CN101977176A - 一种对不同调制信号的通用解调实现方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种对不同调制信号的通用解调实现方法。先采用直接数字频率合成方法，通过扩展收敛域的CORDIC算法中圆周坐标下旋转模式，产生两路本地正交载波信号，与接收机端输出信号合成同向支路数据x_I(t)和正交支路数据x_Q(t)，再经过低通滤波器，滤除二次谐波分量，然后将两路信号输入到扩展收敛域CORDIC算法圆周坐标下向量模式的通用解调模块，根据不同的调制方式选择平方根运算值或反正切运算值经过滤波或差分，得到解调信息。本发明将多种解调方式集成在同一硬件中，灵活性强，通用性能突出，同时将复杂的算术运算转化成了移位和加法运算，可以大大降低硬件实现的复杂度，且具有较好的抗载频失配特性。

Description

一种对不同调制信号的通用解调实现方法

技术领域

本发明涉及通信信号处理领域，尤其涉及一种对不同调制信号的通用解调实现方法。

背景技术

随着现代通信技术的不断发展，不少接收机已经突破单一的频段和模式，从传统的单信道、单频段、单模式向标准化的多信道、多波段、多模式系统发展，以满足在全部通信频段、各种信道调制方式下的通信需求。目前常用的模拟和数字调制方式有AM、FM、PM、DSB、SSB，ASK、FSK、PSK和QAM等，在常规方法中，每种调制信号都需要一个专门的硬件电路来解调，如果要实现多信号的通用解调，则接收机会极其复杂、体积重量都很大，硬件资源消耗也很大。一种常用的实现通用解调器的技术途径是利用FPGA芯片，采用数字式解调器，用不同的算法实现载波跟踪、码元定时及信号解调。其主要做法是把这些不同算法的设计文件经过编译后形成FPGA的位流文件存入计算机的存储器中，当需要使用某个解调算法时，监控单元把该文件配置到FPGA中，以实现选用的解调方式。本发明所采用的方法，用同一硬件电路对不同调制信号进行解调，且不需要每次更改FPGA配置文件，更加方便快捷。

基于坐标旋转的计算机(CORDIC)算法的基本思想是用一系列与运算基数相关的角度不断偏摆从而逼近所旋转的角度，它可以把圆周旋转、直线旋转和双曲线旋转到同一个CORDIC迭代方程里，为同一硬件可编程器件实现多功能解调奠定基础，而且由于CORDIC算法将复杂的算术运算转化成了移位和加法运算，大大降低了硬件实现的复杂度，在非扩展收敛域下，CORDIC算法所能覆盖的角度范围为[-99.8°，+99.8°]，而采用扩展收敛域后，适用范围更广。

发明内容

本发明的目的是提供一种对不同调制信号的通用解调实现方法。

对不同调制信号的通用解调实现方法的步骤如下：

1)从接收机端获取信号载波信息，利用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式，生成两路正交的本地载波信号；

2)将接收机端输出信号与两路正交的本地载波信号混频，生成两路带有信息的信号；

3)将两路带有信息的信号经过低通滤波器，滤除二次谐波分量，得到两路正交信号；

4)将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值；

5)根据不同调制信号，对平方根运算值滤波或对反正切运算值差分，得到信号的解调信息。

所述的从接收机端获取信号载波信息，利用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式，生成两路正交的本地载波信号步骤为：

根据接收机端收到的信号载波信息，选取系统时钟频率f_clk和频率控制字W输入到相位累加器，生成相位信息θ，并输入到的直接数字频率合成模块z_in输入端，经采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式迭代后，在直接数字频率合成模块x_out输出端得到本地载波余弦信号，在直接数字频率合成模块y_out输出端得到本地载波正弦信号。

采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式迭代公式为：

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2^j-2)

j≤0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2^j-2)

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

        j＞0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j2^-j

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中， ${\mathrm{\&sigma;}}_j=\mathrm{sgn}\left(z_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& z_j\&GreaterEqual;0\\ -1,& z_j<0\end{array}\right.$

其中，σ_j为本级运算控制字，x_j、y_j、z_j为本级迭代器输入端，x_j+1、y_j+1、z_j+1为下一级迭代器输入端，j＝0，0，0，1，2，...N-1为迭代序列。

设初始值为：x_in＝1/K，y_in＝0，z_in＝θ，采用扩展收敛域后，尺度因子K＝3.29352，最大收敛角度θ_max＝3.3141。

迭代输出值为：x_out＝cosθ，y_out＝sinθ，z_out＝0，即θ＝2πf_ct，f_c即为本地端载波频率。f_clk和f_c的关系式为：

$f_c=\frac{f_{\mathrm{clk}}}{2^N}W$

式中，f_clk是系统时钟频率，W是频率控制字，N是W的位宽，f_c是直接数字频率合成的输出频率。

所述的将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值步骤为：

将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值。

采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式迭代公式为：

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2^j-2)

