CN101983474A - Dc-dc变流电路 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及DC-DC变流电路。逆变电路具备：2个开关元件，被交替地导通截止；第1一次绕组P1，在这些开关元件之间串联连接，还具备：输出变压器，其具备用于获得输出电压的二次绕组。逆变电路还具备：第1电压源和第2电压源。第1电压源连接在第1一次绕组连接于所述第2开关元件的第1连接点、和第1开关元件之间，经由第1一次绕组对所述第1开关元件施加电压。第2电压源连接在第1一次绕组连接于第1开关元件的第2连接点、和第2开关元件之间，经由第1一次绕组对所述第2开关元件施加电压。逆变电路还具备：再生缓冲电路，用于再生缓冲电容器的充电电荷。再生缓冲电路具备：再生电路，其包含将输出变压器的一次侧电压变压到规定电压并输出的电压提升部。

Description

DC-DC变流电路
技术领域
本发明涉及在变压器的一次侧设置了与全桥型、半桥型等的逆变电路(inverter circuit)不同的崭新结构的逆变电路的DC-DC变流电路(converter circuit)。
背景技术
历来为人所熟知的逆变电路，是全桥型逆变电路、半桥型逆变电路、中心抽头推挽型逆变电路。在图5中表示这些逆变电路的概念图。
全桥型桥接开关元件S1～S4而构成，将电源V连接在桥间。使开关元件S1、S4和开关元件S2、S3交替地导通截止，使交流电流流过输出变压器的一次绕组P(参照专利文献1)。
半桥型是分别将电压源C1、C2并联连接于开关元件S1、S2，在电压源C1、C2间连接电源V。使开关元件S1、S2交替地导通截止，使交流电流流过一次绕组P(参照专利文献2)。
中心抽头推挽型在连接于开关S1、S2之间的一次绕组P的中心抽头连接电源V。使开关元件S1、S2交替地导通截止，使交流电流流过一次绕组P(参照专利文献3)。
此外，在这些逆变电路中，为了不对开关元件施加浪涌电压，通常设置有包含缓冲(snubber)电容器和缓冲电阻的缓冲电路。
专利文献1：日本特开2007-151225号公报
专利文献2：日本特开2005-279774号公报
专利文献3：日本特开2001-112253号公报
发明内容
发明要解决的问题
可是，上述各种逆变电路在以下方面存在问题。
(1)全桥型
由于使用4个开关元件，所以成本变高。
(2)半桥型
虽然开关元件是2个即可，但流过各开关元件S1、S2和一次绕组P的电流与全桥型、中心抽头推挽型相比变为2倍。因此，难以避免开关元件、变压器的大型化和高价格。
(3)中心抽头推挽型
开关元件是2个即可，流过各开关元件S1、S2和一次绕组P的电流与全桥型相同而不会变大。可是，为了将电源V连接到一次绕组P的中心抽头，在绕组P的左右的耦合中存在漏电感。因此，在切断第1开关元件时产生的浪涌电压(surge voltage)经由上述漏电感，在连接于第2开关元件的续流二极管而被箝位。由于上述漏电感的存在，所以不能完全箝位，有对第1开关元件施加过大的浪涌电压的问题。
此外，在CR缓冲电路中，由于缓冲电容器的充电电荷在缓冲电阻而被热消耗，所以存在电路的效率差的问题。
本发明的目的在于提供一种DC-DC变流电路，其在变压器的一次侧设置有逆变电路，在该逆变电路中，开关元件是2个即可，流过开关元件的电流值也小，不对开关元件施加过大的浪涌电压且为高效率。
用于解决问题的方案
本发明的DC-DC变流电路中使用的逆变电路具备图1所示的基本结构。在逆变电路中，作为开关元件具备第1开关元件S1和第2开关元件S2。这些开关元件S1、S2以半导体开关元件构成，例如，以IGBT(绝缘栅型双极晶体管)、MOS-FET构成。此外，这些逆变电路具备：第1一次绕组P1，在所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2之间串联连接，还具备：输出变压器，其具备用于获得输出电压的二次绕组。
