CN111901272A - 多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置 - Google Patents

多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置 Download PDF

Info

Publication number
CN111901272A
CN111901272A CN202010635767.7A CN202010635767A CN111901272A CN 111901272 A CN111901272 A CN 111901272A CN 202010635767 A CN202010635767 A CN 202010635767A CN 111901272 A CN111901272 A CN 111901272A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
demodulation
matched filtering
data demodulation
information
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202010635767.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111901272B (zh
Inventor
王盾
陈耀辉
李东俊
刘天雄
刘成
陈思源
吉扬蕾
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Space Star Technology Co Ltd
Original Assignee
Space Star Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Space Star Technology Co Ltd filed Critical Space Star Technology Co Ltd
Priority to CN202010635767.7A priority Critical patent/CN111901272B/zh
Publication of CN111901272A publication Critical patent/CN111901272A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111901272B publication Critical patent/CN111901272B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
    • H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
    • H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2334—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using filters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于双极性正交信号波形集的2M进制信息调制与编码信号的接收处理方法及装置。所述接收处理方法包括：由正交信号匹配滤波器生成M个匹配滤波相关值信息；由符合预设条件的一个相关值对应的正交信号波形序号信息生成硬解调的相位解调符号信息，由该相关值本身构成软解调的极性解调符号信息；由M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量；根据相位解调符号信息以及所述数据解调置信度向量进行M进制信道译码，从而获得译码后的第一传输数据；根据极性解调符号信息进行信道译码，从而获得译码后的第二传输数据。

Description

多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置
技术领域
本发明涉及通信、导航信号设计与接收技术领域，特别涉及一种基于双极性正交信号波形集的多进制信息调制与多进制信道编码信号的接收处理方法以及接收处理装置。
背景技术
多进制正交波形调制方式以其较高的数据传输效率在当代通信、导航领域得到了广泛应用。如日本准天顶卫星导航系统(QZSS)在播发的L6信号中，采用了256进制的CSK正交调制信号方式(参考文献[IS-QZSS-L6-001])，可提供远高于其他卫星导航系统的数据播发速率。
近年来，信道编码技术的飞速发展，提出了多种接近香农极限的先进信道编码方式，如Turbo码和LDPC码。同时，由于电子科学技术的进步，信号处理成本得到大幅下降，具备更强纠错能力的多进制先进信道编码方式开始得到应用。如，中国北斗全球卫星导航系统B1C信号采用了64进制的LDPC编码(参考文献[北斗卫星导航系统空间信号接口控制文件公开服务信号B1C(1.0版)])。可以预计，多进制正交信号调制方式与先进的多进制信道编码方式组合将可获得更好的数据传输性能。
基于正交信号波形集的多进制调制信号，调制阶数越高、即调制符号的比特数越多，信息传输效率越好。同时，信号接收的复杂度也越大。一种改善办法是在常规的M进制正交信号调制信号上再叠加上BPSK调制，形成双极性正交信号调制(Antipodal orthogonalsignal modulation)信号、或称为双极性正交波形调制信号。