对于j≤0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2^j-2)

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

对于j＞0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j2^-j

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中， ${\mathrm{\&sigma;}}_j=-\mathrm{sgn}\left(y_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}-1,& y_j\&GreaterEqual;0\\ +1,& y_j<0\end{array}\right.$

其中，σ_j为本级运算控制字，x_j、y_j、z_j为本级迭代器输入端，x_j+1、y_j+1、z_j+1为下一级迭代器输入端，j＝0，0，0，1，2，...N-1为迭代序列。

初始值为x_in＝x_I(t)、y_in＝x_Q(t)、z_in＝0，x_I(t)、x_Q(t)为两路滤除二次谐波分量后的正交信号，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，最终迭代结果为：

$x_{\mathrm{out}}=K\sqrt{x_I^2\left(t\right)+x_Q^2\left(t\right)}$

y_out＝0

$z_{\mathrm{out}}={\tan }^{-1}\left[\frac{x_Q\left(t\right)}{x_I\left(t\right)}\right]$

其中，通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值。综合考虑尺度因子和收敛角度范围的折衷办法，当我们选取迭代序列j＝0，0，0，1，2，...时，最大收敛角度为：

${\mathrm{\&theta;}}_{\max }={\left|Z_{\mathrm{in}}\right|}_{N=\&infin;}={\tan }^{-1}\left(2^{-N}\right)+{2\tan }^{-1}\left(2^0\right)+\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tan }^{-1}\left(2^{-i}\right){|}_{N=\&infin;}\&ap;3.3141$

尺度因子为： $K_c=\sqrt{2}\&CenterDot;\sqrt{2}\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Pi;}}}\sqrt{1+{\left(2^{-i}\right)}^2}{|}_{N=\&infin;}\&ap;3.29352$

所述的根据不同调制信号，对平方根运算值滤波或对反正切运算值差分，得到信号的解调信息的步骤为：

根据不同的调制信号，调幅AM信号由通用解调模块x_out输出端信号减去平均直流分量得到解调信息，抑制载波的双边带DSB信号由通用解调模块x_out输出端直接得到解调信息，抑制载波单边带SSB信号由通用解调模块x_out输出端直接得到解调信息，调频FM信号由通用解调模块z_out输出端信号经差分后滤除直流分量得到解调信息，M进制振幅键控MASK信号由通用解调模块z_out输出端直接得到解调信息，M进制移频键控MFSK信号由通用解调模块z_out输出端信号差分后得到解调信息，M进制移相键控MPSK信号由通用解调模块z_out输出端直接得到解调信息，M进制正交振幅调制MQAM信号由通用解调模块x_out输出端信号滤波和通用解调模块z_out输出端信号差分后联合求值得到解调信息。

本发明与现有技术相比具有有益效果

1)直接数字频率合成和通用解调模块共同构成本发明，且两者都采用扩展收敛域的CORDIC算法，综合考虑尺度因子，可使收敛角度扩大到3.3141，根据需要选择合适的迭代序列，收敛角度可以更大，这就使得无需对输入信号进行预先处理，扩展了适用范围。

2)本发明采用正交化线性模型解调，这里仅列出八种常用解调方式，其他可使用正交化方法解调的单载波调制方式都能使用本发明进行解调，且不需要增加额外硬件电路，通用性强。

3)本发明对部分调制信号的频偏不敏感，即使接收端本地载波存在频偏，仍能有效地进行解调，具有良好的抗载频失配特性。

4)本发明解调精度跟迭代次数有关，增加迭代次数可以提高运算精度，当数据位宽为带符号12比特时，可表示为-4096～4095，当数据位宽为带符号16比特时，可表示为-32768～32767。而采用CORDIC算法流水线结构可进一步提高运算速度。

5)由于CORDIC算法将复杂的算术运算转化成了移位和加法运算，可以大大降低硬件实现的复杂度且易于实现，同时本发明将多种解调方式集成在同一个硬件模块中，灵活性强，通用性能突出。

附图说明

图1是对不同调制信号的通用解调实现方法原理图

图2是直接数字频率合成结构框图

图3是采用CORDIC算法实现直接数字频率合成原理图

图4是CORDIC算法一级迭代结构图

图5是采用扩展收敛域CORDIC算法实现直接数字频率合成迭代结构图

图6是采用扩展收敛域CORDIC算法实现通用解调模块迭代结构图

具体实施方式

对不同调制信号的通用解调实现方法的步骤如下：

1)从接收机端获取信号载波信息，利用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式，生成两路正交的本地载波信号；

