CN108476013A - 发射器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及被布置成用于接收一个或多个5源信号的发射器设备，每个源信号都包含一系列源数据码元。发射器设备包括第一预矫正电路和第二预矫正电路。第一预矫正电路包括至少一个校正阶段，其设有用于确定校正项的校正路径。针对每个源信号的校正项是每个源信号10的预定义星座的对应码元和模型的输出的函数。该模型包括仿真调制装置和第二预矫正电路的电路，用于仿真非线性传输链路的电路，通过该非线性传输链路，聚合脉冲整形信号的经预矫正的版本将以传输链路的AM/AM特性的饱和发生之前的幅度水平被发射，并且以超出15AM/AM特性的饱和的幅度水平来仿真该非线性传输链路，以及用于仿真解调装置的电路。第一预矫正电路被布置用于，针对每个源信号，将校正项添加到施加到该第一预矫正电路的数字码元，或由第一预矫正电路的在前校正阶段输出的数字码元。

Description

发射器
发明领域
本发明一般涉及用于在数字通信系统中减少信号失真的技术领域。更具体而言，其涉及用于预矫正已调制信号的技术。
发明背景
本发明涉及在其通过有线或无线信道的传输之前，来自一个或多个源(也分别表示为单载波和多载波传输)的已调制信号的预矫正，其目的在于减少由在信道上传输的信号而引起的失真。此类信道的示例是中继通信信道(诸如卫星通信信道)，由此最优的中继资源使用需要在中继站(例如，卫星放大器)的饱和点或接近其饱和点处使用放大器。在这些情况下，经发射的信号通常会导致失真，从而减少通信可靠性。另一示例是中继或非中继传输(有线或无线)，其中发射器中的高功率放大器(HPA)接近其饱和点使用以节省该功率放大器的成本。
数字通信系统中的发射器输出可被视为基带波形。在一个源的情形下，波形是由一系列复合码元调制的脉冲串。该调制通常通过将码元应用于脉冲整形滤波器(PSF)来执行。在称为映射的操作中，每个码元都选自一组允许的复合值，其由同相和正交分量(分别为I和Q)表示。所选码元取决于与源相对应的比特。这组可能的码元被称为星座(constellation)，进一步称为“系统星座”，因为它是用于在发射器中映射和在接收器中解映射的星座。可设想若干映射策略，包括正交调幅(QAM)、相移键控(PSK)以及幅度和相移键控(APSK)。这些映射策略采用不同类型的系统星座。例如，在APSK映射方案中，星座点位于两个或更多个同心环上。映射方案通常在传输标准中公开，诸如ETSI EN302 307v1.2.1：用于广播、交互式服务、新闻采集和其他宽带卫星应用的第二代成帧结构、信道编码和调制系统或诸如IEEE 802.11(WiFi)。在此文本的其余部分，前面的参考文献被称为DVB-S2标准。系统星座和前向纠错码(FEC)的组合被称为调制和编码或modcod。由于不同的现有技术文档经常使用其他符号来指代相同的物理实体，所以在此文档中明确回忆了该符号。提供给PSF的复合(I，Q)值被称为发射码元。这些码元可能会或可能不会被码元预矫正器预矫正。PSF输出是一个复合信号并可以被应用于或可以不被应用于信号预矫正器。PSF(以及可能的信号预矫正器)的输出被指代为脉冲整形信号。在一个源的情形下，此脉冲整形信号等于发射信号。在多于一个源的情形下，为每个源创建脉冲整形信号。该发射信号然后是全部脉冲整形信号的非线性组合。非线性组合通常被称为混合。非线性组合对应于将每个脉冲整形信号转换为其对应的载波频率，在此之后，全部经转换的信号被相加。
在图1中示出了样本级传输链路的示例，更具体地，示出了卫星通信链路及其主要部件。样本级传输链路包括卫星转发器，但还包括调制器和解调器中的前端(例如，调制器中的数模转换器(DAC)、解调器中的模数转换器(ADC)、I/Q(解)调制和放大)。在图1中，DAC和ADC分别被包括在I/Q调制器和解调器中。发射信号可以由一个或多个源形成。该解说可通过将卫星推广到中继而被推广到任何中继通信系统。图2例示了用于非中继通信系统的样本级传输链路。HPA和低噪声放大器(LNA)之间的连接可包含诸如衰落等信道损伤，但两者之间并没有功率放大器。数字通信系统中的数字发射器输出是发射信号。在图1或图2的示例结构中，发射信号被I/Q调制到载波波形上。在空中传输之前，载波波形由发射器高功率放大器(HPA)(例如，用于卫星通信的地面站HPA)放大。在中继通信系统(例如卫星通信)中，信号由中继器接收。一般而言，该中继滤波并放大其接收到的信号。在卫星通信的情形下，中继被指代为卫星的转发器，其操作被例示在图3的简化示意图中。