双极性化的M进制正交波形调制本质上是一种2M进制正交波形调制，在同样数据传输速率、同样信号接收数据解调门限条件下，与单极性的常规2M进制正交波形调制方式相比，具有信号接收处理复杂度减半的优点。然而，双极性正交波形调制信号只能进行相干解调，难以适应复杂电磁环境。
发明内容
本发明目的在于提供一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置，提高通信信号的数据传输性能。
为实现上述目的，本发明提供一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法，所述一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法包括：
由正交信号匹配滤波器生成M个匹配滤波相关值信息，其中，M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；
由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息；
根据所述M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，其中，一个匹配滤波相关值信息对应一个数据解调置信度；
根据所述相位解调符号信息以及M维的数据解调置信度向量进行M进制信道译码，从而获得译码后的第一传输数据；
根据所述极性解调符号信息进行信道译码，从而获得译码后的第二传输数据。
可选的，所述正交信号匹配滤波器被配置为：
输入接收信号下变频后生成的基带信号；
将基带信号与预设的M个正交信号波形进行匹配滤波，从而生成所述M个匹配滤波相关值信息。
可选的，所述预设条件为：
各个匹配滤波相关值信息中绝对数值最大的一个匹配滤波相关值信息。
可选的，所述根据M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，包括：
将所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息的绝对值，分别与各个匹配滤波相关值信息的绝对值相减，从而获得M个数据解调置信度，其中，一个匹配滤波相关值对应一个数据解调置信度；
将每个数据解调置信度乘以一个比例因子；所述比例因子为预设的常量比例因子，或实时获取的时变比例因子；
将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的所述数据解调置信度向量。
可选的，所述进行M进制信道译码，包括：
根据播发信号信道编码定义的电文帧长(或称码字长)，接收一帧中各个编码符号对应的相位解调符号信息及维度为M的数据解调置信度向量；
根据所述数据解调置信度向量对所述相位解调符号信息进行译码运算，从而获得译码后的第一传输数据。
可选的，所述时变比例因子通过以下方式确定：
获取信号幅值；
获取噪声功率；
根据所述信号幅值以及所述噪声功率计算所述置信度比例因子。
本发明还提供了一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，所述一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置包括：
多进制双极性正交波形调制信号数据解调模块，用于由正交信号匹配滤波器生成M个匹配滤波相关值信息，其中，M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息；
置信度计算模块，用于根据M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，其中，一个匹配滤波相关值信息对应一个数据解调置信度；
M进制信道译码模块，用于根据所述相位解调符号信息以及M维的数据解调置信度向量进行M进制信道译码，从而获得译码后的第一传输数据；
信道译码模块，用于根据所述极性解调符号信息进行信道译码，从而获得译码后的第二传输数据。
可选的，所述多进制双极性正交波形调制信号数据解调模块包括：
基带信号接收单元，用于接收输入信号下变频后生成的基带信号；
正交波形生成单元，用于生成M个正交信号波形；
匹配相关计算单元，用于将接收的输入信号下变频后生成的基带信号与预设的M个正交波形分别进行匹配相关，生成M个匹配滤波相关值信息；
数据解调单元，用于选择M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息。
可选的，所述预设条件为：
各个匹配滤波相关值信息中绝对数值最大的一个匹配滤波相关值信息。
可选的，所述置信度计算模块包括：
因子获取单元，用于获取置信度比例因子；其中，比例因子为预设的常量比例因子，或实时获取的时变比例因子；
数据解调置信度生成单元，用于将所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息的绝对值，分别与各个匹配滤波相关值信息的绝对值相减，从而获得M个数据解调置信度，其中，一个匹配滤波相关值对应一个数据解调置信度；并将每个数据解调置信度乘以一个比例因子，更新M个数据解调置信度；
置信度排序单元，用于将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的所述数据解调置信度向量。
可选的，所述M进制信道译码模块包括：
存储单元，用于根据播发信号信道编码定义的电文帧长(或称码字长)，接收一帧中各个编码符号对应的相位解调符号信息及维度为M的数据解调置信度向量；
译码单元，用于根据所述数据解调置信度向量对所述相位解调符号信息进行译码运算，从而获得译码后的第一传输数据。
可选的，所述因子获取单元包括：
信号幅值获取子单元，用于获取信号幅值；