2)将接收机端输出信号与两路正交的本地载波信号混频，生成两路带有信息的信号；

3)将两路带有信息的信号经过低通滤波器，滤除二次谐波分量，得到两路正交信号；

4)将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值；

5)根据不同调制信号，对平方根运算值滤波或对反正切运算值差分，得到信号的解调信息。

所述的从接收机端获取信号载波信息，利用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式，生成两路正交的本地载波信号步骤为：

根据接收机端收到的信号载波信息，选取系统时钟频率f_clk和频率控制字W输入到相位累加器，生成相位信息θ，并输入到的直接数字频率合成模块z_in输入端，经采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式迭代后，在直接数字频率合成模块x_out输出端得到本地载波余弦信号，在直接数字频率合成模块y_out输出端得到本地载波正弦信号。

采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式迭代公式为：

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2^j-2)

j≤0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2^j-2)

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

j＞0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j2^-j

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中， ${\mathrm{\&sigma;}}_j=\mathrm{sgn}\left(z_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& z_j\&GreaterEqual;0\\ -1,& z_j<0\end{array}\right.$

其中，σ_j为本级运算控制字，x_j、y_j、z_j为本级迭代器输入端，x_j+1、y_j+1、z_j+1为下一级迭代器输入端，j＝0，0，0，1，2，...N-1为迭代序列。

设初始值为：x_in＝1/K，y_in＝0，z_in＝θ，采用扩展收敛域后，尺度因子K＝3.29352，最大收敛角度θ_max＝3.3141。

迭代输出值为：x_out＝cosθ，y_out＝sinθ，z_out＝0，即θ＝2πf_ct，f_c即为本地端载波频率。f_clk和f_c的关系式为：

$f_c=\frac{f_{\mathrm{clk}}}{2^N}W$

式中，f_clk是系统时钟频率，W是频率控制字，N是W的位宽，f_c是直接数字频率合成的输出频率。

所述的将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值步骤为：

将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值。

采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式迭代公式为：

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2^j-2)

对于j≤0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2^j-2)

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

对于j＞0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j2^-j

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中， ${\mathrm{\&sigma;}}_j=-\mathrm{sgn}\left(y_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}-1,& y_j\&GreaterEqual;0\\ +1,& y_j<0\end{array}\right.$

其中，σ_j为本级运算控制字，x_j、y_j、z_j为本级迭代器输入端，x_j+1、y_j+1、z_j+1为下一级迭代器输入端，j＝0，0，0，1，2，...N-1为迭代序列。

初始值为x_in＝x_I(t)、y_in＝x_Q(t)、z_in＝0，x_I(t)、x_Q(t)为两路滤除二次谐波分量后的正交信号，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，最终迭代结果为：

$x_{\mathrm{out}}=K\sqrt{x_I^2\left(t\right)+x_Q^2\left(t\right)}$

y_out＝0

$z_{\mathrm{out}}={\tan }^{-1}\left[\frac{x_Q\left(t\right)}{x_I\left(t\right)}\right]$

其中，通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值。综合考虑尺度因子和收敛角度范围的折衷办法，当我们选取迭代序列j＝0，0，0，1，2，...时，最大收敛角度为：

${\mathrm{\&theta;}}_{\max }={\left|Z_{\mathrm{in}}\right|}_{N=\&infin;}={\tan }^{-1}\left(2^{-N}\right)+{2\tan }^{-1}\left(2^0\right)+\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\tan }^{-1}\left(2^{-i}\right){|}_{N=\&infin;}\&ap;3.3141$

尺度因子为： $K_c=\sqrt{2}\&CenterDot;\sqrt{2}\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Pi;}}}\sqrt{1+{\left(2^{-i}\right)}^2}{|}_{N=\&infin;}\&ap;3.29352$

所述的根据不同调制信号，对平方根运算值滤波或对反正切运算值差分，得到信号的解调信息的步骤为：

根据不同的调制信号，调幅AM信号由通用解调模块x_out输出端信号减去平均直流分量得到解调信息，抑制载波的双边带DSB信号由通用解调模块x_out输出端直接得到解调信息，抑制载波单边带SSB信号由通用解调模块x_out输出端直接得到解调信息，调频FM信号由通用解调模块z_out输出端信号经差分后滤除直流分量得到解调信息，M进制振幅键控MASK信号由通用解调模块z_out输出端直接得到解调信息，M进制移频键控MFSK信号由通用解调模块z_out输出端信号差分后得到解调信息，M进制移相键控MPSK信号由通用解调模块z_out输出端直接得到解调信息，M进制正交振幅调制MQAM信号由通用解调模块x_out输出端信号滤波和通用解调模块z_out输出端信号差分后联合求值得到解调信息。具体分析为：