作为连接例，第1一次绕组P1连接于第1开关元件S1、和第2开关元件S2各自的正极侧。此外，该逆变电路具备2个电压源(在图1中将电压源作为电源来表示)。作为第1电压源的第1电源V1，连接在所述第1一次绕组P1连接于所述第2开关元件S2的第1连接点A1和所述第1开关元件S1之间。由此，第1电源V1经由所述第1一次绕组P1对所述第1开关元件S1施加电压。第2电源V2，连接在所述第1一次绕组P1连接于所述第1开关元件S1的第2连接点A2和所述第2开关元件S2之间。由此，第2电源V2经由所述第1一次绕组P1对所述第2开关元件S2施加电压。
再有，也能够将第1一次绕组P1连接于第1开关元件S1、和第2开关元件S2各自的负极侧。
控制部进行使所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2交替地导通截止的控制。
在本说明书中，将以上结构构成的逆变电路称为电流平衡推挽型(Current Balanced P.P)逆变电路。
上述逆变电路的变形例如图2所示，能够以如下方式构成。
即，第1电压源(在图2中是电容器C1)的正极侧连接于所述第1连接点A1，所述第2电压源(在图2中是电容器C2)的正极侧连接于所述第2连接点A2，进而，具备在所述第1电压源的负极侧和所述第2电压源的负极侧之间连接的第2一次绕组P2。此外，具备：电源V，其在所述第1一次绕组P1的中心抽头、和所述第2一次绕组P2的中心抽头之间连接，对所述第1、第2电压源经由所述第1一次绕组P1和所述第2一次绕组P2供给能量。
在上述结构中，从电源V对第1电压源和第2电压源总是流过充电电流(供给能量)。当第1开关元件S1导通时，从第1电压源经由第1一次绕组P1流过第1开关元件S1的电流成分、和从第2电压源经由第2一次绕组P2流过第1开关元件S1的电流成分被合成，该合成的电流流过第1开关元件S1。换句话说，流过第1开关元件S1的电流，分流(shunt)到第1一次绕组P1和第2一次绕组P2。
本发明的DC-DC变流电路通过具备缓冲电路，从而能够实现ZVS(Zero Voltage Switching，零电压切换)工作，此外，通过具备再生电路，能够降低损失。
上述再生电路具备：在再生时与缓冲电容器谐振的谐振部、和电压提升(boost)部。谐振部以谐振电抗器构成。电压提升部以二次绕组(电压提升绕组)构成，该二次绕组将输出变压器的输入电压(一次侧电压)变压到规定电压并输出。通过使规定电压为(1/2)E(其中，将电压源的电压作为E)以上，从而能够使缓冲电容器的充电电荷全部再生。
发明的效果
根据本发明，开关元件是2个即可，流过开关元件的电流值也小，此外，不对开关元件施加过大的浪涌电压。此外，通过连接缓冲电路和再生电路，从而能够实现开关元件的ZVS工作，并且能够减少损失。
附图说明
图1是本发明的DC-DC变流电路中使用的电流平衡推挽型(Current Balanced P.P型)逆变电路的基本概念图。
图2表示电流平衡推挽型逆变电路的其它例子。
图2是用于说明逆变电路的工作的图。
图4是逆变电路的时间图。
图5表示全桥型、半桥型、中心抽头推挽型、电流平衡推挽型的各逆变电路的概念图。
图6是本发明的第1实施方式的DC-DC变流电路的电路图。
图7是DC-DC变流电路的时间图。
图8是在再生时的第1再生部的等价电路。
图9是再生时的时间图。
图10是本发明的第2实施方式的DC-DC变流电路的电路图。
图11是本发明的第3实施方式的DC-DC变流电路的电路图。
图12是变压器的结构图。
附图标记说明
C1作为第1电压源的电容器
C2作为第2电压源的电容器
V电源
S1第1开关元件
S2第2开关元件