噪声功率获取子单元，用于获取噪声功率；
计算子单元，用于根据所述信号幅值以及所述噪声功率计算所述置信度比例因子。
本发明的多进制双极性正交波形调制信号接收方法及装置具有以下优异效果：
本发明针对多进制双极性正交波形调制与编码信号的信号特征，提出一种软解调与软译码结合的信号接收处理方法，可最大限度地发挥当代先进多进制信道编译码的性能，且具有信号接收处理复杂度低的特点。采用双极性正交波形调制信号中的相位调制信息和极性调制信息分开各自进行解调和译码的信号接收架构，提高了双极性正交波形调制信号在复杂电磁环境下的适应性；在置信度计算环节引入比例因子，提高了信号功率大幅动态变化应用场景下的信号接收解调性能。
附图说明
图1是本发明的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法的流程示意图；
图2是图1中步骤101的详细执行流程示意图；
图3是图1中步骤102的详细执行流程示意图；
图4是图1中步骤103的详细执行流程示意图；
图5是本发明的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置的组成示意图；
图6是多进制双极性正交波形调制信号的产生原理示意图；
图7是根据本发明实施的一种多进制双极性正交波形调制信号接收处理装置应用实例的结构示意图；
图8是根据本发明实施的一种多进制双极性正交波形调制信号接收处理装置应用实例(置信度比例因子为常量1)的结构示意图；
图9是多进制双极性正交波形调制信号中的相位调制信息进行非相干解调接收的应用实例的结构示意图；
图10是多进制双极性正交波形调制信号中的相位调制信息进行非相干解调接收的应用实例(置信度比例因子为预设常量1)的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行更加详细的描述。在附图中，自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。下面结合附图对本发明的实施例进行详细说明。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明保护范围的限制。
图1是本发明的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法的流程示意图，如图1所示，本发明的一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法包括：
步骤101：由正交信号匹配滤波器生成M个匹配滤波相关值信息，其中，M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息；
步骤102：根据所述M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，其中，一个匹配滤波相关值信息对应一个数据解调置信度；
步骤103：根据所述相位解调符号信息以及所述M维的数据解调置信度向量进行M进制信道译码，从而获得译码后的第一传输数据；
步骤104：根据所述极性解调符号信息进行信道译码，从而获得译码后的第二传输数据。
如图2所示，在上述实施例中，步骤101：生成数据解调信息包括：
步骤1011：接收输入信号下变频后生成的基带信号；
步骤1012：生成M个正交信号波形；
步骤1013：将接收的输入信号下变频后生成的基带信号与预设的M个正交波形分别进行匹配相关，生成M个匹配滤波值信息；
步骤1014：选择M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息。
在本实施例中，预设条件为：
各个匹配滤波相关值信息中绝对数值最大的一个匹配滤波相关值信息。
如图3所示，在上述实施例中，步骤102：根据所述M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量包括：
步骤1021：获取置信度比例因子；
步骤1022：将所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息的绝对值，分别与各个匹配滤波相关值信息的绝对值相减，从而获得M个数据解调置信度，其中，一个匹配滤波相关值对应一个数据解调置信度；
步骤1023：将每个数据解调置信度乘以一个比例因子，更新M个数据解调置信度，所述比例因子为预设的常量比例因子，或时变比例因子；
步骤1024：将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的所述数据解调置信度向量。
在上述实施例中，获取置信度比例因子包括：获取信号幅值；获取噪声功率；根据信号幅值以及噪声功率计算所述置信度比例因子。
具体地，上述的信号幅值是指：统计测量输入到多进制双极性正交波形调制信号数据解调单元匹配滤波器的基带信号中的信号成分的振幅幅值；
上述的噪声功率是指：统计测量输入到多进制双极性正交波形调制信号数据解调单元匹配滤波器的基带信号中的噪声成分的噪声功率。
在本实施例中，根据信号幅值以及噪声功率计算所述置信度比例因子具体为：置信度比例因子等于信号成分的振幅幅值除以噪声成分的噪声功率。
即：f＝A/σ2；
其中，f为置信度比例因子，A为信号幅值，σ2为噪声功率。
在本实施例中，根据M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量包括：
将M个匹配滤波相关值绝对值中的最大值，分别与各个匹配滤波相关值信息的绝对值相减，从而获得M个数据解调置信度；
将每个数据解调置信度乘以一个比例因子，更新M个数据解调置信度；