转发器的输入信号被传送到带通输入多路复用器滤波器(IMUX)，由行波管放大器(TWTA)放大并由带通输出多路复用器滤波器(OMUX)再次滤波。转发器或中继也可包含其他部件，诸如上变频器和下变频器。放大器可能是TWTA以外的另一类型。中继的输出信号行进到多个接收器。一个此类接收器通过低噪声放大器(LNA)放大信号，I/Q解调经放大的信号以产生复合接收信号。为了解码各源中的一个源，接收信号通常被提供给接收滤波器(通常是PSF)，该接收滤波器在抽取之后输出与此源相对应的接收码元。在下文中引用样本级传输链路时，图1和图2中所示的结构被参考。两种结构都具有一个共同的元件，即在传输链路中存在的至少一个高功率放大器(HPA和/或TWTA)，该高功率放大器可以非线性方式使发射信号变形。
在不存在信道失真和噪声的情况下，接收信号等于发射信号。然而，在实际使用的样本级传输链路中，非线性信道在其穿过样本级传输链路时改变发射信号的相位和幅度，并从而产生失真。
样本级传输链路的非线性可以用AM/AM和AM/PM曲线来模拟，其中AM和PM分别指复合信号的幅度和相位。AM/AM曲线反映接收信号的幅度对照发射信号的幅度，而AM/PM曲线返回在样本级传输链路中的放大期间发生的发射信号的相位旋转对照发射信号的幅度。在特定时刻的接收信号的绝对相位因此等于在相应时刻的发射信号的相位加上由信道施加的相位旋转。这些AM/AM和AM/PM曲线通常是归一化的，使得AM/AM曲线的饱和点(即，最大值)是(1，1)。这样的经归一化的曲线的纵坐标和横坐标然后分别是放大器(例如用于卫星通信的板载TWTA或用于非中继通信的发射HPA)的输出回退(OBOlin)和输入回退(IBOlin)的逆。注意到，在多个源的情形下，IBO和OBO分别指的是全局输入回退和全局输出回退。下标lin表示这里这些值以线性比例显示的事实。在图4中给出AM/AM和AM/PM曲线的一个示例。经归一化的输入幅度小于1被称为“饱和前”，而输入幅度大于1被称为超饱和或饱和后。
如将被显示的，AM/AM曲线在达到饱和点(即，(1，1)点)之后的行为在某些预矫正技术的应用中可能是非常重要的。特别是饱和后AM/AM曲线下降(也称为回落)的程度对性能有很大影响。当下降较大时，即当AM输出为了增加AM输入而减少很多时，AM/AM曲线被认为在饱和后具有显著的“回落”。
通过考虑码元级传输链路，最好地例示由信道的非线性部分引起的失真。码元级传输链路包括发射和接收PSF，并且因此是在发射和接收码元之间看到的信道。由码元级传输链路引起的失真通过在没有信道噪声的情况下绘制一个源的接收码元的位置来例示，其被称为接收器侧的散点图(在下文中，简称为“散点图”)。失真主要具有两个后果：
(1)在散点图中，每个星座点都成为一个群集，由归因于信道中的存储器的码元间干扰(ISI)引起(由诸如IMUX、OMUX和PSF之类的滤波器引起)，以及
(2)发生星座变形，这导致群集的质点不再位于原始系统星座网格上。
针对第三个源、针对图4中给出的信道以及针对来自DVB-S2标准的7.5Mbaud，20％滚降(roll-off)和32-APSK速率5/6的四个源的此类散点图，在图5中被例示。
通过操纵发射器中的发射码元或发射信号来减轻由饱和放大器(例如，卫星转发器中的发射器HPA或TWTA)引起的失真效应的技术通常被称为预矫正。注意到，卫星TWTA预矫正与发射器HPA预矫正之间的一个重要区别是，朝向TWTA的无线链路应符合限制经预矫正的信号的占用带宽的频谱掩码。在本文档中几乎全部预矫正技术都适用于发射器HPA和卫星TWTA预矫正。当某种技术仅适用于两者之一时，将在下文被清楚地指出。特别是在广播上下文中，预矫正可产生显著的增益，因为发射器中的一个预矫正器可提高接收来自发射器的信号的数百万终端的性能。关于预矫正的第一批出版物始于1970年代(参见其他文章“Modeling and Performance Evaluation of Nonlinear Satellite Links-A VolterraSeries Approach(非线性卫星链路的建模和性能评估-Volterra系列方法)”，Benedetto等人，IEEE航空航天和电子系统期刊，第AES-15卷，No.4，第494-507页，1979年7月，以及“Adaptive Cancellation of Nonlinear Intersymbol Interference for VoicebandData Transmission(用于话带数据传输的非线性码间干扰的自适应抵消)”，Biglieri等人，IEEE J.Sel.Areas In Comm.