P1第1一次绕组
P2第2一次绕组
INV逆变电路
SN1第1再生缓冲电路
SN2第2再生缓冲电路
C3、C5、C4、C6缓冲电容器
L1、L2、L3、L4谐振电抗器
S3、S4、S5、S6电压提升绕组
OUT输出电路
具体实施方式
图1是本发明的DC-DC变流电路中使用的电流平衡推挽型(Current Balanced P.P型)逆变电路的概念图。
该逆变电路具备：第1开关元件S1；第2开关元件S2；以及输出变压器(未图示)，其具备在第1开关元件S1和第2开关元件S2之间串联连接的第1一次绕组P1，还具备用于获得输出电压的二次绕组。
此外，该逆变电路具备：
第1电源V1，在第1一次绕组P1连接于第2开关元件S2的第1连接点A1、和第1开关元件S1之间连接，经由第1一次绕组P1对第1开关元件S1施加电压；以及
第2电源V2，在第1一次绕组P1连接于第1开关元件S1的第2连接点A2、和第2开关元件S2之间连接，经由第1一次绕组P1对第2开关元件S2施加电压。
第1开关元件S1和第2开关元件S2通过控制部(未图示)而被交替地导通截止。
在上述逆变电路中，当第1开关元件S1导通时，电流ID1从第1电源V1向左方向流过第1一次绕组P1，当第2开关元件S2导通时，电流ID2从第2电源V2向右方向流过第1一次绕组P1。通过使第1开关元件S1和第2开关元件S2交替地导通截止，从而电流ID1和电流ID2交替地流过第1一次绕组P1，由此在变压器的二次绕组中产生交流输出电压。
图2表示逆变电路的另一个例子。该逆变电路使用2个一次绕组。
在该逆变电路中，图1的第1电源V1被置换为作为第1电压源的电容器C1，图1的第2电源V2被置换为作为第2电压源的电容器C2。
此外，在第1电压源C1的负极侧与第2电压源C2的负极侧之间连接有第2一次绕组P2。
此外，在第1一次绕组P1的中心抽头、和第2一次绕组P2的中心抽头之间具备电源V，该电源V对第1电压源C1和第2电压源C2经由第1一次绕组P1和第2一次绕组P2供给能量。
图3是用于说明上述逆变电路的工作的图，图4是时间图。在图4中，期间D是第1开关元件S1或第2开关元件S2导通的期间。该期间D的最大值在这里是0.5。期间(0.5-D)是开关元件S1、S2一起截止的休止期间。
在图3中，第1一次绕组P1将中心抽头作为中心以绕组P1a和P1b构成，第2一次绕组P2将中心抽头作为中心以绕组P2a和P2b构成。再有，在变压器T的二次绕组S连接有二极管桥整流电路，作为整体构成DC-DC变流电路，进而，连接有对整流输出进行平滑的电抗L0和负载R0。其它结构与图2相同。
第1开关元件S1导通，通过作为第1电压源的电容器C1和作为第2电压源的电容器C2，电压V分别施加到第1一次绕组P1、第2一次绕组P2，当在二次绕组S中产生输出电压Vs时，输出电流I0流过负载R0。由此，在一次绕组P1、P2中分别流过0.5I0·a，(变压器的绕组比＝1∶a)。这时，将从电容器C1流过开关元件S1的电流、和从电容器C2流过开关元件S1的电流合成后的元件电流ID1是
ID1＝I0·a。
电容器C1、电容器C2的充电电流(直流)Ic1′、Ic2′分别是将输出功率除以电源电压后的Ii的一半(0.5Ii)。因此，流过电容器C1、电容器C2合成电流Ic1、Ic2分别成为放电电流-充电电流＝0.5(ID1-Ii)。
另一方面，流过一次绕组P1a、P2b的电流是减去充电电流后的电流，流过一次绕组P1b、P2a的电流是加上了充电电流后的电流。即、
IP1a，Ip2b＝0.5(ID1-Ii)
IP1b，Ip2a＝0.5(ID1+Ii)
。该电流不平衡没有问题。其原因是通过开关元件S1、S2交替地导通截止(通过换相(communicating))而保持了平均绕组电流的平衡。因此，特别是不会产生变压器的铁芯偏磁的问题。
此外，从电源V来看，P1a、P1b、P2a、P2b的各绕组的极性分别是反极性。因此，不会以电源电压对变压器T直接进行励磁。此外，由于分别流过一次绕组P1和P2的充电电流Ic1′和Ic2′是反方向，所以没有铁芯直流磁化的问题。
以上述的结构，分别施加到第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的交流电压成为电源电压V，与全桥型相同。此外，设置在第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的中心抽头用于来自电源V的能量供给，对于输出功率供给，通过以图3的粗线表示的电流流过，从而利用第1一次绕组P1和第2一次绕组P2的全部绕组。因此，不会像中心抽头推挽型那样，每半循环产生空闲(free)绕组。也就是说，不需要考虑P1a、P1b间的漏电感、以及P2a和P2b间的漏电感，因此，不会在换相时发生浪涌电压。因此，不需要以防止浪涌电压为目的，使P1a和P1b之间、P2a和P2b之间、P1和P2之间紧密耦合。此外，从电源V对电容器C1、C2，总是经由第1一次绕组P1和第2一次绕组P2流过充电电流0.5Ii。在该充电时，由于这些绕组P1、P2间的漏电感作为除去波动成分的滤波器而发挥作用，所以从电源V供给的电流Ii是连续的直流。因此，作为电源V，能够使用不耐波动成分(波动导致寿命特性变差)的电池、例如燃料电池。再有，第1一次绕组P1和二次绕组S的耦合、以及第2一次绕组P2和二次绕组S的耦合由于需要使分流平衡，所以必须是对称的。
图5是为了参考，表示全桥型、半桥型、中心抽头推挽型、电流平衡推挽型的各逆变电路的概念图。
如上述说明的那样，在电流平衡推挽型逆变电路中，开关元件是2个即可，流入各开关元件的电流与半桥型相比是二分之一即可，此外，还有不对开关元件施加过大的浪涌电压的优点。因此，作为电源V，能够使用不耐波动成分(波动导致寿命特性变差)的电池、例如燃料电池。
接着，表示本发明的第1实施方式的DC-DC变流电路。
图6是同DC-DC变流电路的电路图。图7是时间图。
该变流电路具备：电流平衡推挽型逆变电路INV；对该逆变电路INV的交流输出进行整流并输入到负载的输出电路OUT；第1再生缓冲电路SN1；以及第2再生缓冲电路SN2。
逆变电路INV与图2或图3所示的电路相同(在图6和图3中，电容器C1和C2的表示位置彼此相反)。在逆变电路INV的第1开关元件S1连接有第1再生缓冲电路SN1，在第2开关元件S2连接有第2再生缓冲电路SN2。再有，在第1开关元件S1、第2开关元件S2中，使用半导体开关元件，例如IGBT、MOS-FET等。
输出电路OUT以在变压器T的二次绕组S连接的整流用二极管D13～D16、和平滑用的电抗器L5及电容器C7构成，在输出电路OUT连接有负载R0。
第1再生缓冲电路SN1具备：与开关元件S1反并联连接的第1续流二极管D1、和与开关元件S1并联连接的第1缓冲电路。第1缓冲电路包含：第1缓冲二极管D3、第1缓冲电容器C3、和第2缓冲电容器C5的串联电路。此外，第1再生缓冲电路SN1具备：第1再生电路，其连接于上述第1缓冲电路，由第1再生部和第2再生部构成。
第1再生电路中包含的第1再生部，连接在作为第1电压源的电容器C1的正极侧和缓冲电容器C3之间。即，第1再生部具备：充电阻止用的再生二极管D5、谐振电抗器L1、和电压提升绕组S3的串联电路。谐振电抗器L1在再生时与电容器C3谐振，电压提升绕组S3对输出变压器S的一次侧电压进行变压并输出规定电压。电压提升绕组S3的绕组数，如后述那样，以在将作为第1电压源的电容器C1的电位作为E时上述规定电压成为0.5E的方式设定。
第2再生部具备：充电阻止用的再生二管D7、谐振电抗器L2、和电压提升绕组S4的串联电路。谐振电抗器L2在再生时与电容器C5谐振，电压提升绕组S4对输出变压器S的一次侧电压进行变压并输出规定电压。
第2再生缓冲电路SN2具备与第1再生缓冲电路SN1对称的电路结构。
即，第2再生缓冲电路SN2具备：与开关元件S2反并联连接的第2续流二极管D2、和与开关元件S2并联连接的第2缓冲电路。第2缓冲电路包含：第2缓冲二极管D4、第3缓冲电容器C4、和第4缓冲电容器C6的串联电路。此外，第2再生缓冲电路SN2具备：第2再生电路，其连接于上述第2缓冲电路，由第3再生部和第4再生部构成。
在第2再生电路中包含的第3再生部，连接在作为第2电压源的电容器C2的正极侧和缓冲电容器C4之间。即，第3再生部具备：充电阻止用的再生二极管D6、谐振电抗器L3、和电压提升绕组S5的串联电路。谐振电抗器L3在再生时与电容器C4谐振，电压提升绕组S5对输出变压器S的一次侧电压进行变压并输出规定电压。电压提升绕组S5的绕组数与电压提升绕组S3、S4同样地，以所述规定电压成为0.5E的方式设定。
第4再生部具备：充电阻止用的再生二管D8、谐振电抗器L4、和电压提升绕组S6的串联电路。谐振电抗器L4在再生时与电容器C6谐振，电压提升绕组S6对输出变压器S的一次侧电压进行变压并输出规定电压。
在以上的第1再生缓冲电路SN1中，谐振电抗器L1和谐振电抗器L2构成本发明的第1谐振部。此外，以电压提升绕组S3和电压提升绕组S4构成本发明的第1电压提升部。
此外，在第2再生缓冲电路SN2中，谐振电抗器L3和谐振电抗器L4构成本发明的第2谐振部。此外，以电压提升绕组S5和电压提升绕组S6构成本发明的第2电压提升部。
变流电路还具备控制部CT，该控制部CT生成用于对开关元件S1、S2进行导通截止控制的栅极信号G1、G2。栅极信号G1、G2分别被供给到开关元件S1、S2的栅极端子。
接着，参照图7说明工作。
说明在第1再生缓冲电路SN1中包含的第1缓冲电路和第1再生部的工作。
在t0的稍前，通过作为电流源的电抗器L5(连接于变压器T的二次侧)的作用，整流用二极管D13～D16变为续流状态。在t0控制信号G1导通而开关元件S1导通时，通过一次绕组P1(P1a，P1b)、P2(P2a，Pb)的漏电感的减流作用，流过开关元件S1的电流ICE以一定的倾斜直线地增加。因此，切换工作成为ZCS(Zero Current Switching，零电流切换)工作。
此外，在开关元件S1在t3截止时，缓冲电容器C3以上述漏电感的蓄积能量而被渐渐地充电。缓冲电容器C3的充电电位VC3的变化，是在充电期间的后半部分中由于上述漏电感和缓冲电容器C3的谐振系统而导致的，最终被箝位到E(将电容器C1的电位作为E)。再有，通过对该缓冲电容器C3和第2再生部的缓冲电容器C5的串联电路施加2E，结果电容器C3的充电电位被箝位到E。因此，防止浪涌电压施加到开关元件S1，开关元件S1的两端电压VCE如图7(C)那样，从t3起渐渐地上升。因此，切换工作成为ZVS(Zero Voltage Switching)工作。
开关元件S1截止时，充电到缓冲电容器C3的电荷不会如现有的电路那样在缓冲电阻而被消耗，接着在开关元件S1导通时的t1-t2再生到作为第1电压源的电容器C1。即，缓冲电容器C3的充电电荷通过由充电阻止用的再生二极管D5、谐振电抗器L1、电压提升绕组S3的串联电路构成的第1再生部，再生到电容器C1。
详细如下所述。
当开关元件S1导通时，电压提升绕组S3的电位0.5E提升到缓冲电容器C3的充电电位E。由此，充电到E的缓冲电容器C3的充电电荷通过缓冲电容器C3和谐振电抗部L1的谐振电路再生到电容器C1。
图8是缓冲电容器C3的充电电荷通过第1再生部而被再生时的等价电路。
上述等价电路的电压方程式如式1所示。
L1(dif/dt)+(1/C3)∫if·dt＝L1(d2q/dt2)+(1/C3)q＝0.5E····(式1)
式(1)是二阶线性常微分方程式，其解如下所示。
if(t2-t1)＝(0.5E/Zf)Sinωft·····(式2)
VC3(t2-t1)＝0.5E(1+Cosωft)·····(式3)
VL1(t2-t1)＝0.5E·Cosωft······(式4)
其中，
Zf = ( L 1 / C 3 ) (特性阻抗)
ωf = 1 / ( L 1 / C 3 ) (角频率)
再有，通过充电阻止用的再生二极管D5，仅在t1-t2的期间流过再生电流if。当图示式(2)～式(4)时，成为图9那样。
这样，通过电压提升绕组S3，将缓冲电容器C3的充电电位E提升到E+0.5E，从而在t2中电位VC3变为零，由此在t1-t2中，能够将缓冲电容器C3的充电电荷全部再生到电容器C1。
关于第2再生部，也与上述第1再生部进行同样的工作，缓冲电容器C5的充电电荷在t2全部被再生到电容器C2。
此外，在第2再生缓冲电路SN2中，也与上述第1再生缓冲电路SN1进行同样的工作。
像这样，缓冲电容器C3、C5、C4、C6的充电电荷不像现有的缓冲电路那样在缓冲电阻被消耗，而再生到电容器C1、C2，因此能够提高逆变电路的效率。再有，谐振电抗器L1～L4能够被一次绕组P1(P1a，P1b)、P2(P2a，P2b)和电压提升绕组S3～S6间的漏电感代替使用。
接着，表示本发明的第2实施方式。
图10是表示使用变形了的电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC变流电路的电路图。
图10的电路与图6的电路的不同之处如下所述。
(A1)使用了图1所示的结构的电流平衡推挽型逆变电路。即，代替成为电压源的电容器C1、C2，使用了第1电压V1和第2电源V2。此外，在一次绕组仅设置有第1的一次绕组P。再有，在该例子中，图示的一次绕组P对应于本发明的第1一次绕组P1(因此，一次绕组P连接于电压源V1、V2的负极侧)。
在该电路中，不需要在一次绕组设置中心抽头，此外，一次绕组是1个绕组即可。
接着，表示本发明的第3实施方式。
图11是表示使用变形了的电流平衡推挽型逆变电路的DC-DC变流电路的电路图。
图11的电路与图6的电路的不同之处如下所述。
(B1)代替成为电压源的电容器C2，使用了电源V。
(B2)除去了一次绕组P1、P2的中心抽头。
在该电路中，不需要在一次绕组设置中心抽头，此外，电源是1个即可。
在上述任一个实施方式中，工作与图6所示的DC-DC变流电路相同。
接着，参照图12说明在以上的实施方式中使用的变压器T的结构。
变压器T将铁芯1作为中心，从内侧起依次同芯状地配置有一次绕组P(P1，P2)的一半、二次绕组S的一半、电压提升绕组S3、S4、电压提升绕组S5、S6、二次绕组S的一半、一次绕组P(P1，P2)的一半。通过该配置结构，电压提升绕组S3～S6不受一次绕组P(P1，P2)和二次绕组S之间的漏磁通的影响。
即，在开关元件S1截止的时刻t3，在一次绕组P(P1，P2)中产生该一次绕组和二次绕组间的漏电感导致的谐振电压。可是，在整流用二极管D13～D16一起导通的续流期间(图7的t3-t5，或t4-t6)中，由于二次绕组S短路，所以在该期间中，与二次绕组S紧密耦合的电压提升绕组S3～S6被强制磁化。因此，上述谐振电压不传递到电压提升绕组S3～S6。结果，缓冲电容器C3～C6不再不必要地被充放电，能够进行良好的ZVS工作。

Claims (5)

1.一种DC-DC变流电路，具备：
第1开关元件S1；
第2开关元件S2；
输出变压器T，其具备：第1一次绕组P1，在所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2之间串联连接，还具备：二次绕组，用于获得输出电压；