即：Li＝(Amax-|ri|)×f，i＝0,1,…,M-1；
其中，Li为第i个匹配滤波相关值对应的数据解调置信度；Amax＝|rmax|，Amax为M个匹配滤波相关值绝对值|ri|中的最大值，rmax为M个匹配滤波相关值中对应绝对值最大的一个匹配滤波相关值；f为置信度比例因子。
将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的所述数据解调置信度向量。
采用本发明的置信度比例因子，能够使计算更为简单、并且无额外信噪比损失。
如图4所示，在上述实施例中，步骤103：所述M进制信道译码包括：
步骤1031：根据播发信号信道编码定义的电文帧长(或称码字长)，接收一帧中各个编码符号对应的相位解调符号信息及维度为M的数据解调置信度向量；
步骤1032：根据所述数据解调置信度向量对所述相位解调符号信息进行译码运算，从而获得译码后的第一传输数据。
在其他实施例中，还可以使用固定的置信度比例因子，比例因子可以是任意常数。
本发明还提供了一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，图5是本发明的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置的组成示意图，如图5所示，所述一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置包括多进制双极性正交波形调制信号数据解调模块1、置信度计算模块2、M进制信道译码模块3以及信道译码模块4，其中，
多进制双极性正交波形调制信号数据解调模块1用于由正交信号匹配滤波器生成M个匹配滤波相关值信息，其中，M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息；
置信度计算模块2用于根据所述M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，其中，一个匹配滤波相关值信息对应一个数据解调置信度；
M进制信道译码模块3用于根据所述相位解调符号信息以及所述M维的数据解调置信度向量进行M进制信道译码，从而获得译码后的第一传输数据；
信道译码模块4用于根据所述极性解调符号信息进行信道译码，从而获得译码后的第二传输数据。
在本实施例中，多进制双极性正交波形调制信号数据解调模块1包括基带信号接收单元、正交波形生成单元、匹配相关计算单元以及数据解调单元。其中，基带信号接收单元用于接收输入信号下变频后生成的基带信号；正交波形生成单元用于生成M个正交波形；匹配相关计算单元用于将接收的输入信号下变频后生成的基带信号与预设的M个正交波形分别进行匹配相关，生成M个匹配滤波相关值信息；数据解调单元用于选择M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息。
在本实施例中，置信度计算模块2包括因子获取单元、数据解调置信度生成单元以及置信度排序单元。
因子获取单元用于获取置信度比例因子；
数据解调置信度生成单元用于将所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息的绝对值，分别与各个匹配滤波相关值信息的绝对值相减，从而获得M个数据解调置信度，其中，一个匹配滤波相关值对应一个数据解调置信度；并将每个数据解调置信度乘以一个比例因子，更新M个数据解调置信度；
置信度排序单元用于将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的所述数据解调置信度向量。
在本实施例中，因子获取单元包括信号幅值获取子单元、噪声功率获取子单元以及计算子单元，其中，信号幅值获取子单元用于获取信号幅值；噪声功率获取子单元用于获取噪声功率；计算子单元用于根据信号幅值以及噪声功率计算所述置信度比例因子。
可以理解的是，上述对方法的描述，同样也适用于对装置的描述。
图6给出了多进制双极性正交波形调制信号的产生原理示意图：
首先，对第一传输数据进行分组，每个符号由k比特构成，得到一帧符号电文；
其次，对第一传输数据分组后得到的一帧符号电文进行M进制信道编码，其中，M＝2k，得到编码后的一帧符号电文；对第二传输数据进行信道编码得到串行数据流；
再次，对第一传输数据编码后的符号电文进行M进制正交调制，信号选择模块在输入的k-bit符号电文控制下，按照预设的对应关系，从正交信号集(s0(t),s1(t),…,sM-1(t))中选择对应的正交信号sk(t)输出，完成M进制正交调制，得到经k-bit符号电文调制的信号；
同时，采用第二传输数据编码后的串行数据流对经k-bit符号电文调制的信号进行BPSK调制，得到基带信号S(t)；
然后，对生成的基带信号进行载波调制得到中频载波信号，再针对中频载波信号进行上变频处理，获得射频载波信号，最后经功率放大处理，交由发射天线进行播发。
在本实施例中，采用BPSK载波调制，射频发射信号表达如下：
Figure BDA0002569629350000121
其中，Ps表示射频信号发射功率，fc表示发射信号频率。BPSK载波调制只是本发明的一个应用实例，也可以是QPSK、FSK等其他载波调制方式。
图7给出了本发明实施的一种多进制双极性正交波形调制信号接收处理装置应用实例的结构示意图；如图7所示：首先，接收机天线接收的射频载波信号经过射频前端(RFFront-End)处理，输出数字中频信号；
其次，数字中频信号传递给数字下变频模块，数字下变频模块在外部输入的接收机本地中频信号和接收信号中的载波多普勒频偏信号的作用下，将数字中频信号转变为基带信号，输出给M进制正交调制信号相干解调模块；