(1)调幅AM信号解调

设AM调制信号为s(t)＝[1+Qm(t)]cos2πf_ct

式中Q为调幅系数，m(t)为调制信息，f_c为载波频率。假设接收端本地载波有一个频差为f_c+Δf，经过直接频率合成后两路本地正交载频与接收信号混频后可得

$x_I\left(t\right)=[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]\cos 2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t*\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_c+\mathrm{\&Delta;f})t\right)$

$=-\frac{[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]}{2}\left[\cos (2\mathrm{\&pi;}(2f_c+\mathrm{\&Delta;f})t+\cos \left(2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}\right)\right]$

$x_Q\left(t\right)=[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]\cos 2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t*\sin \left(2\mathrm{\&pi;}(f_c+\mathrm{\&Delta;f})t\right)$

$=-\frac{[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]}{2}[\sin (2\mathrm{\&pi;}({2f}_c+\mathrm{\&Delta;f})t+\sin \left(2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}\right)]$

滤除二次谐波并整理后可得

I＝[1+Qm(t)]cos2πΔft，

Q＝[1+Qm(t)]sin2πΔft，

经通用解调模块做平方根运算得

$S_{\mathrm{AM}}\left(t\right)=\sqrt{I^2+Q^2}=\sqrt{{(1+\mathrm{Qm}\left(t\right))}^2{\cos }^{2}2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}+{(1+\mathrm{Qm}\left(t\right))}^2{\sin }^{2}2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}}$

$=1+\mathrm{Qm}\left(t\right)$

调制信号m(t)由1+Qm(t)减去平均直流分量1或直接将1+Qm(t)滤去直流得到。

(2)抑制载波的双边带DSB信号解调

设DSB调制信号的时域表达式为

s_DBS(t)＝m(t)cosω_ct

其中m(t)是调制信息，ω_c是载波频率。假设在接收机端本地载波有一个频差，与直接频率合成两路本地载波正交信号混频后，可得

$x_I\left(t\right)=s_{\mathrm{DBS}}\left(t\right)*\cos ({\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;})t=-\frac{1}{2}m\left(t\right)[\cos ({2\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;})t+\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t]$

$x_Q\left(t\right)=s_{\mathrm{DBS}}\left(t\right)*\sin ({\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;})t=-\frac{1}{2}m\left(t\right)[\sin ({2\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;})t+\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t]$

滤出二次谐波并整理后可得

$\begin{array}{c}I=\frac{1}{2}m\left(t\right)\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\\ Q=\frac{1}{2}m\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\end{array},$ 经通用解调模块做平方根运算可得

$S_{\mathrm{DBS}}\left(t\right)=\sqrt{I^2+Q^2}=\sqrt{{\left(\frac{1}{2}m\left(t\right)\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\right)}^2+{\left(\frac{1}{2}m\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\right)}^2}=\frac{1}{2}m\left(t\right)$

即可直接得到调制信号。

(3)抑制载波单边带SSB信号解调

设单边带基带信号为

为m(t)的希尔伯特变换，调制信号为 $s_{\mathrm{SSB}}\left(t\right)=\mathrm{RE}\left[(m\left(t\right)+j\hat{m}\left(t\right))\exp \left(j{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\right]$

$=m\left(t\right)\cos {\mathrm{\&omega;}}_{c}t-j\hat{m}\left(t\right)\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t$

同样对信号分别乘以cos(ω_ct)、sin(ω_ct)两路本地载波正交信号可得

$x_I\left(t\right)=[m\left(t\right)\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\&PlusMinus;\hat{m}\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)]\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)$

$=-\frac{1}{2}m\left(t\right)[\cos \left(2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)+1]\stackrel{\&OverBar;}{+}\frac{1}{2}\hat{m}\left(t\right)\left[\sin \left(2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\right]$

$x_Q\left(t\right)=[m\left(t\right)\cos \left({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\&PlusMinus;\hat{m}\left(t\right)\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)]\sin \left({\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)$

$=-\frac{1}{2}m\left(t\right)\left[\sin \left(2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)\right]\stackrel{\&OverBar;}{+}\frac{1}{2}\hat{m}\left(t\right)[\cos \left(2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\right)-1]$

整理后可得

$I_{\mathrm{SSB}}\left(t\right)=\frac{1}{2}m\left(t\right)+\frac{1}{2}m\left(t\right)\cos 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t\stackrel{\&OverBar;}{+}\frac{1}{2}\hat{m}\left(t\right)\sin 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t$