，第SAC-2卷，No.5，第765-777页，1984年9月)。早期和最近的出版物特别关注具有存储器的非线性信道的Volterra系列表示。一般而言，现有技术的预矫正技术在发射器中引入了电路，该电路针对由信道所引起的失真生成“抗失真”。理想地，信道失真与发射器处生成的“抗失真”的组合应使接收器处的整体失真最小化。最相关的技术可被分为两类：信号预矫正(也称为分数预矫正或样本级预矫正)和码元预矫正(也称为数据预矫正)。码元预矫正旨在从经发射的码元中减去在接收侧预期的干扰。例如，这可通过(静态地或动态地)计算从中选择经发射的码元的新星座，同时保持原始系统星座以便在接收器处进行解映射来完成。(在静态码元预矫正的情形下)新星座可以是例如原始系统星座的非线性变换。信号预矫正旨在对PSF提供的信号执行样本级传输链路的逆操作。理想地，样本级传输链路的逆操作和样本级传输链路本身被连续应用于发射信号，如图6所例示的。在理想情形下，预矫正单元和样本级传输链路的级联的整体AM/AM和AM/PM曲线是硬限幅信道，如图7所示。
然而，对PSF所提供的信号执行信道的逆操作是非线性操作并导致频谱再生，即，发射信号的占用频率带宽变大。直到最近为止，信号预矫正曾被认为不适用于诸如卫星通信之类的中继通信，因为频谱再生不符合发射信号上的频谱掩码。例如，明确提及的是，在US6963624B1和论文“Constellation Design for Transmission over NonlinearSatellite Channels(用于非线性卫星信道上传输的星座设计)”(Montorsi等人，IEEE全球通信会议(GLOBECOM)，第3401-3406页，2012年12月)和“Joint precoding andpredistortion techniques for satellite telecommunication systems(用于卫星通信系统的联合预编码和预矫正技术)”(M.-Díaz等人，IEEE无线通信系统国际研讨会，2005年九月，第688-692页)。在EP2922217 A1中已经提出了由逆操作引起的频谱再生的解决方案。即，在“样本级传输链路的逆操作”模块之后使用低通滤波器来滤除频谱再生。低通滤波器可以是第二PSF(其实质上是低通滤波器)，但并不限于此。
具有信号预矫正的两个源的系统级框图如图8所示。对于每个源，输入数字数据(称为信息比特序列)用前向纠错码编码器进行编码。此编码器可以是单个编码器，但也可以是若干编码器的级联。编码器输出是经编码的比特流，其被映射到属于诸如PSK、APSK或QAM之类的特定系统星座的码元。此系统星座由发射器和接收器商定。复合发射码元的序列被指代为a。在具有多于一个源的情形下，如图8所示，针对源i的复合码元的序列被指代为ai。系统星座无需对每个源而言(例如，当每个源具有不同的吞吐量要求时)相同。当应用信号预矫正时，发射码元被提供给PSF、脉冲整形信号被组合、然后信号预矫正器产生通过样本级传输链路发送的a(t)。解调器锁定其中一个源。只有一个解调器被显示，但当然，可能在同一位置或在另一位置处存在多个解调器。在对应于特定源的接收器处，接收信号r(t)被提供给产生接收码元序列r的接收滤波器(其通常是PSF)，通常使用相应的系统星座作为参考来解映射接收码元序列r。解映射器输出例如经编码的比特的似然比，其接下来被馈送到解码器。像编码器一样，解码器可由一个或多个级联解码器组成。数字接收器领域的技术人员将容易理解，一个或多个解码器可以以迭代方式处理所接收的信息，并且一个或多个解码器也可以以迭代的方式与解映射器交换信息。
下文将对码元预矫正进行阐述，因为在现有技术中，信号预矫正的性能显著低于最新码元预矫正技术的性能，特别是对于线性化的信道而言，线性化的信道因如今大多数放大器是线性的而变得无所不在。
图9示出了在存在两个源的情况下使用码元预矫正的示例通信系统。当应用码元预矫正时，系统星座码元a被提供给码元预矫正器，产生a’。码元预矫正器的输出处的码元参见码元级传输链路，其包括发射和接收侧处的PSF。
高性能码元预矫正在逻辑和/或存储器方面是复杂的，特别是对于高阶系统星座。在大多数文献中，有争论说大于32-APSK的系统星座不能使用码元预矫正来被预矫正。
出于上文所提及的原因，预矫正没有被太多应用于卫星通信中，尽管它是一个相对较长的研究问题。直到最近，一些现有技术，例如，也公开在EP1129556 B1、EP1371202B1、EP1374517 B1、WO2014/122080 A1、US8355462 B2和US2015/0311927以及论文“Multicarrier Successive Predistortion for Nonlinear Satellite Systems(用于非线性卫星系统的多载波连续预矫正)”(Beidas，IEEE通信期刊，2015年4月，第1373-1382页)显著地改变了码元预矫正的范式，并以存储器高效的方式应用码元预矫正。
现在更详细地讨论码元预矫正的应用。首先阐述针对一个源的码元预矫正。在图10中示出了如在WO2014/122080中公开的现有技术的预矫正解决方案。所提出的技术应用连续干扰消除(SIC)技术，其中多个SIC阶段预测并校正失真。迭代地，失真误差减小到零。该结构包含若干准相同(quasi-identical)阶段，由此每个阶段对经发射的码元应用校正。每个阶段都被称为连续干扰消除(SIC)阶段。每个SIC阶段都包括校正路径，该校正路径包含码元级传输链路的模型，该模型模拟完整码元级传输链路对经发射的数字码元的多个(对于多个源)序列的影响。在SIC阶段中应用的校正项是基于码元级传输链路模型输出处的码元值的一些函数以及预定义星座的相应码元的。作为一示例，预定义的星座可以是系统星座的简单缩放。对于此示例，并在引用预定义星座的“对应”码元时，该对应码元还是来自码元预矫正器输入处的系统星座的码元的简单缩放。有利地，所述函数是传输链路模型输出处的码元值与预定义星座的相应码元之间的差值。图11示出了在此现有技术解决方案中如何计算校正项。码元级传输链路模型在现有技术中也被称为前向模型。
如在US8355462 B2和US2015/311927中提出的那样，码元预矫正器的使用在多源的情形下也是可能的。对于此类多源系统，图10和图11中的框图需要被调适，如图12和图13中所能够见到的。
然而，模拟表明这些技术对放大器的饱和度仍然非常敏感，并且对饱和后AM/AM曲线的回落更加敏感，这仍有改进的空间。
预矫正技术对放大器饱和的敏感度可通过散点图来例示。在EP1129556 B1和EP1371202 B1中，很明显，散点图中的外部点表现出尾部效应。在EP1129556 B1中明确提到：“处于TWT饱和的拐角点表现出拐角尾部效应。这是因为以下事实：在这些点上TWT的增益为零且完美的收敛是不可能的。”在EP1374517 B1中试图解决该尾部效应，但是从该文档的图10可明显地看出，尾部效应仍然被保留。请注到，US8355462 B2提及了一种指代为“每载波硬限幅”的方法，其在发射滤波器之后从波形中移除全部幅度信息。这当然无法用于幅度调制，例如，诸如16-APSK和更高的(例如32-APSK、...、256-APSK)多环星座。
在EP1374517 B1中，前向模型相对于实际码元级传输链路进行了修改，以便改进多个SIC阶段中失真误差趋向零的收敛。更具体而言，模型中所采用的AM/AM曲线不会再回落到超出饱和。相反，它随着平分线增加超出饱和点。图14例示了除一些例外点之外，多个SIC阶段内的失真误差趋向零收敛，针对具有如图3所示的特性的TWTA使用此技术。然而，在实际码元级传输链路上发射经预矫正的码元时，实际失真误差仍很显著(参见图15)，因为经发射的波形仍大大超出实际样本级传输链路的饱和度。
因此，对于饱和后显著回落的信道，具有多个SIC阶段的码元预矫正的性能增益较差。因此，存在通过信道上的多个SIC阶段来扩展码元预矫正并在饱和后回落的需要。
发明内容
本发明的各实施例的目的是提供一种解决方案，其中码元预矫正可被应用于非线性信道。
在第一方面，本发明涉及被设置用于接收包括源比特流的至少一个源信号并且用于生成用于传输的信号的发射器设备。该发射器设备包括：
-用于针对每个源信号将一版本的源比特流映射到从系统星座选择的数字码元的序列的映射装置，
-被布置用于生成每个源信号的数字码元的序列的经预矫正的版本的第一预矫正电路，
-被布置用于接收每个源信号的数字码元的序列的经预矫正的版本并用于输出聚合脉冲整形信号的调制装置，
-用于生成该聚合脉冲整形信号的经预矫正的版本的第二预矫正电路，
其中所述第一预矫正电路包括至少一个校正阶段，该校正阶段设置有用于针对每个源信号确定作为模型的输出的函数的校正项的校正路径，所述模型包括
-用于仿真调制装置和所述第二预矫正电路的电路，
-用于仿真非线性传输链路的电路，通过该非线性传输链路，聚合脉冲整形信号的经预矫正的版本将以传输链路的AM/AM特性的饱和发生之前的幅度水平被发射，并且超出所述AM/AM特性的饱和的幅度水平来仿真非线性传输链路，以及
-用于在接收器侧用于仿真解调装置的电路，
针对每个源信号的所述校正项进一步是每个源信号的预定义星座的对应码元的函数，