再次，在M进制正交调制信号相干解调模块中，基带信号先与M个正交信号波形s0(t),s1(t),…,sM-1(t)进行匹配滤波，得到M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1输出给最大绝对值选择模块，匹配滤波相关结果按如下公式计算：
Figure BDA0002569629350000122
最大绝对值选择模块从中选出M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1的绝对值|r0|,|r1|,…,|rM-1|中的最大值Amax＝|rmax|，将绝对值的最大值对应的匹配滤波相关值rmax＝rj输出给信道译码模块，将绝对值的最大值对应的匹配滤波相关值对应的信号波形序号j作为k比特数据解调信息输出给M进制信道译码模块；将M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1以及M个匹配滤波相关值中绝对值的最大值Amax＝|rmax|输出给置信度计算模块；
然后，置信度计算模块将M个匹配滤波相关值中绝对值的最大值Amax＝|rmax|，分别与M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1的绝对值|r0|,|r1|,…,|rM-1|相减，再乘以一个置信度比例因子f得到各个信号波形对应的M个数据解调置信度L0,L1,…,LM-1，将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的数据解调置信度向量并输出给M进制信道译码模块，其中置信度以及置信度比例因子的计算公式如下：
Li＝(Amax-|ri|)×f，i＝0,1,…,M-1
f＝A/σ2；
其中，Li为第i个匹配滤波相关值对应的数据解调置信度；Amax＝|rmax|，Amax为M个匹配滤波相关值的绝对值|ri|中的最大值，rmax为M个匹配滤波相关值中对应绝对值最大的一个匹配滤波相关值；f为置信度比例因子，A为信号幅值，σ2为噪声功率。
最后，M进制信道译码模块根据播发信号信道编码定义的电文帧长(或称码字长)，接收一帧中各个编码符号对应的数据解调信息及维度为M的数据解调置信度向量,根据数据解调置信度向量对数据解调信息进行译码运算，获得译码后的第一传输数据；信道译码模块根据输入的绝对值的最大值对应的匹配滤波相关值rmax＝rj进行信道译码，获得译码后的第二传输数据。
参见图8，图8与图7的区别在于，图8中置信度比例因子为预设常量1，具体处理过程在此不再赘述。
图9给出了多进制双极性正交波形调制信号中的相位调制信息进行非相干解调接收的应用实例的结构示意图；如图9所示：
首先，接收机天线接收的射频载波信号经过射频前端(RF Front-End)处理，输出数字中频信号；
其次，数字中频信号传递给数字下变频模块，数字下变频模块在外部输入的接收机本地中频信号和接收信号中的载波多普勒频偏信号的作用下，将数字中频信号转变为IQ两路基带信号，输出给M进制正交调制信号非相干解调模块；
再次，在M进制正交调制信号非相干解调模块中，IQ两路基带信号先分别与M个正交信号波形s0(t),s1(t),…,sM-1(t)进行匹配滤波，得到IQ两路各M个相关结果，对IQ两路对应相关结果取模得到M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1输出给最大值选择模块；最大值选择模块从中选出M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1的最大值rmax＝rj，将最大匹配滤波相关值对应的信号波形序号j作为数据解调信息输出给M进制信道译码模块；将M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1以及M个匹配滤波相关值的最大值rmax＝rj输出给置信度计算模块；
然后，置信度计算模块将M个匹配滤波相关值中的最大值rmax＝rj，分别与M个匹配滤波相关值r0,r1,…,rM-1相减，再乘以一个置信度比例因子f得到各个信号波形对应的M个数据解调置信度L0,L1,…,LM-1，将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的数据解调置信度向量并输出给M进制信道译码模块，其中置信度以及置信度比例因子的计算公式如下：
Li＝(rmax-ri)×f，i＝0,1,…,M-1
f＝A/σ2；
其中，Li为第i个匹配滤波相关值对应的数据解调置信度；rmax为M个匹配滤波相关值中的最大值；f为置信度比例因子，A为信号幅值，σ2为噪声功率。
最后，M进制信道译码模块根据播发信号信道编码定义的电文帧长(或称码字长)，接收一帧中各个编码符号对应的数据解调信息及维度为M的数据解调置信度向量,根据数据解调置信度向量对数据解调信息进行译码运算，获得译码后的第一传输数据。
参见图10，图10与图9的区别在于，图10中置信度比例因子为预设常量1，具体处理过程在此不再赘述。
最后需要指出的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制。尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (12)

1.一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法，其特征在于，所述接收处理方法包括：
由正交信号匹配滤波器生成M个匹配滤波相关值信息，其中，M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；