$Q_{\mathrm{SSB}}\left(t\right)=\frac{1}{2}\hat{m}\left(t\right)\stackrel{\&OverBar;}{+}\frac{1}{2}\hat{m}\left(t\right)\sin 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\frac{1}{2}m\left(t\right)\cos 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t$

并滤去二次谐波，预处理后的I路信号为单边带信号。

(4)调频FM、调相PM信号解调

FM信号的时域表达式为S_FM(t)＝Acos[2πf_ct+K_F∫m(t)dt]，

式中，m(t)为调制信号，K_F为调频灵敏度，f_c为载波频率，在接收端信号经与本地载波混频预处理后可以得到两路信号I、Q，设载波频偏为Δf，

$I_F\left(t\right)=\frac{1}{2}A\cos (K_F\&Integral;m\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;}+2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft})$

$Q_F\left(t\right)=\frac{1}{2}A\sin (K_F\&Integral;m\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;}+2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft})$

将I、Q两路信号做反正切运算，可以得到幅角信息，即实现信号的鉴相

$\mathrm{\&phi;}\left(t\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{Q_F\left(t\right)}{I_F\left(t\right)}\right)=[K_f\&Integral;m\left(\mathrm{\&tau;}\right)\mathrm{d\&tau;}+2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}]$

对上式做微分运算后就可以求得调制信号：

去除直流分量后在进行适当的幅度调整就可恢复出调制信号。

相位信号为FM信号的积分，在离散运算时，对FM解调后的信号Δφ＝φ_n-φ_n-1求累加和即为相位。

Δφ_n＝φ_n-φ_n-1，Δφ_n+1＝φ_n+1-φ_n

Δφ_n+1+Δφ_n＝φ_n+1-φ_n+φ_n-φ_n-1＝φ_n+1-φ_n-1

相位 $\mathrm{\&phi;}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{\&Delta;}{\mathrm{\&phi;}}_n$

(5)MASK信号解调

MASK信号的时域表达式为

e_MASK(t)＝s(t)cosω_ct

式中，s(t)为M进制单极性非归零码，同样经过DDS两路信号后I、Q中包含二进制码信息，设接收端载波为ω_c+Δω，Δω为频偏，可得

$x_I\left(t\right)=e_{\mathrm{MASK}}\left(t\right)*\cos ({\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;t})=-\frac{1}{2}s\left(t\right)[\cos (2{\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;})t+\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t]$

$x_Q\left(t\right)=e_{\mathrm{MASK}}\left(t\right)*\sin ({\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;t})=-\frac{1}{2}s\left(t\right)[\sin (2{\mathrm{\&omega;}}_c+\mathrm{\&Delta;\&omega;})t+\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t]$

滤去二次谐波，并整理后可得

$\begin{array}{c}I=\frac{1}{2}s\left(t\right)\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\\ Q=\frac{1}{2}s\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\end{array},$

经通用解调模块做平方根运算即可得调制信息

$E_{\mathrm{MASK}}\left(t\right)=\sqrt{I^2+Q^2}=\sqrt{{\left(\frac{1}{2}s\left(t\right)\cos \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\right)}^2+{\left(\frac{1}{2}s\left(t\right)\sin \left(\mathrm{\&Delta;\&omega;}\right)t\right)}^2}=\frac{1}{2}s\left(t\right)$

(6)M进制移频键控MFSK信号解调

MFSK信号时域表达式为

e_MFSK(t)＝Acos(ω_c±iΔω)t，i＝1，3，…，M/2

式中，A为MFSK信号的包络，Δω＝2πΔf是对应中心频率的最小偏移量，2Δω是相邻传输在载频间的间隔。

接收机端信号与本地正交载波混频后可得

$x_I\left(t\right)=e_{\mathrm{MFSK}}\left(t\right)*\cos {\mathrm{\&omega;}}_{c}t=\frac{1}{2}A[\cos (2{\mathrm{\&omega;}}_c\&PlusMinus;\mathrm{i\&Delta;\&omega;})t+\cos (\&PlusMinus;\mathrm{i\&Delta;\&omega;t})]$

$x_Q\left(t\right)=e_{\mathrm{MFSK}}\left(t\right)*\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t=\frac{1}{2}A[\sin (2{\mathrm{\&omega;}}_c\&PlusMinus;\mathrm{i\&Delta;\&omega;})t+\sin (\&PlusMinus;\mathrm{i\&Delta;\&omega;t})]$

