像码流进行基带调制，然后将数字基带信号进行非线性校正，随后经过数字-模拟信号的转换，在混频器中完成频谱搬移，完成了数字电视多媒体广播发射系统中射频调制信号的输出。首次实现了单载波和多载波模式信号在同一设备内的产生，首次实现了在一台激励器中进行单载波和多载波调制两种模式下信号的处理，使用同一处理结构实现了单载波和多载波模式信号自动调节的预失真，简化了结构，达到了真正的符合标准的信号发送，实现了数字电视多媒体广播传输系统的单频网组网。本发明符合中国国家标准GB20600-2006地面数字电视多媒体广播的要求，并可以用于其他多种体制数字电视多媒体广播传输系统。本发明在深空探测、多媒体通信、无线电导航等军用和民用方面都有重要的用途。

附图说明

图1为本发明激励器的总体结构框图；

图2为本发明中基带数字调制模块的结构框图；

图3为本发明中本振产生器的结构框图；

图4为本发明中码流处理模块的结构框图；

图5为本发明中非线性预校正处理模块的结构框图；

图6为本发明中基带数字调制模块的成形滤波器的结构框图；

图7为本发明中码流处理模块中的控制信息检测器的结构框图。

具体实施方式

首先详细介绍一下本发明各部分的组成及功能：

如图1所示，输入的图像码流M首先进入码流处理模块1。该码流处理模块1的输入接口兼容EN50083-9(《电视信号、声音信号和交互服务电缆网络》中第9部分：CATV/SMATV起点接口和DVB/MPEG-2输送流用专门设备中有具体描述)。此码流处理模块1的一个功能是转换输入码流的格式，输入码流的接口包括串行和并行两种方式，在此码流处理模块1中进行转换，转换后产生的并行码流输送给基带数字调制模块2；此码流处理模块1的另一个功能是进行单频网时延控制，单频网的实现方式主要是基于全球定位系统(GlobalPosition System，简称GPS)时间同步的方式，用于配送码流的单频网适配器设备在码流中加入同步时间信息，码流传送到各台激励器后，由激励器中的码流处理模块将信息提取出来，按照其中的设置，进行单频网时延控制。

如图2所示，基带数字调制模块2完成从图像码流M到基带信号的调制工作。根据数字多媒体电视的帧结构、信道编码和调制方式的规范，基带数字调制模块2将输入的多媒体数字码流进行编码、映射和组帧等处理。为了适应标准中某些处理过程的要求，例如交织处理，基带数字调制模块2中集成了大容量的随机存储器。以我国数字电视多媒体广播传输标准为例，输入的数据码流经过扰码器1 4进行扰码，使数据更加随机化，然后进入前向纠错编码模块15，前向纠错编码模块15采用的是低密度奇偶校验(Low density parity check，简称LDPC)编码，这里编码有三种编码效率供选择，分别是0.4、0.6、0.8三种编码效率；经过编码之后的比特流进入星座映射模块16，完成比特流到符号流的转换，标准中规定有五种映射模式，分别是4QAM-NR、4QAM、16QAM、32QAM和64QAM；然后进行交织模块17，交织能够增加系统对抗随机噪声的能力，交织模块17有两种模式供选择，分别是240个帧和720个帧长度的交织；交织之后形成基本数据块，基本数据块进入添加系统信息模块18与系统信息复用后，进行帧体数据处理，帧体数据处理分为两种模式，即多载波模式和单载波模式，多载波模式时，帧体数据进入傅立叶变换模块19和频域交织模块22，然后传递到后面的处理过程，单载波模式时帧体数据不经过变换，直接传递到后面的处理过程；帧体数据处理之后形成帧体数据，帧体与帧头产生模块20相应的帧头复接为信号帧，帧体数据块的长度是固定的，为3780个符号，帧头的长度有三种选择，形成的帧的长度就有三种，最后组帧之后的数据再经过上采样模块23、成形滤波器模块24进行基带后处理，生成数字基带输出信号。

如图1所示，基带数字调制模块2的当前工作模式由控制器12进行控制。本振产生器13产生基带数字调制模块2所用的工作时钟和本地载波信号。又如图3所示，本振产生器13内部的两个锁相环27、28可以与外部输入频率进行锁相，也可以与内部的频率源25进行锁相，并且输出频率可以改变，都由控制器12控制。一个锁相环27的输出信号给基带数字调制模块2，作为数字电路的时钟。另一个锁相环28的输出信号作为本地载波的频率，即中心频率。两个锁相环27、28的频率是由锁相环的工作倍频系数决定的，倍频系数由控制器12控制。

所述非线性预校正处理模块3采用数字处理预校正的方法，在基带数字调制模块2产生的数字基带信号为不同的工作模式情况下，如单载波和多载波两种调制方式不同的情况下，自动地更新与该工作模式适应的预校正处理数据，该曲线是预先存储在控制器12之中。

如图4所示，码流处理模块1控制码流的入口端子和类型。码流处理模块1由串行/并行转换器29、码流选择器30和控制信息检测器31组成；对应于单载波调制和多载波调制两种信号处理模式，该码流处理模块1内部的控制信息检测器31具有支持该两种信号处理模式的单频网组网结构，可识别该两种信号处理模式，并输出不同的并行码流。图像码流M可以从串行输入接口输入或者从并行输入接口输入，码流选择器30受控制器12的控制，进行输入端口的选择。如果输入的信号是串行格式，则首先在串行/并行转换器中进行串行信号到并行信号的格式转换，然后进入控制信息检测器31；如果输入的信号是并行格式，则直接进入控制信息检测器31。在某种情况下，输入的图像码流M中包含有控制信息，例如：构建一定区域内的数字电视发射单频网所用到的激励器，接收的图像码流M当中包含单频网同步信息，即规定的延时长度，这里的控制信息检测器31负责将其中的同步信息解出，并进行相应的延时，达到单频网下各台激励器输出信号同步的目的。

因为该激励器连接的后级功率放大器具有非线性效应，所以本发明加有一个非线性预校正处理模块3，如图5所示，在该非线性预校正处理模块3中对两路正交数字基带传输信号进行预校正处理，使得最终发射的射频信号得以实现线性化。上述预校正处理过程包括压缩变换和幅度、相位预失真，处理后形成预校正后的两路正交数字基带信号。

单载波和多载波信号的特性是不同的，包括峰均比、滚降系数等，在处理时对应不同的压缩算法和预失真曲线，目前的数字电视激励器都是单独工作在多载波或单载波调制方式下的。本发明中此模块实现了在同一校正模块内进行两种模式信号的校正处理。

数字基带预校正主要有查找表(Look-up table，简称LUT)和多项式计算两种方法，多项式拟合的方法由于系数难以确定而难以在实际系统中实现。而压缩变换主要使用查找表方式实现。查找表本质上是存储特定内容的存储器，输入的数字信号值作为存储器的地址，该地址存储的内容作为输出。

本发明中非线性预校正处理模块3将压缩变换和幅度、相位校正处理融合进一个查找表33中。具体实现的过程是：首先设定激励器当前的调制模式，然后在计算机软件上采用Volterra级数算法，根据用户设定的压缩曲线和幅度相位校正曲线，产生一组查找表33的对应数据，通过控制器12的外部控制输入接口下载到非线性预校正处理模块3的查找表33中，运行系统，看当前工作状态是否满足失真度要求，如果不满足，调整压缩曲线和幅度相位校正曲线，再下载到非线性预校正处理模块33中，看工作状态，直到当前曲线对应的查找表33使失真度满足广播要求，将此查找表33内容记录为该模式下的校正数据。然后更改调制器N的调制模式，重复上述过程。因为调制模式变化之后，特别是载波数量变换，如单载波调制模式与多载波调制模式之间的变换，信号的特征会发生明显变化，原来的校正曲线对应的查找表33的数据不再适用，需要重新的调试过程。在载波数相同，而映射阶数发生变化时，信号峰均比特性也会发生变化，在控制器12中加有存储器，将所有调制模式下使用的查找表33的数据全部存储在其中，随着用户通过控制界面更改调制模式，控制器12发送指令给基带数字调制模块2，更改基带数字调制的模式，同时发送指令和查找表33的数据给非线性预校正处理模块3，使其查找表33更新为适应当前调制模式的数据。

控制器12产生控制命令和数据给码流处理模块1、基带数字调制模块2、非线性预校正处理模块3和本振产生器13，发送控制命令和数据传输采用I2C总线方式。用户的操作是通过控制界面11实现的，控制界面11包括液晶显示器和键盘。控制器12具有外部控制接口，可以与计算机连接，直接通过计算机进行控制，并通过此接口将查找表33的数据下载进非线性预校正处理模块3。

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

图1所示是本发明的激励器的总体结构框图。输入的图像码流M，经过码流处理模块1的处理，转换为输入基带数字调制模块2的多媒体数字码流M’，并检测图像码流M当中的单频网控制信息，进行单频网时延控制。该多媒体数字码流M’进入基带数字调制模块2，该基带数字调制模块2根据数字多媒体电视的帧结构、信道编码和调制方式，将输入的多媒体数字码流M’进行编码、映射、组帧和滤波等处理，形成两路正交数字基带传输信号B。非线性预校正处理模块3，根据后级功率放大器非线性效应特性，对两路正交数字基带传输信号B进行压缩变换和幅度、相位预校正等非线性预失真处理，形成预校正后的两路正交数字基带信号B’。输入的两路正交数字基带传输信号B为不同工作模式下的基带信号，包括单载波和多载波基带调制信号。预校正后的两路正交数字基带信号B’经过两个数模变换模块5、4产生两路基带模拟信号A、A’；本振产生器13输出的一路载波信号D输入到基带数字调制模块2，本振产生器13输出的另一路载波信号C输入到一个混频器7和移相器8，移相器8将输入载波信号C移相90度，输出另一路正交载波信号C’，并将其输入到另一个混频器6；两个混频器7、6将该两路基带模拟信号A、A’与正交的两路载波信号C、C’相乘，完成频谱搬移，分别输出两路变频后的正交信号E、E’。该两路变频后的正交信号E、E’在合路器9内完成两路信号的相加，得到一路信号F，并经过滤波器10，滤除混频之后信号中的高次谐波分量，最后形成射频信号输出。其中，外部参考频率输入到本振产生器1 3，外部控制接口连接到控制器12，控制器12的第一路输出信号H输入到控制界面11，第二路输出信号I输入到码流处理模块1，第三路输出信号J输入到基带数字调制模块2，第四路输出信号K输入到非线性预校正处理模块3，第五路输出信号L输入到本振产生器13，控制界面11输出的信号G输入控制器12，即命令由用户从控制界面11输入，当前设备工作状态同样由用户从控制界面11读出。本振产生器13，产生基带数字调制模块2使用的时钟和混频器6、7使用的载波信号。

如图1所示，本发明中的激励器包含一个具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式结构的调制器N，该调制器N由码流处理模块1、基带数字调制模块2、两个数模变换模块4、5、两个混频器6、7、移相器8、合路器9、滤波器10、控制界面11、控制器12和本振产生器13组成；由于其内部包含的码流处理模块1和基带数字调制模块2均具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的结构，因此，该调制器N也具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的结构，可支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式。

图2为本发明中基带数字调制模块2的结构框图，该框图以中国数字电视多媒体地面广播传输标准为例。此模块完成从图像码流M到基带信号的调制工作，根据数字多媒体电视的帧结构、信道编码和调制方式的规范，将输入的多媒体数字码流进行编码、映射和组帧等处理。为了适应标准中某些处理过程的要求，例如交织处理，基带数字调制模块2中集成了大容量的随机存储器。以我国数字电视多媒体广播传输标准为例，输入数据码流经过扰码器进行扰码，使数据更加随机化，然后进入前向纠错编码，前向纠错编码采用的是低密度奇偶校验(Low density parity check，简称LDPC)编码，这里编码有三种编码效率供选择，分别是0.4、0.6、0.8三种编码效率；经过编码之后的比特流进入星座映射模块，完成比特流到符号流的转换，标准中规定有五种映射模式，分别是4QAM-NR、4QAM、16QAM、32QAM和64QAM；然后进行交织，交织能够增加系统对抗随机噪声的能力，交织有两种模式供选择，分别是240个帧和720个帧长度的交织；交织之后形成基本数据块，基本数据块与系统信息复用后，进行帧体数据处理，帧体数据处理分为两种模式，即多载波模式和单载波模式，多载波模式时，帧体数据经过快速傅立叶变换，然后传递到后面的处理过程，单载波模式时帧体数据不经过变换，直接传递到后面的处理过程；帧体数据处理之后形成帧体数据，帧体与相应的帧头复接为信号帧，帧体数据块的长度是固定的，为3780个符号，帧头的长度有三种选择，形成的帧的长度就有三种，最后组帧之后的数据经过基带后处理生成基带输出信号。

该激励器的基带数字调制模块2对应于单载波调制和多载波调制两种信号处理模式，其内部具有两种不同的信号通路：对应于单载波调制信号处理模式，该激励器的基带数字调制模块2内部的信号通路由扰码器14、前向纠错编码模块15、星座映射模块16、交织模块17、添加系统信息模块18、帧头产生模块20、组帧模块21、上采样模块23和成形滤波器24组成，其中，添加系统信息模块18和帧头产生模块20的输出信号都输入到组帧模块21，组帧模块2 1的输出信号依次输入到上采样模块23和成形滤波器24中；对应于多载波调制信号处理模式，该激励器的基带数字调制模块2内部的信号通路由扰码器14、前向纠错编码模块1 5、星座映射模块16、交织模块17、添加系统信息模块18、傅立叶变换模块19、频域交织模块22、帧头产生模块20、组帧模块21、上采样模块23和成形滤波器24组成，其中，添加系统信息模块18的输出信号依次经过傅立叶变换模块19和频域交织模块22后输入到组帧模块21，帧头产生模块20的输出信号也输入到组帧模块21，组帧模块21的输出信号依次输入到上采样模块23和成形滤波器24中。

对于单载波调制信号处理模式，输入数据码流经过扰码器14块进行随机化，再经过前向纠错编码模块15，然后经过星座映射模块16进行比特流到符号流的星座映射，再经过交织模块17进行交织后形成基本数据块，基本数据块通过添加系统信息模块18与系统信息复用后，又经组帧模块21进行帧体数据处理，形成帧体，帧体与帧头产生模块20产生的相应PN帧头序列复接为信号帧，再经过上采样模块23、成形滤波器模块24进行基带后处理，生成数字基带输出信号。

对于多载波调制信号处理模式，输入数据码流经过扰码器14块进行随机化，再经过前向纠错编码模块15，然后经过星座映射模块16进行比特流到符号流的星座映射，再经过交织模块17进行交织后形成基本数据块，基本数据块通过添加系统信息模块18与系统信息复用后，还需先经过傅立叶变换模块19和频域交织模块22，然后才能进入组帧模块21进行帧体数据处理，形成帧体，帧体与帧头产生模块20产生的相应PN帧头序列复接为信号帧，再经过上采样模块23、成形滤波器模块24进行基带后处理，生成数字基带输出信号。

如图2所示，其中的帧头产生模块可以输出五种不同的帧头信号，分别为：相位变化的PN420、相位不变的PN420、相位不变的PN595、相位变化的PN945、相位不变的PN945。该激励器的基带数字调制模块输出的基带信号为数字格式基带信号，采用14位比特量化，其采样速率由传输系统符号速率决定。

图3本发明中本振产生器13的结构框图。第一个锁相环27产生基带数字调制模块2使用的时钟，即本振产生器13输出的一路载波信号D，第二个锁相环28产生混频器使用的载波，即本振产生器13输出的另一路载波信号C；频率源25是一个本地振荡器，锁相环控制器26收到来自控制器12的指令之后，对第一个锁相环27和第二个锁相环28发出内部控制指令，使锁相环选择外部参考频率输入或者本地频率源的信号。

图4为本发明中码流处理模块1的结构框图。该码流处理模块1由串行/并行转换器29、码流选择器30和控制信息检测器31组成，并行码流直接输入码流选择器30，串行码流输入串行/并行转换器29，串行/并行转换器29输出的并行码流输入码流选择器30，码流选择器30的输出信号输入到控制信息检测器31，控制信息检测器31输出最终的并行码流；对应于单载波调制和多载波调制两种信号处理模式，该码流处理模块1内部的控制信息检测器31具有支持该两种信号处理模式的单频网组网结构，可识别该两种信号处理模式，并输出不同的并行码流。此码流处理模块1的一个功能是转换输入码流的格式，输入码流的接口包括串行和并行两种方式，在此码流处理模块1中通过串行/并行转换器29进行转换，转换后产生的并行码流输送给基带数字调制模块2；此码流处理模块1的另一个功能是进行单频网时延控制，单频网的实现方式主要是基于GPS时间同步的方式，用于配送码流的单频网适配器设备在码流中加入同步时间信息，码流传送到各台激励器后，由激励器中的码流处理模块1将信息提取出来，按照其中的设置，进行单频网时延控制。

如图4所示，图像码流M可以从串行输入接口输入或者从并行输入接口输入，码流选择器30受控制器12的控制，进行输入端口的选择。如果输入的信号是串行格式，则首先在串行/并行转换器29中进行串行信号到并行信号的格式转换，然后进入控制信息检测器31；如果输入的信号是并行格式，则直接进入控制信息检测器31。在某种情况下，输入的图像码流M中包含有控制信息，例如：构建一定区域内的数字电视发射单频网所用到的激励器，接收的图像码流M当中包含单频网同步信息，即规定的延时长度，这里的控制信息检测器31负责将其中的同步信息解出，并进行相应的延时，达到单频网下各台激励器输出信号同步的目的。

传统的国标多载波激励器可识别36种多载波模式，传统的国标单载波激励器可识别8种单载波模式。本激励器的码流处理模块1中的控制信息检测器31增加了存储模式信息的寄存器数量，改变了模式判决的条件，使其完全符合国家单频网适配器标准中的所有330种模式要求，可识别多载波模式110种和单载波模式220种。

图5为本发明中非线性预校正处理模块3的结构框图。该非线性预校正处理模块3由地址-数据选择器32和查找表33组成，具有可支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的结构，可自动加载与该两种信号处理模式相适应的预校正处理曲线。

查找表33是一块随机存储器(Random Access Memory，简称RAM)，首先地址-数据选择器32选择控制器12写入地址、数据端口，控制器12根据存储的预校正信息向查找表33内写入数据，待查找表33数据全部更新之后，地址数据选择器32选择IQ输入作为查找表33的地址输入，选择IQ输出作为查找表33的数据输出，此时进入正常的工作状态。利用查找表33内部的数据完成该模式下的预失真处理。

非线性预校正处理模块3将压缩变换和幅度、相位校正处理融合进一个查找表33中。具体实现的过程是：首先设定激励器当前的调制模式，然后在计算机软件上采用Volterra级数算法，根据用户设定的压缩曲线和幅度相位校正曲线，产生一组查找表33的对应数据，通过控制器12的外部控制输入接口下载到非线性预校正处理模块3的查找表33中，运行系统，看当前工作状态是否满足失真度要求，如果不满足，调整压缩曲线和幅度相位校正曲线，再下载到非线性预校正处理模块3中，看工作状态，直到当前曲线对应的查找表33使失真度满足广播要求，将此查找表33的内容记录为该模式下的校正数据。然后更改调制器(N)的调制模式，重复上述过程。因为调制模式变化之后，特别是载波数量变换，如单载波调制模式与多载波调制模式之间的变换，信号的特征会发生明显变化，原来的校正曲线对应的查找表33的数据不再适用，需要重新的调试过程。在载波数相同，而映射阶数发生变化时，信号峰均比特性也会发生变化，在控制器12中加有存储器，将所有调制模式下使用的查找表33的数据全部存储在其中，随着用户通过控制界面更改调制模式，控制器12发送指令给基带数字调制模块2，更改基带数字调制模块2的模式，同时发送指令和查找表33的数据给非线性预校正处理模块3，使其查找表33更新为适应当前调制模式的数据。

控制器12产生控制命令和数据给码流处理模块1、基带数字调制模块2、非线性预校正处理模块3和本振产生器13，发送控制命令和数据传输采用I2C总线方式。用户的操作是通过控制界面11实现的，控制界面11包括液晶显示器和键盘。控制器12具有外部控制接口，可以与计算机连接，直接通过计算机进行控制，并通过此接口将查找表33的数据下载进非线性预校正处理模块3。

图6本为本发明中基带数字调制模块的成形滤波器的结构框图。该成形滤波器24是一个13位输入、14位输出的FIR平方根升余弦滤波器；该成形滤波器24采用512的高阶数与0.05的滚降系数保证了正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)信号的完整性，有利于单多载波信号融合；该滤波器的带宽为7.56MHz，可同时支持单、多载波信号；该滤波器使用过采样实现四相位滤波，节省了资源；该滤波器使用二进制正则有符号数(Canonic Signed Digit，CSD)编码，即二进制数据以CSD编码可利用加法和移位完成乘法运算，用加法器替代了乘法器，节省了资源；该滤波器中使用的加法器为高速树型加法器37，提高了运算速度；该滤波器使用多级流水线结构，提高了运算速度。

如图6中所示：经过上采样后，数据输入成形滤波器的分相模块34，被分为四个部分35，相位依次为0度相位、90度相位、180度相位和270度相位，同时滤波器的512阶系数也相应分入上述四个部分35，各部分均为128阶；利用数据处理时钟的四个相位分别进行系数的CSD乘加计算36。乘加计算36结束后，通过高速树形加法器37进行计算结果的总和运算，该高速树形加法器37使用流水线处理结构以增加运算速度。得到总和结果后，通过结果输出处理模块38恢复数据格式和采样时钟作为成形滤波器的输出。

图7为本发明中码流处理模块中的控制信息检测器的结构框图。如图7所示：控制信息检测器31由控制信息识别和提取模块39、模式控制信息寄存器组40、最大延时控制信息寄存器组51、发射机控制信息寄存器组42和控制信息判决和转换模块43组成；其中，模式控制信息寄存器组40由星座映射模式寄存器44、LDPC编码模式寄存器45、帧头模式寄存器46、交织模式寄存器47、载波模式寄存器48、帧头相位模式寄存器49和导频模式寄存器50组成，发射机控制信息寄存器组42由频率控制信息寄存器52、发射功率控制信息寄存器53和本地延时控制信息寄存器54组成。

控制信息检测器31可检测由输入码流中的兆帧初始包(Megaframe InitializationPacket，简称MIP)承载的三种控制信息：模式控制信息、最大延时控制信息和发射机控制信息。输入码流首先进入控制信息检测器31的控制信息识别和提取模块39，控制信息识别和提取模块39输出的模式控制信息、最大延时控制信息和发射机控制信息分别进入模式控制信息寄存器组40、最大延时控制信息寄存器组51、发射机控制信息寄存器组42，模式控制信息寄存器组40、最大延时控制信息寄存器组51、发射机控制信息寄存器组42的三路输出信号均输入控制信息判决和转换模块43，控制信息判决和转换模块43输出最终的并行码流。

其中，模式控制信息存入3位星座映射模式寄存器44、2位LDPC编码模式寄存器45、2位帧头模式寄存器46、1位交织模式寄存器47、1位载波模式寄存器48、1位帧头相位模式寄存器49、1位导频模式寄存器50；最大延时控制信息存入24位最大延时控制信息寄存器51；发射机控制信息存入24位频率控制信息寄存器52、24位发射功率控制信息寄存器53和24位本地延时控制信息寄存器54。控制信息检测器31将从码流中辨识并截取以上信息，存入相应寄存器进行条件判断，通过逻辑翻译转换成激励器或本地发射机实际工作模式，并对其进行控制。特别地，本发明中的控制信息检测器31加入了1位载波模式寄存器、1位帧头相位模式寄存器、1位导频模式寄存器，以及24位频率控制寄存器、24位发射功率控制寄存器和24位本地延时控制信息寄存器，即增加了存储模式信息的寄存器数量和判决条件，使其完全符合国家单频网适配器标准中的所有模式要求，可识别多载波模式110种和单载波模式220种。本发明中的控制信息检测器3 1具有支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式的单频网组网结构，并且具有远程控制激励器和发射机工作状态的功能。

Claims (14)

1.一种数字多媒体电视广播激励器，该激励器的主体部分由非线性预校正处理模块和调制器组成，其中的调制器包括码流处理模块、基带数字调制模块、数模变换模块、混频器、移相器、合路器、滤波器、控制界面、控制器和本振产生器，其特征在于：

图像码流(M)输入到码流处理模块(1)，码流处理模块(1)输出的多媒体数字码流(M’)输入到基带数字调制模块(2)；

基带数字调制模块(2)输出的两路正交数字基带传输信号(B)输入到非线性预校正处理模块(3)；

非线性预校正处理模块(3)输出的预校正后的两路正交数字基带信号(B’)分别输入到两个数模变换模块(5、4)；

两个数模变换模块(5、4)输出的两路基带模拟信号(A、A’)分别输入给两个混频器(7、6)；

本振产生器(13)输出的一路载波信号(D)输入到基带数字调制模块(2)；

本振产生器(13)输出的另一路载波信号(C)输入到一个混频器(7)和移相器(8)，移相器(8)输出的一路正交载波信号(C’)输入到另一个混频器(6)；

两个混频器(7、6)分别输出两路变频后的正交信号(E、E’)；

两路变频后的正交信号(E、E’)输入到合路器(9)；

合路器(9)输出的一路信号(F)输入到滤波器(10)；

滤波器(10)输出最终的射频信号；

控制界面(11)输出的信号(G)输入到控制器(12)；

外部控制接口连接到控制器(12)；

控制器(12)的第一路输出信号(H)输入到控制界面(11)，第二路输出信号(I)输入到码流处理模块(1)，第三路输出信号(J)输入到基带数字调制模块(2)，第四路输出信号(K)输入到非线性预校正处理模块(3)，第五路输出信号(L)输入到本振产生器(13)；

外部参考频率输入到本振产生器(13)。

2.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器的非线性预校正处理模块(3)由地址-数据选择器(32)和查找表(33)组成，并且通过上述构成，该非线性预校正处理模块(3)可支持单载波调制和多载波调制两种信号处理模式。

3.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的码流处理模块(1)由串行/并行转换器(29)、码流选择器(30)和控制信息检测器(31)组成，并行码流直接输入码流选择器(30)，串行码流输入串行/并行转换器(29)，串行/并行转换器(29)输出的并行码流输入码流选择器(30)，码流选择器(30)的输出信号输入到控制信息检测器(31)，控制信息检测器(31)输出最终的并行码流。

4.根据权利要求1或3所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的码流处理模块(1)内的控制信息检测器(31)由控制信息识别和提取模块(39)、模式控制信息寄存器组(40)、最大延时控制信息寄存器组(51)、发射机控制信息寄存器组(42)和控制信息判决和转换模块(43)组成；

其中，模式控制信息寄存器组(40)由星座映射模式寄存器(44)、LDPC编码模式寄存器(45)、帧头模式寄存器(46)、交织模式寄存器(47)、载波模式寄存器(48)、帧头相位模式寄存器(49)和导频模式寄存器(50)组成，发射机控制信息寄存器组(42)由频率控制信息寄存器(52)、发射功率控制信息寄存器(53)和本地延时控制信息寄存器(54)组成；

控制信息检测器(31)的输入码流首先进入控制信息识别和提取模块(39)，控制信息识别和提取模块(39)的三路输出信号分别进入模式控制信息寄存器组(40)、最大延时控制信息寄存器组(51)、发射机控制信息寄存器组(42)，模式控制信息寄存器组(40)、最大延时控制信息寄存器组(51)、发射机控制信息寄存器组(42)的三路输出信号均输入控制信息判决和转换模块(43)，控制信息判决和转换模块(43)输出最终的并行码流。

5.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)对应于单载波调制和多载波调制两种信号处理模式，其内部具有两种不同的信号通路：

对应于单载波调制信号处理模式，该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的信号通路依次为扰码器(14)、前向纠错编码模块(15)、星座映射模块(16)、交织模块(17)、添加系统信息模块(18)、帧头产生模块(20)、组帧模块(21)、上采样模块(23)和成形滤波器(24)，其中，添加系统信息模块(18)和帧头产生模块(20)的输出信号都输入到组帧模块(21)，组帧模块(21)的输出信号依次输入到上采样模块(23)和成形滤波器(24)中；

对应于多载波调制信号处理模式，该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的信号通路依次为扰码器(14)、前向纠错编码模块(15)、星座映射模块(16)、交织模块(1 7)、添加系统信息模块(18)、傅立叶变换模块(19)、频域交织模块(22)、帧头产生模块(20)、组帧模块(21)、上采样模块(23)和成形滤波器(24)，其中，添加系统信息模块(18)的输出信号依次经过傅立叶变换模块(19)和频域交织模块(22)后输入到组帧模块(21)，帧头产生模块(20)的输出信号也输入到组帧模块(21)，组帧模块(21)的输出信号依次输入到上采样模块(23)和成形滤波器(24)中。

6.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的帧头产生模块(20)可以输出五种不同的帧头信号，分别为：相位变化的PN420、相位不变的PN420、相位不变的PN595、相位变化的PN945、相位不变的PN945。

7.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的成形滤波器(10)是一个13位输入、14位输出的FIR平方根升余弦滤波器。

8.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)输出的基带信号为数字格式基带信号，采用14位比特量化，其采样速率由传输系统符号速率决定。

9.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的成形滤波器(10)采用多级流水线结构。

10.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的成形滤波器(10)使用过采样实现四相位滤波。

11.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的成形滤波器(10)使用CSD编码，即二进制数据以CSD形式编码，利用加法和移位完成乘法运算，用加法器替代了乘法器。

12.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的成形滤波器(10)的带宽为7.56MHz。

13.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的成形滤波器(10)具有512阶、滚降系数为0.05。

14.根据权利要求1所述的激励器，其特征在于：该激励器内部的调制器(N)的基带数字调制模块(2)内部的成形滤波器(10)采用的加法器为高速树型加法器37。

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