由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息；
根据M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，其中，一个匹配滤波相关值信息对应一个数据解调置信度；
根据所述相位解调符号信息以及M维的数据解调置信度向量进行M进制信道译码，从而获得译码后的第一传输数据；
根据所述极性解调符号信息进行信道译码，从而获得译码后的第二传输数据。
2.如权利要求1所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法，其特征在于，所述正交信号匹配滤波器被配置为：
输入接收信号下变频后生成的基带信号；
将基带信号与预设的M个正交信号波形进行匹配滤波，从而生成所述M个匹配滤波相关值信息。
3.如权利要求1所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法，其特征在于，所述预设条件为：
各个匹配滤波相关值信息中绝对数值最大的一个匹配滤波相关值信息。
4.如权利要求1所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法，其特征在于，所述根据M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，包括：
将所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息的绝对值，分别与各个匹配滤波相关值信息的绝对值相减，从而获得M个数据解调置信度；其中，一个匹配滤波相关值对应一个数据解调置信度；
将每个数据解调置信度乘以一个比例因子；所述比例因子为预设的常量比例因子，或时变比例因子；
将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的所述数据解调置信度向量。
5.如权利要求1所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法，其特征在于，所述根据所述相位解调符号信息以及M维的数据解调置信度向量进行M进制信道译码，包括：
根据播发信号信道编码定义的电文帧长，接收一帧中各个编码符号对应的相位解调符号信息及维度为M的数据解调置信度向量；
根据所述数据解调置信度向量对所述相位解调符号信息进行译码运算，从而获得译码后的第一传输数据。
6.如权利要求4所述的多进制双极性正交信号调制与编码信号的接收处理方法，其特征在于，所述时变比例因子通过以下方式确定：
获取信号幅值；
获取噪声功率；
根据所述信号幅值以及所述噪声功率计算所述置信度比例因子。
7.一种多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，其特征在于，所述接收处理装置包括：
多进制双极性正交波形调制信号数据解调模块，用于由正交信号匹配滤波器生成M个匹配滤波相关值信息，其中，M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息；
置信度计算模块，用于根据M个匹配滤波相关值信息生成维度为M的数据解调置信度向量，其中，一个匹配滤波相关值信息对应一个数据解调置信度；
M进制信道译码模块，用于根据所述相位解调符号信息以及M维的数据解调置信度向量进行M进制信道译码，从而获得译码后的第一传输数据；
信道译码模块，用于根据所述极性解调符号信息进行信道译码，从而获得译码后的第二传输数据。
8.如权利要求7所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，其特征在于，所述多进制双极性正交波形调制信号数据解调模块包括：
基带信号接收单元，用于接收输入信号下变频后生成的基带信号；
正交波形生成单元，用于生成M个正交信号波形；
匹配相关计算单元，用于将接收的输入信号下变频后生成的基带信号与预设的M个正交波形分别进行匹配相关，生成M个匹配滤波相关值信息；
数据解调单元，用于选择M个所述匹配滤波相关值中，符合预设条件的一个匹配滤波相关值对应的正交信号波形序号信息，作为硬解调的相位解调符号信息；由所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息作为软解调的极性解调符号信息。
9.如权利要求7所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，其特征在于，所述预设条件为：
各个匹配滤波相关值信息中绝对数值最大的一个匹配滤波相关值信息。
10.如权利要求7所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，其特征在于，所述置信度计算模块包括：
因子获取单元，用于获取置信度比例因子；其中，比例因子为预设的常量比例因子，或实时获取的时变比例因子；
数据解调置信度生成单元，用于将所述符合预设条件的一个匹配滤波相关值信息的绝对值，分别与各个匹配滤波相关值信息的绝对值相减，从而获得M个数据解调置信度，其中，一个匹配滤波相关值对应一个数据解调置信度；并将每个数据解调置信度乘以一个比例因子，更新M个数据解调置信度；
置信度排序单元，用于将M个数据解调置信度按升序排列，从而生成维度为M的所述数据解调置信度向量。
11.如权利要求7所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，其特征在于，所述M进制信道译码模块包括：
存储单元，用于根据播发信号信道编码定义的电文帧长，接收一帧中各个编码符号对应的相位解调符号信息及维度为M的数据解调置信度向量；