所述第一预矫正电路进一步被布置用于，针对每个源信号，将所述校正项添加到应用于所述第一失真电路的所述序列的数字码元或添加到通过所述第一预矫正电路的在前校正阶段输出的数字码元的经预矫正的版本,并用于输出所述添加的结果作为所述数字码元的所述经预矫正的版本的更新。
通过考虑用于确定校正项的模型中的第二预矫正电路，可确实地解决上文所提及的问题。模型中的一个电路能够仿真非线性传输链路，不仅针对AM/AM特性的饱和之前的幅度水平，而且针对超出AM/AM特性的饱和的幅度水平。如本文档中进一步例示的，仿真指示此方法确实产生了重要的收益。
在一个实施例中，第二预矫正电路被布置用于对聚合脉冲整形信号执行剪裁。
在另一实施例中，第二预矫正电路还被布置用于执行低通滤波。这使得发射器设备适用于带有中继链路的场景。
在一个实施例中，调制装置包括脉冲整形滤波器。
在有利的实施例中，预定义星座是系统星座的缩放。
在优选实施例中，用于超出AM/AM特性的饱和的幅度水平仿真非线性传输链路的电路，被布置为对超出饱和的AM/AM特性使用非递减函数。
有利地，非递减函数是平坦曲线。
出于对本发明以及相对现有技术所实现的优势加以总结的目的，上文已描述了本发明的某些目的和优势。当然，应理解，不一定所有此类目的或优势都可根据本发明的任意特定实施例而实现。因此，例如，本领域的技术人员将认识到本发明可按实现或优化本文所教导的一个优势或一组优势的方式来具体化或执行，而不一定要实现本文可能教导或建议的其他目的或优势。
参考本文以下描述的(诸)实施例，本发明的上述和其他方面将是显而易见的和可阐明的。
附图说明
现在将作为示例参考附图进一步描述本发明，附图中相同的附图标记指代各附图中的相同元素。
图1例示了典型的卫星通信链路。
图2例示了用于非中继通信系统的样本级传输链路。
图3例示了卫星转发器的简化解决方案。
图4例示了放大器的AM/AM和AM/PM曲线。
图5例示了包括具有图4所示特性的放大器的码元级传输链路的散点图，其中噪声被丢弃。
图6例示了信号预矫正电路的理想实现。然而，在卫星通信中，由于预矫正电路和转发器之间的链路带宽有限，因此不能使用此类实现。
图7例示了硬限幅器信道的AM/AM和AM/PM特性。AM/PM曲线与x轴重合。
图8例示了具有信号预矫正器的多源通信系统。
图9例示了具有码元预矫正器的多源通信系统。
图10例示了现有技术的码元预矫正解决方案。
图11例示了针对一个源的基于SIC的码元预矫正器中的校正阶段的框图。
图12例示了针对多个源的图10的适配。
图13例示了针对多个源的图11的适配。
图14例示了使用EP1374517B1的码元预矫正器的最后SIC阶段处接收到的星座的散点图。
图15例示了使用EP1374517B1在实际传输中接收器处接收到的星座的散点图。
图16例示了根据本发明的发射器和接收器的系统级概况。
图17例示了在多源场景的情形下本发明的码元级传输链路模型或前向模型。
图18例示了根据本发明的码元预矫正器的最后SIC阶段处接收到的星座的散点图。
图19例示了根据本发明的在实际传输中接收器处接收到的星座的散点图。
具体实施方式
将针对具体实施例且参考特定附图来描述本发明，但是本发明不限于此而仅由权利要求书来限定。
此外，说明书中和权利要求中的术语第一、第二等等用于在类似的元素之间进行区分，并且不一定用于在时间上、空间上、以排名或任何其他方式来描述序列。应该理解，如此使用的这些术语在合适情况下是可互换的，并且本文描述的本发明的实施例能够以除了本文描述或说明的之外的其他顺序来操作。
要注意，权利要求中使用的术语“包括”不应被解释为限定于其后列出的装置/手段；它并不排除其他要素或步骤。因此，该术语被解释为指定所陈述的特征、整数、步骤或部件的存在，但不排除一个或多个其他特征、整数、步骤或部件，或其群组的存在或添加。因此，措辞“一种包括装置A和B的设备”的范围不应当被限定于仅由部件A和B构成的设备。这意味着该设备的唯一与本发明有关的部件是A和B。
贯穿本说明书对“一个实施例”或“实施例”的引用意指结合该实施例描述的特定特征、结构或特性被包括在本发明的至少一个实施例中。由此，短语“在一个实施例中”或“在实施例中”贯穿本说明书在各个地方的出现并不一定全部引用同一实施例，而是可以引用同一实施例。此外，在一个或多个实施例中，如本领域普通技术人员将从本公开中显而易见的，特定特征、结构或特性可以用任何合适的方式进行组合。