滤除二次谐波后得

I、Q两路信号经通用解调模块CORDIC算法后的反正切值为

再求微分即可得到MFSK解调信号。

(7)MPSK信号解调

MPSK信号时域表达式为

(n-1)T_s≤t≤nT_s，k＝1，2，…，M

式中，T_s为M进制信号的码元宽度，将式子右边展开得

e_MPSK(t)＝I(t)cosω_ct+Q(t)sinω_ct，其中，

在接收机端与两路本地载波混频后可得

$x_I\left(t\right)=e_{\mathrm{MPSK}}\left(t\right)*\cos {\mathrm{\&omega;}}_{c}t=\frac{1}{2}I\left(t\right)(\cos 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t+1)+\frac{1}{2}Q\left(t\right)\sin 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t$

$x_Q\left(t\right)=e_{\mathrm{MPSK}}\left(t\right)*\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t=\frac{1}{2}I\left(t\right)\sin 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\frac{1}{2}Q\left(t\right)(1-\cos 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t)$

滤除二次谐波分量可得

经CORDIC算法取反正切运算，即可得信号解调信息

(8)M进制正交振幅调制(MQAM)

MQAM信号的时域表达式为

e_MQAM(t)＝I(t)cosω_ct+Q(t)sinω_ct

式中，I(t)、Q(t)为双极性多进制信号，ω_c为载波频率，同样在接收机端与两路本地载波混频后可得

$x_I\left(t\right)=e_{\mathrm{MQAM}}\left(t\right)*\cos {\mathrm{\&omega;}}_{c}t=\frac{1}{2}I\left(t\right)(\cos 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t+1)+\frac{1}{2}Q\left(t\right)\sin 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t$

$x_Q\left(t\right)=e_{\mathrm{MQAM}}\left(t\right)*\sin {\mathrm{\&omega;}}_{c}t=\frac{1}{2}I\left(t\right)\sin 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t+\frac{1}{2}Q\left(t\right)(1-\cos 2{\mathrm{\&omega;}}_{c}t)$

滤除二次谐波后为

由于I(t)、Q(t)为双极性多进制信号，I、Q信号经扩展收敛域后可得幅度信息及幅角信息：

$s_A\left(t\right)=\sqrt{I^2+Q^2}=\frac{1}{2}\sqrt{I^2\left(t\right)+Q^2\left(t\right)}$

MQAM的解调信号可由幅度及幅角信息联合求得。

如图1所示，接收机端信号与直接数字频率合成的两路正交本地载波信号混频，生成两路带有调制信息的信号，经低通滤波器滤去二次谐波后输入通用解调模块，经过扩展收敛域CORDIC算法即可得到不同调制信号的解调信息。

如图2所示，直接数字频率合成(DDS)的思路是按一定的时钟节拍从存放有正弦函数表的ROM中读出这些离散的代表正弦幅值的二进制数，然后经过D/A变换并滤波，得到一个模拟的正弦波，改变读数的节拍频率或者取点的个数，就可以改变正弦波的频率，图2中f_clk和f_c的关系式为：

$f_c=\frac{f_{\mathrm{clk}}}{2^N}W$

式中，f_clk是系统时钟频率，W是频率控制字，N是W的位宽，f_c是直接数字频率合成的输出频率，频率分辨率

如图3所示，相位累加器和扩展收敛域的CORDIC算法相连，输入信号f_clk分别输入到相位累加器和CORDIC算法模块中，频率控制字W与输入频率信号经相位累加器生成相位信息θ，经扩展收敛域的CORDIC算法后生成两路相互正交的本地载波余弦信号cosθ和正弦信号sinθ，θ＝2πf_ct。

如图4所示，CORDIC算法一级迭代结构为：初始值通过一路进入到寄存器中，在时钟到来时，x、y寄存器中的数据分成两路，一路直接送到加减法器x、y，另一路分别送到两个移位器，经本级移位控制字j移位后送到与本数据相异的y、x加减法器，在本级运算控制字σ_j控制下生成数据存储到下一级x、y寄存器中，z寄存器中的数据直接送到独立加减法器z，与运算控制字σ_j和本级旋转角度α_j生成数据存储到下一级z寄存器，y、z加减法器数据经选择器生成下一级运算控制字σ_j+1。

如图5所示，采用扩展收敛域CORDIC算法DDS迭代结构为：前一级x、y、z寄存器分别直接与后一级x、y、z寄存器相连，且前一级运算控制字σ直接控制下一级运算，并由本级迭代序列j和旋转角度α_j控制本级的移位器和加减法器，扩展收敛域后迭代序列为j＝0，0，0，1，2，...N-1，迭代公式为

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2_j-2)

j≤0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2_j-2)