译码单元，用于根据所述数据解调置信度向量对所述相位解调符号信息进行译码运算，从而获得译码后的第一传输数据。
12.如权利要求10所述的多进制双极性正交波形调制信号的接收处理装置，其特征在于，所述因子获取单元包括：
信号幅值获取子单元，用于获取信号幅值；
噪声功率获取子单元，用于获取噪声功率；
计算子单元，用于根据所述信号幅值以及所述噪声功率计算所述置信度比例因子。
CN202010635767.7A 2020-07-03 2020-07-03 多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置 Active CN111901272B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010635767.7A CN111901272B (zh) 2020-07-03 2020-07-03 多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010635767.7A CN111901272B (zh) 2020-07-03 2020-07-03 多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111901272A true CN111901272A (zh) 2020-11-06
CN111901272B CN111901272B (zh) 2023-06-06

Family

ID=73192943

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010635767.7A Active CN111901272B (zh) 2020-07-03 2020-07-03 多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111901272B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114978846A (zh) * 2022-06-02 2022-08-30 西北工业大学 用于无线光通信系统的单极性信号头ofdm调制方法

Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020159546A1 (en) * 2001-04-26 2002-10-31 Fulghum Tracy L. Soft output value biasing
CN101232349A (zh) * 2007-12-27 2008-07-30 复旦大学 快速生成qam比特置信度软判决度量的方法
US20080291888A1 (en) * 2005-11-16 2008-11-27 Stmicroelectronics N.V. Method and Device for Carrying Out Flexible Demodulation in an Ofdm-Cdma System
CN101977176A (zh) * 2010-10-12 2011-02-16 浙江大学 一种对不同调制信号的通用解调实现方法
CN102014092A (zh) * 2010-12-15 2011-04-13 华中科技大学 一种基于级联模式的四进制msk调制方法及装置
CN103179066A (zh) * 2011-12-21 2013-06-26 北京普源精电科技有限公司 多进制相移键控mpsk调制方法、装置和函数信号发生器
CN103378921A (zh) * 2012-04-17 2013-10-30 华为技术有限公司 信号解调方法和装置
US20140269947A1 (en) * 2013-03-14 2014-09-18 Telebyte, Inc. Method and device for reducing vectoring-enhanced noise in copper telephone loops
CN105281861A (zh) * 2014-06-09 2016-01-27 航天恒星科技有限公司 多进制调制码组及调制码生成方法
CN109639301A (zh) * 2018-11-29 2019-04-16 电子科技大学 一种基于置信度估计的ftn均衡方法
CN110365365A (zh) * 2019-07-19 2019-10-22 西安理工大学 一种基于混沌成型滤波的多进制差分混沌键控方法

Patent Citations (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020159546A1 (en) * 2001-04-26 2002-10-31 Fulghum Tracy L. Soft output value biasing
US20080291888A1 (en) * 2005-11-16 2008-11-27 Stmicroelectronics N.V. Method and Device for Carrying Out Flexible Demodulation in an Ofdm-Cdma System
CN101232349A (zh) * 2007-12-27 2008-07-30 复旦大学 快速生成qam比特置信度软判决度量的方法
CN101977176A (zh) * 2010-10-12 2011-02-16 浙江大学 一种对不同调制信号的通用解调实现方法