类似地，应当领会，在本发明的示例性实施例的描述中，出于精简本公开和辅助对各个发明性方面中的一者或多者的理解的目的，本发明的各个特征有时被一起编组在单个实施例、附图或其描述中。然而，这种公开的方法不应被解释为反映所要求保护的本发明需要比每项权利要求中所明确记载的更多特征的意图。相反，如所附权利要求所反映的，发明性方面存在于比单个在前公开的实施例的全部特征更少的特征。由此，详细描述之后所附的权利要求由此被明确纳入该详细描述中，其中每一项权利要求本身代表本发明的单独实施例。
此外，尽管本文所描述的一些实施例包括其他实施例中所包括的一些特征但没有其他实施例中包括的其他特征，但是不同实施例的特征的组合旨在落在本发明的范围内，并且形成如本领域技术人员所理解的不同实施例。例如，在所附的权利要求书中，所要求保护的实施例中的任何实施例均可以任何组合来使用。
应当注意的是，在描述本发明的某些特征或方面时，特定术语的使用不应当用来暗示该术语在本文中被重新定义以受限于包括与所述术语相关联的本发明的特征或方面的任何特定特性。
在本文所提供的描述中，阐述了众多具体细节。然而应理解，在没有这些具体细节的情况下也可实践本发明的实施例。在其他实例中，公知的方法、结构和技术未被详细示出以免混淆对本描述的理解。
在第一方面，本发明公开了一种发射器设备。图16例示了其中应用发射器的具有两个信号源的解决方案。每个源比特流被编码，并且源比特流的编码版本被映射到如前所述的系统星座的码元。得到的数字码元的序列被应用于码元预矫正器模块。
本发明改进了最知名的码元预矫正器的性能，其被公开在EP1129556 B1、EP1371202 B1、EP1374517 B1、WO2014/122080 A1、US8355462 B2和US2015/0311927以及论文“Multicarrier Successive Predistortion for Nonlinear Satellite Systems(用于非线性卫星系统的多载波连续预矫正)”(Beidas，IEEE通信期刊，2015年4月，第1373-1382页)。在此总结现有技术中提出的技术，因为它们形成阐明本发明的起点。现有技术的预矫正解决方案如图10所示。结构包含若干SIC阶段，其中每个阶段基于来自星座的码元与码元级传输链路模型的输出之间的差异对其输入码元施加校正。即，在每个SIC阶段n中，输入码元如下更新：
SIC阶段n的校正项可写为：
其中fA n是依赖于迭代次数n的函数。回想到，码元级传输链路模型在现有技术中也被称为前向模型。在上面的等式中，它被称为“模型”。在此函数的低复杂度实现中，校正项可写为：
symbol correctionn
＝((predefined constellation symbol)-(model outputn))*An
注意到，SIC阶段用n进行索引。变量An是可被调谐以优化收敛速度的缩放因子。在进一步的简化形式中，所有阶段的An都是恒定的并等于A。这在图11中被例示出。预定义星座码元被选自与发射码元相对应的预定义星座。预定义的星座考虑了码元级传输链路模型的已调制输出回退。在现有技术中，确定此类预定义星座的方法被公开，例如参见WO2014/122080 A1。例如，可使用SIC阶段来把特定的已调制输出回退作为目标，即，把接收到的码元的平方的特定平均值作为目标。这可通过将预定义的星座定义为系统星座的缩放(例如，根据DVB-S2标准的32APSK星座)来完成。替换地，预定义的星座网格可被确定为在接收器侧的散点图中每个群集的均值的集合。WO2014/122080 A1提供了更详细的解释。如上文所提及的，在US8355462 B2和US2015/311927中对多个源进行了扩展，并在图12和图13中进行了例示。
在EP1129556 B1和EP1371202 B1中提及的初始近似可在多个SIC阶段之前在发射码元上进行，以加速失真误差趋向零收敛。在EP1129556 B1和EP1371202 B1，提及了得益于初始近似，完成三次SIC迭代而不是六次SIC迭代就足够了。因此，对于相同的性能，它会产生复杂度降低(更少的迭代)。该初始近似可有利地被用于本发明中提出的技术以产生相同的复杂度降低。
图17示出了根据本发明的在多源情形下如何计算码元级传输链路模型输出。在一个源的情形下，此码元级传输链路模型输出在上文被称为model outputn(模型输出n)。首先，通过PSF将码元映射到波形上并进行混合。现在进入了“样本级域”。
根据本发明，信号预矫正器被应用在由码元预矫正器使用的码元级传输链路模型中以及在码元预矫正器之后应用的PSF之后。信号预矫正器的主要效果是峰均功率比(PAPR)显著降低。图17a和图17b例示了在传输链路模型中对信号失真器的添加。例如，波形在信号预矫正器中被剪裁。针对中继通信，经剪裁的波形及其频谱再生不能在空中发射，因此低通滤波器被包括。一般而言，波形的剪裁(图17a)只是一个示例。在信号预矫正器中对信号进行任何样本级的操作都是可能的。例如，应用样本级传输链路的逆的非线性变换可被应用(图17b)。剪裁波形只是这些可能的操作中的一者。在信号预矫正器之后，样本级传输链路模型被应用，然后在接收器处进行分离、PSF和抽取。通过应用后者(即，PSF和抽取)，样本域再次被留在码元域中。注意到，在现有技术中，信号预矫正器不存在。结果，PAPR要高得多。
样本级传输链路模型可以像应用板载TWTA的AM/AM和AM/PM特性的模块一样简单。如现有技术所提及的，它也可包含转发器的其他元件，诸如IMUX和OMUX滤波器。显然，通过查看码元校正公式，模型的幅度(例如，由于超出AM/AM曲线的饱和水平的操作)将随着发射码元的幅度的增加而减小。这通常会导致在仿真AM/AM特性的模块的输入处产生更高的幅度，这导致样本级和码元级传输链路模型的输出处的幅度进一步减小。如在上文的介绍中所解释的，之前已经观察到(例如，在EP1129556B1和EP1371202B1中)预矫正技术对放大器饱和和回退的敏感度。该敏感度也被称为尾部效应，如在散点图中，在具有最高幅度的码元周围可见“类似尾部的形状”。在EP1374517B1中，通过修改样本级传输链路模型来解决用于此“尾部效应”的解决方案。更具体而言，AM/AM曲线被改变，使得它随着平分线超出饱和点而增加。应用此技术的结果如图14所示。
作为例示本发明的需求的示例，已经进行了性能评估。使用DVB-S2标准的星座和低密度奇偶校验(LDPC)码被用于对数据比特进行编码，然后进行码元映射和调制。包括解映射器和解码器的最先进的接收器被用于评估经预矫正的系统的误帧率(FER)性能。
现有技术与本发明之间的比较是针对具有DVB-S2标准中定义的FEC速率的5/6的32APSK星座进行的。在图3中显示的非线性信道上对性能进行评估。假设为中继通信，即由图4表征的功率放大器存在于卫星转发器中。在具有多个源(多载波)的场景中执行模拟，更具体而言，针对四个源或7.5MBaud的载波和20％的滚降。载波间隔是(7.5*1.2)MHz。示出了从最低频率载波开始的第三载波的性能。
针对此特定传输情形，EP1374517B1中公开的已提及的技术针对4.5dB的最佳全局输入回退(IBO)实现仅为14.5dB的发射信号的峰均功率比(PAPR)。这例示了前向模型的修改仍不能防止波形显著超出饱和度(更具体而言，超出饱和度10dB)。这会对性能产生不利影响，因为实际放大器的AM/AM响应回落超出饱和度，与使用经改进的前向模型(在平分线饱和后增加)的SIC阶段相反。这解释了图14和图15所示的两个散点图之间的显著差异。
被用于确定校正项的模型除了仿真调制器和信号预矫正器的电路以及仿真非线性发射器链路的电路之外，还包括模拟接收器设备中解调器的电路。应指出，任何接收器都包括解调器。
除了增加信号预矫正电路之外，修改前向模型是有益的。就像在EP1374517B1中一样，样本级传输链路模型的AM/AM曲线在饱和之后不减小。然而，我们发现，在饱和后保持AM/AM曲线平坦可获得最佳结果。超出饱和水平的任何非递减函数都适用于前向模型。图16提供了示出信号预矫正除了被用于SIC阶段之外，也被用于码元预矫正器外部的概述图。
根据本发明模拟预矫正技术，计算出发射信号的PAPR等于8.33dB。因此，根据本发明的预矫正技术相对于现有技术而言显著地降低了PAPR。此外，模拟结果表明，由剪裁和过滤波形引起的附加失真可通过在SIC阶段进行的修正来补偿。通过确保样本级传输链路模型的AM/AM曲线在饱和之后不降低，迭代过程中接收到的码元的误差就不会增加。
图18和图19例示了根据本发明的预矫正技术不仅减少了多个SIC阶段内的失真(图18)，而且减少了在通过信道发射时的实际失真误差(图19)。
比较的主题是具有修改前向模型的码元预矫正器(EP1374517B1)和没有修改前向模型的码元预矫正器(US7123663)，以及根据本发明的预矫正技术。
用于比较结果的度量是所需的饱和转发器功率密度与接收器噪声密度之比，指代为CsatN0，帧误差率(FER)等于0.1。作为参考，还提供了调制误差率(MER)。