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

j＞0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j2^-j

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中， ${\mathrm{\&sigma;}}_j=\mathrm{sgn}\left(z_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}1,& z_j\&GreaterEqual;0\\ -1,& z_j<0\end{array}\right.$

设初始值为：x_in＝1/K，y_in＝0，z_in＝θ，采用扩展收敛域后，尺度因子K＝3.29352，最大收敛角度θ_max＝3.3141(189.9°)，

迭代输出值为：x_out＝cosθ，y_out＝sinθ，z_out＝0，即θ＝2πf_ct，f_c即为本地端载波频率。

如图6所示，采用扩展收敛域CORDIC算法通用解调模块迭代结构为：前一级x、y、z寄存器分别直接与后一级x、y、z寄存器相连，且前一级运算控制字σ直接控制下一级运算，并由本级迭代序列j和旋转角度α_j控制本级的移位器和加减法器，扩展收敛域后迭代序列为j＝0，0，0，1，2，...N-1，迭代公式为

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2^j-2)

对于j≤0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2^j-2)

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

对于j＞0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j2^-j

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中， ${\mathrm{\&sigma;}}_j=-\mathrm{sgn}\left(y_j\right)=\left\{\begin{array}{cc}-1,& y_j\&GreaterEqual;0\\ +1,& y_j<0\end{array}\right.$

初始值为x_in＝x_I(t)、y_in＝x_Q(t)、z_in＝0，采用扩展收敛域的CORDICS算法，综合考虑尺度因子和收敛角度范围的折衷办法，当我们选取迭代序列j＝0，0，0，1，2，...时，最大收敛角度为：

尺度因子为：

$K_c=\sqrt{2}\&CenterDot;\sqrt{2}\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{N}{\mathrm{\&Pi;}}}\sqrt{1+{\left(2^{-i}\right)}^2}{|}_{N=\&infin;}\&ap;3.29352$

最终迭代结果为：

$x_f=K\sqrt{x_I^2\left(t\right)+x_Q^2\left(t\right)}$

y_f＝0

$z_f={\tan }^{-1}\left[\frac{x_Q\left(t\right)}{x_I\left(t\right)}\right]$

即经过扩展收敛域CORDIC算法迭代后，X输出端为两路正交信号幅度信息，Z输出端为两路正交信号幅角信息。

实施例

对调幅AM信号的解调实现方法的步骤如下：

设AM调制信号为s(t)＝[1+Qm(t)]cos2πf_ct，式中Q为调幅系数，m(t)为调制信息，f_c为载波频率。

1)根据接收机端收到的信号载波信息，选取系统时钟频率f_clk和频率控制字W输入到相位累加器，生成相位信息θ，并输入到的直接数字频率合成模块z_in输入端，经采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式迭代后，假设接收端本地载波有一个频差为f_c+Δf，在直接数字频率合成模块x_out输出端得到本地载波余弦信号cos(2π(f_c+Δf)t)，在直接数字频率合成模块y_out输出端得到本地载波正弦信号sin(2π(f_c+Δf)t)。

假设系统时钟频率f_clk为100MHz，N取26比特，需要直接数字频率合成本地载波频率为10MHz，由关系式

可以计算出频率控制值W为W＝6710886。

2)将接收机端输出信号与两路正交的本地载波信号混频，生成两路带有信息的信号：

$x_I\left(t\right)=[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]\cos 2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t*\cos \left(2\mathrm{\&pi;}(f_c+\mathrm{\&Delta;f})t\right)$

$=-\frac{[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]}{2}\left[\cos (2\mathrm{\&pi;}(2f_c+\mathrm{\&Delta;f})t+\cos \left(2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}\right)\right]$

$x_Q\left(t\right)=[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]\cos 2\mathrm{\&pi;}{f}_{c}t*\sin \left(2\mathrm{\&pi;}(f_c+\mathrm{\&Delta;f})t\right)$

$=-\frac{[1+\mathrm{Qm}\left(t\right)]}{2}[\sin (2\mathrm{\&pi;}({2f}_c+\mathrm{\&Delta;f})t+\sin \left(2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}\right)]$

3)将两路带有信息的信号经过低通滤波器，滤除二次谐波分量，得到两路正交信号；

I＝[1+Qm(t)]cos2πΔft，

Q＝[1+Qm(t)]sin2πΔft，

4)将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值

$S_{\mathrm{AM}}\left(t\right)=\sqrt{I^2+Q^2}=\sqrt{{(1+\mathrm{Qm}\left(t\right))}^2{\cos }^{2}2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}+{(1+\mathrm{Qm}\left(t\right))}^2{\sin }^{2}2\mathrm{\&pi;\&Delta;ft}}$

$=1+\mathrm{Qm}\left(t\right)$

5)调制信号m(t)由1+Qm(t)减去平均直流分量1或直接将1+Qm(t)滤去直流得到。

Claims (4)

1.一种对不同调制信号的通用解调实现方法，其特征在于它的步骤如下：

1)从接收机端获取信号载波信息，利用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式，生成两路正交的本地载波信号；

2)将接收机端输出信号与两路正交的本地载波信号混频，生成两路带有信息的信号；

3)将两路带有信息的信号经过低通滤波器，滤除二次谐波分量，得到两路正交信号；

4)将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值；

5)根据不同调制信号，对平方根运算值滤波或对反正切运算值差分，得到信号的解调信息。

2.根据权利要求1所述的一种对不同调制信号的通用解调实现方法，其特征在于所述的从接收机端获取信号载波信息，利用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式，生成两路正交的本地载波信号步骤为：

根据接收机端收到的信号载波信息，选取系统时钟频率f_clk和频率控制字W输入到相位累加器，生成相位信息θ，并输入到的直接数字频率合成模块z_in输入端，经采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式迭代后，在直接数字频率合成模块x_out输出端得到本地载波余弦信号，在直接数字频率合成模块y_out输出端得到本地载波正弦信号。

采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下旋转模式迭代公式为：

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2^j-2)

j≤0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2^j-2)

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

        x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

j＞0时，y_j+1＝y_j+σ_jx_j2^-j

        z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中，

其中，σ_j为本级运算控制字，x_j、y_j、z_j为本级迭代器输入端，x_j+1、y_j+1、 z_j+1为下一级迭代器输入端，j＝0，0，0，1，2，...N-1为迭代序列。

设初始值为：x_in＝1/K，y_in＝0，z_in＝θ，采用扩展收敛域后，尺度因子K＝3.29352，最大收敛角度θ_max＝3.3141。

迭代输出值为：x_out＝cosθ，y_out＝sinθ，z_out＝0，即θ＝2πf_ct，f_c即为本地端载波频率。f_clk和f_c的关系式为：

式中，f_clk是系统时钟频率，W是频率控制字，N是W的位宽，f_c是直接数字频率合成的输出频率。

3.根据权利要求1所述的一种对不同调制信号的通用解调实现方法，其特征在于所述的将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值步骤为：

将两路正交信号输入通用解调模块x_in输入端和通用解调模块y_in输入端，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，在通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，在通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值。

采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式迭代公式为：

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j(1-2^j-2)

对于j≤0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j(1-2^j-2)

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-1(1-2^j-2)

         x_j+1＝x_j-σ_jy_j2^-j

对于j＞0 y_j+1＝y_j+σ_jx_j 2^-j

         z_j+1＝z_j-σ_jtan^-12^-j

式中，

其中，σ_j为本级运算控制字，x_j、y_j、z_j为本级迭代器输入端，x_j+1、y_j+1、z_j+1为下一级迭代器输入端，j＝0，0，0，1，2，...N-1为迭代序列。

初始值为x_in＝x_I(t)、y_in＝x_Q(t)、z_in＝0，x_I(t)、x_Q(t)为两路滤除二次谐波分量后的正交信号，采用扩展收敛域CORDIC算法的圆周坐标下向量模式，最终迭代 结果为：

y_out＝0

其中，通用解调模块x_out输出端得到两路正交信号的平方根运算值，通用解调模块z_out输出端得到两路正交信号的反正切运算值。综合考虑尺度因子和收敛角度范围的折衷办法，当我们选取迭代序列j＝0，0，0，1，2，...时，最大收敛角度为：

尺度因子为：

4.根据权利要求1所述的一种对不同调制信号的通用解调实现方法，其特征在于所述的根据不同调制信号，对平方根运算值滤波或对反正切运算值差分，得到信号的解调信息的步骤为：

根据不同的调制信号，调幅AM信号由通用解调模块x_out输出端信号减去平均直流分量得到解调信息，抑制载波的双边带DSB信号由通用解调模块x_out输出端直接得到解调信息，抑制载波单边带SSB信号由通用解调模块x_out输出端直接得到解调信息，调频FM信号由通用解调模块z_out输出端信号经差分后滤除直流分量得到解调信息，M进制振幅键控MASK信号由通用解调模块z_out输出端直接得到解调信息，M进制移频键控MFSK信号由通用解调模块z_out输出端信号差分后得到解调信息，M进制移相键控MPSK信号由通用解调模块z_out输出端直接得到解调信息，M进制正交振幅调制MQAM信号由通用解调模块x_out输出端信号滤波和通用解调模块z_out输出端信号差分后联合求值得到解调信息。 

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