CN102014092A (zh) * 2010-12-15 2011-04-13 华中科技大学 一种基于级联模式的四进制msk调制方法及装置
CN103179066A (zh) * 2011-12-21 2013-06-26 北京普源精电科技有限公司 多进制相移键控mpsk调制方法、装置和函数信号发生器
CN103378921A (zh) * 2012-04-17 2013-10-30 华为技术有限公司 信号解调方法和装置
US20140269947A1 (en) * 2013-03-14 2014-09-18 Telebyte, Inc. Method and device for reducing vectoring-enhanced noise in copper telephone loops
CN105281861A (zh) * 2014-06-09 2016-01-27 航天恒星科技有限公司 多进制调制码组及调制码生成方法
CN109639301A (zh) * 2018-11-29 2019-04-16 电子科技大学 一种基于置信度估计的ftn均衡方法
CN110365365A (zh) * 2019-07-19 2019-10-22 西安理工大学 一种基于混沌成型滤波的多进制差分混沌键控方法

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MICHAEL B. PURSLEY,: ""Bit-by-Bit Soft-Decision Decoding of Trellis-Coded M-DPSK Modulation"", 《IEEE COMMUNICATIONS LETTERS》 *
张鹏: ""高效调制多载波与多址技术研究"", 《中国博士学位论文全文数据库 信息科技辑》 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114978846A (zh) * 2022-06-02 2022-08-30 西北工业大学 用于无线光通信系统的单极性信号头ofdm调制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN111901272B (zh) 2023-06-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108234376B (zh) 无线数据通信方法及装置
EP1118193B1 (en) Encoding/decoding additional symbols in a communications system
JP4382672B2 (ja) 通信信号を復号する方法、装置およびデバイス
US8645808B1 (en) Calculation of soft decoding metrics
WO2006091355A2 (en) Demodulator and receiver for pre-coded partial response signals
CN111901272B (zh) 多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置
CN109450828B (zh) 信号处理芯片
KR100706618B1 (ko) 반복 복호기를 위한 고차변조 방식에 적합한 연판정 디매핑방법 및 그를 이용한 오류 정정 장치
US8855247B2 (en) Wireless receiving apparatus and method
CN101237434B (zh) 一种格雷映射m-psk调制的软判决方法
CN110752892B (zh) M进制正交调制与m进制信道编码信号的接收处理方法
CN112105958B (zh) 一种双极性csk调制复合电文信号播发方法及装置
US10374840B1 (en) Auto-detection of repeated signals
CN111935049B (zh) 多进制双极性正交波形调制信号的接收处理方法及装置
TW201724765A (zh) 通訊接收裝置、其訊號接收方法、訊號處理方法及訊號傳送方法
US6424690B1 (en) Two-thirds rate modulation and coding scheme for Rayleigh fading channels
EP3553953A1 (en) Approximation of log-likelihood ratios for soft decision decoding in the presence of impulse noise channels
JP5284388B2 (ja) 無線受信装置
EP2537271A1 (en) Blind sir estimation using soft bit values
CN102065044B (zh) 用于在8vsb的接收机中追踪相位的方法和系统
CN109842423B (zh) 多天线接收信号的处理方法及装置
CN112039613A (zh) 一种非对称pcma混合信号的处理方法及装置
KR20140067896A (ko) Ｍｉｍｏ 채널을 구비하는 통신 시스템 내의 신호의 반복적인 검출 및 디코딩을 위한 방법 및 장치
CA2211246C (en) Method of digital demodulation
CN113395229B (zh) 一种适用于π/4-DQPSK的相干解调方法、设备及可读存储介质

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant