CN101918796A

CN101918796A - 用于角度传感器的方法和装置

Info

Publication number: CN101918796A
Application number: CN2008801238912A
Authority: CN
Inventors: M·J·托马斯; D·J·哈斯; 籔崎仁
Original assignee: Allegro Microsystems Inc
Current assignee: Allegro Microsystems Inc
Priority date: 2008-01-04
Filing date: 2008-12-23
Publication date: 2010-12-15
Anticipated expiration: 2028-12-23
Also published as: DE112008003576T5; US8125216B2; CN101918796B; JP2011508891A; US20090174395A1; JP5592270B2; WO2009088767A2; WO2009088767A3

Abstract

本发明提供一种传感器，用于最小化传感器元件相对于磁体的未对准效应。在一个实施例中，传感器包括磁体；相对于所述磁体定位的第一、第二和第三传感器元件；以及信号处理模块，用于处理来自所述第一、第二和第三传感器元件的输出信号并且生成第一和第二信号，通过最大化所述第一和第二信号的正交关系来最小化所述第一、第二和第三传感器元件相对于所述磁体的位置未对准效应。

Description

用于角度传感器的方法和装置

背景技术

如在本领域中公知的，存在用于确定角度位置的各种旋转传感器。在传感器的一种类型中，使用霍尔效应模块生成可以根据其确定角度位置的正弦和余弦信号。这种传感器使用数字处理以处理由霍尔单元生成的正弦和余弦信号。由于模数信号转换以及其它因素，这种数字处理对角度位置确定的速度和精确度产生了限制。

例如，来自奥地利微系统公司的产品号AS5043是角度位置传感器，其使用坐标旋转数字计算机(CORDIC)数字处理来自霍尔阵列的信息，该坐标旋转数字计算机利用查找表实现复杂数学的迭代计算。其它传感器使用类似的数字处理以实现用于计算位置信息的各种处理算法。

如在本领域中公知的，用于确定角度位置的正弦曲线之间的正交(quadrature)关系对于最小化误差很重要。还要求该正交关系使用A²sin²θ+A²cos²θ＝A²三角恒等式发现正弦信号的幅值，其中A是幅值。用于生成需要的正弦和余弦信号的一种公知方法是在两个机械偏移的磁传感器上方旋转双极盘状磁体。然而，磁体与传感器之间的故意或者非故意机械未对准能够使输入正弦曲线具有任意的相位关系而不是理想的正弦和余弦正交。

发明内容

本发明提供一种使用模拟信号处理根据由磁传感器生成的相移波形生成线性输出的旋转传感器。在一个实施例中，在单个衬底上提供传感器。利用该结构，提供高效且成本节约的传感器。尽管在示例性实施例中表示和描述的本发明具有特定的电路和信号处理实现，但是应该理解，本发明可应用于在本发明的范围之内的各种模拟处理技术、实现以及算法。

在本发明的一个方面，一种传感器包括信号生成模块，所述信号生成模块包括磁传感器以提供位置信息，用于生成与所述位置信息相对应的第一和第二波形。可以将可选的信号反相模块耦合到所述信号生成模块用于使第一波形反相以提供第一反相波形并且使第二波形反相以提供第二反相波形。可以将模拟信号处理模块耦合到所述可选的信号反相模块用于提供对来自所述信号反相模块的所述第一波形、第二波形、第一反相波形和第二反相波形的代数控制并且生成线性位置输出电压信号。

实施例可以包括各种特征。例如，信号反相模块可以在第一区域中输出第一和第二波形并且在第二区域中输出第一和第二反相波形，其中第二区域与在没有第一和第二波形的反相时输出将是非线性的位置范围相对应。区域指示符比特可以表明第一和第二区域中的位置范围。第一区域可以跨度大约一百八十度。第一区域可以与-sin(θ)＞cos(θ)相对应，其中-sin(θ)是指正弦波关于偏移电压的反相，sin(θ)和cos(θ)体现与正弦曲线相关联的幅值和偏差，并且θ表明旋转磁体在磁传感器中的角度。第一区域能够与θ的大约315度到大约135度的范围相对应。可以通过