平滑电路，对所述输出电压进行整流平滑；
第1电压源，连接在所述第1一次绕组连接于所述第2开关元件S2的第1连接点、和所述第1开关元件S1之间，经由所述第1一次绕组P1对所述第1开关元件S1施加电压；
第2电压源，连接在所述第1一次绕组连接于所述第1开关元件S1的第2连接点、和所述第2开关元件S2之间，经由所述第1一次绕组对所述第2开关元件S2施加电压；
控制部，使所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2交替地导通截止；
第1续流二极管，与所述第1开关元件S1反并联连接；
第1缓冲电路，与所述第1开关元件S1并联连接，包含第1缓冲电容器、第1缓冲二极管、和第2缓冲电容器的串联电路；
第2续流二极管，与所述第2开关元件S2反并联连接；
第2缓冲电路，与所述第2开关元件S2并联连接，包含第3缓冲电容器、第2缓冲二极管、和第4缓冲电容器的串联电路；
第1再生电路，在所述第1电压源及所述第2电压源、和所述第1缓冲电路间连接，在再生时，将所述第1缓冲电容器及所述第2缓冲电容器的充电电荷再生到所述第1电压源和所述第2电压源；以及
第2再生电路，在所述第1电压源及所述第2电压源、和所述第2缓冲电路间连接，在再生时，将所述第3缓冲电容器及所述第4缓冲电容器的充电电荷再生到所述第1电压源和所述第2电压源，
所述第1再生电路包含：第1谐振部，在再生时与所述第1缓冲电容器及所述第2缓冲电容器谐振；以及第1电压提升部，与该第1谐振部串联连接，输出将所述输出变压器的一次侧电压变压后的规定电压，
所述第2再生电路包含：第2谐振部，在再生时与所述第3缓冲电容器及所述第4缓冲电容器谐振；以及第2电压提升部，与该第2谐振部串联连接，输出将所述输出变压器的一次侧电压变压后的规定电压。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变流电路，其中，
所述第1谐振部构成为包括：第1谐振电抗器，在再生时与所述第1缓冲电容器谐振；以及第2谐振电抗器，在再生时与所述第2缓冲电容器谐振，
所述第1电压提升部构成为包括：第1电压提升绕组，与所述第1谐振电抗器串联连接；以及第2电压提升绕组，与所述第2谐振电抗器串联连接，
所述第2谐振部构成为包括：第3谐振电抗器，在再生时与所述第3缓冲电容器谐振；以及第4谐振电抗器，在再生时与所述第4缓冲电容器谐振，
所述第2电压提升部构成为包括：第3电压提升绕组，与所述第3谐振电抗器串联连接；以及第4电压提升绕组，与所述第4谐振电抗器串联连接。
3.根据权利要求1所述的DC-DC变流电路，其中，所述第1电压源以第1电源构成，所述第2电压源以第2电源构成。
4.根据权利要求1所述的DC-DC变流电路，其中，
所述第1电压源以第1电压源电容器构成，所述第2电压源以第2电压源电容器构成，
所述输出变压器具备：第2一次绕组P2，以所述第1电压源和所述第2电压源为基准，在与所述第1一次绕组相向的位置，在所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2之间串联连接，
还具备：电源，在所述第1一次绕组P1和所述第2一次绕组P2的中心抽头之间连接，对所述第1电压源电容器和所述第2电压源电容器经由所述第1一次绕组P1和所述第2一次绕组P2供给能量。
5.根据权利要求1所述的DC-DC变流电路，其中，
所述第1电压源以电源构成，所述第2电压源以第2电压源电容器构成，
所述输出变压器具备：第2一次绕组P2，以所述电源和所述第2电压源电容器为基准，在与所述第1一次绕组相向的位置，在所述第1开关元件S1和所述第2开关元件S2之间串联连接。
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