在没有预矫正且最佳IBO＝4.5dB的情况下，仿真结果表明，在FER＝0.1时，阈值为CsatN0＝19.47dB(在源3/4时MER分别为18.82/19.97dB)。由于TWTA的AM/AM特性的回落，不管SIC阶段的数量如何，没有修改前向模型的码元预矫正器都不会收敛(即，其性能比没有预矫正的更差，因为为了避免在波形超出饱和时会发生的接收码元上的误差发散，必须给出太多回落)。在EP1374517B1中描述的具有带有前向模型修改的码元预矫正器的模拟以其最佳IBO＝4.59dB执行并具有经优化的预定义星座(系统星座的缩放比例针对源1和2为-3.4dB，针对源0和3为-3.6dB)和为0.5的最佳校正缩放A，并且针对六阶段在FER＝0.1处具有CsatN0＝18.94dB(在源3/4时MER分别为18.82/19.97dB)，因此增益为0.53dB。具有根据本发明的码元预矫正器的模拟也具有六SIC阶段，与上述相同的预定义星座(以-3.4dB和-3.6dB进行缩放)和为0.6的最佳校正缩放A以其最佳IBO＝4.5dB执行，并且在FER＝0.1处具有CsatN0＝18.04dB(在源3/4时MER分别为25.02/26.94dB)，因此相对于现有技术而言的附加增益为0.9dB，这是显著的。在三SIC阶段的情况下也观察到类似的增益。经改进的MER在散点图上也清晰可见。注意到，由于系统中的对称性给予信号源1和2类似的结果，因此只讨论了信号源3和4。
尽管已经在附图和前面的描述中具体地解说和描述了本发明，但是此类解说和描述被认为是解说性的或者示例性的而非限制性的。前面的描述具体说明了本发明的某些实施例。然而，应当理解，不管以上在文本中显得如何详细，本发明可以其他方式实现。本发明不限于所公开的实施例。
通过研究附图、公开和所附权利要求，本领域技术人员可在实践要求保护的发明时理解和实施所公开实施例的其他变体。在权利要求中，单词“包括”不排除其他元素或步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除复数。单个处理器或其他单元可履行权利要求书中所述的若干项的功能。在相互不同的从属权利要求中陈述某些措施的纯粹事实并不表示不能有利地使用这些措施的组合。计算机程序可被存储/分布在合适的介质(诸如与其他硬件一起或作为其他硬件的一部分提供的光学存储介质或固态介质)上，但也可以其他形式(诸如经由因特网或者其他有线或无线电信系统)来分布。权利要求中的任何引用符号不应被解释为限制范围。

Claims (7)

1.一种发射器设备，所述发射器设备被设置用于接收包括源比特流的至少一个源信号并且用于生成用于传输的信号，所述发射器设备包括：
-用于针对每个源信号将一版本的所述源比特流映射到从系统星座选择的数字码元的序列的映射装置，
-被布置用于生成每个源信号的数字码元的所述序列的经预矫正的版本的第一预矫正电路，
-被布置用于接收每个源信号的数字码元的所述序列的经预矫正的版本并用于输出聚合脉冲整形信号的调制装置，
-用于生成所述聚合脉冲整形信号的经预矫正的版本的第二预矫正电路，
其中所述第一预矫正电路包括至少一个校正阶段，所述校正阶段设置有用于针对每个源信号确定作为模型的所述输出的函数的校正项的校正路径，所述模型包括
-用于仿真所述调制装置和所述第二预矫正电路的电路，
-用于仿真非线性传输链路的电路，通过所述非线性传输链路，所述聚合脉冲整形信号的经预矫正的版本将以所述传输链路的AM/AM特性的饱和发生之前的幅度水平被发射，并且以超出所述AM/AM特性的饱和的幅度水平来仿真所述非线性传输链路，以及
-用于在接收器侧仿真解调装置的电路，
针对每个源信号的所述校正项进一步是每个源信号的预定义星座的对应码元的函数，
所述第一预矫正电路进一步被布置用于，针对每个源信号，将所述校正项添加到应用于所述第一失真电路的所述序列的数字码元或添加到通过所述第一预矫正电路的在前校正阶段输出的所述数字码元的经预矫正的版本，并用于输出所述添加的结果作为所述数字码元的所述经预矫正的版本的更新。
2.如权利要求1所述的发射器设备，其特征在于，所述第二预矫正电路被布置用于对所述聚合脉冲整形信号执行剪裁。
3.如权利要求1或2所述的发射器设备，其特征在于，所述第二预矫正电路被布置用于执行低通滤波。
4.如先前权利要求中的任一项所述的发射器设备，其特征在于，所述调制装置包括脉冲整形滤波器。
5.如先前权利要求中的任一项所述的发射器设备，其特征在于，所述预定义星座是所述系统星座的缩放。
6.如先前权利要求中的任一项所述的发射器设备，其特征在于，用于以超出所述AM/AM特性的饱和的幅度水平仿真所述非线性传输链路的所述电路，被布置为对超出饱和的所述AM/AM特性使用非递减函数。
7.如权利要求6所述的发射器设备，其特征在于，所述非减函数是平坦曲线。
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