定义第一区域中的输出，其中θ表明旋转磁体在磁传感器中的角度，offset是第一和第二波形相对于地的垂直偏移。A是第一和第二波形的幅值，并且k是影响输出的增益和垂直偏移的实数。信号处理模块可以包括模拟乘法器。传感器可以提供在单个衬底上。传感器能够包括具有多个极对的磁体以增加波形频率，用于降低最大角度误差的磁体。

在本发明的另一方面，一种传感器包括用于生成角度位置信息的磁位置感测元件、用于生成与所述角度位置信息相对应的第一波形的第一信号生成器、用于生成与所述角度位置信息相对应的第二波形的第二信号生成器，其中所述第一和第二波形偏移预定量。该传感器还包括用于使第一波形反相以提供第一反相波形的第一反相器以及用于使第二波形反相以提供第二反相波形的第二反相器，其中所述第一和第二波形关于偏移电压反相，以及用于根据所述第一波形、第二波形、第一反相波形和第二反相波形生成线性输出信号的模拟信号处理模块。

该传感器可以包括各种特征中的一个或者多个。可以由信号处理模块在第一区域中使用第一和第二波形并且在第二区域中使用第一反相波形和第二反相波形以生成线性输出信号。第一区域可以与对于位置感测元件的大约180度角度位置相对应。区域指示符可以表明第一和第二操作区域。

在本发明的另一方面，一种传感器包括信号生成器模块，所述信号生成器模块包括位置传感器、耦合到所述信号生成器模块的信号反相模块、以及耦合到所述信号反相模块以生成与所述位置传感器的角度位置相对应的输出信号的模拟信号处理模块。在一个实施例中，在单个衬底上设置传感器。

在本发明的另一方面，一种方法包括设置包括磁位置感测元件的信号生成器模块，将信号反相模块耦合到所述信号生成器模块，并且将模拟信号处理模块耦合到所述信号反相模块以生成与来自所述位置感测元件的信息相对应的线性输出信号。

所述方法可以包括在单个衬底上设置所述信号生成器模块、所述信号反相模块以及所述信号处理模块，生成与来自所述位置感测元件的信息相对应的第一和第二波形，以及使所述第一和第二波形反相以生成线性输出信号的步骤中的一个或者多个。

在本发明的另一方面，一种传感器包括磁体、相对于所述磁体定位以检测附接到所述磁体的部件的旋转的第一，第二和第三传感器元件、以及模拟信号处理模块，用于处理来自所述第一，第二和第三传感器元件的输出信号并且生成来自所述第一传感器元件的第一信号以及来自所述第二和第三传感器元件的第二信号，通过最大化所述第一和第二信号的正交关系最小化所述第一，第二和第三传感器元件相对于所述磁体的位置未对准效应。

所述传感器可以还包括下面特征中的一个或者多个：所述传感器元件包括霍尔元件，所述传感器包括第四传感器元件并且所述第二信号是差分的，所述第一传感器元件是生成第一输出信号T的TOP，所述第二传感器元件是生成第二输出信号R的RIGHT，并且所述第三传感器元件是生成输出信号L的LEFT，其中所述第一信号是Vsin(θ)＝V霍尔(T)并且所述第二信号是Vcos(θ)＝V霍尔(L)+V霍尔(R)，所述元件是通轴(through shaft)。

在本发明的另一方面，一种方法包括设置相对于磁体定位以检测附接到所述磁体的部件的旋转的第一、第二和第三传感器元件；以及处理来自所述第一、第二和第三传感器元件的输出信号以生成来自所述第一传感器元件的第一信号以及来自所述第二和第三传感器元件的第二信号，通过最大化所述第一和第二信号的正交关系最小化所述第一、第二和第三传感器元件相对于所述磁体的位置未对准效应。

附图说明

根据下面对附图的描述，将更加充分理解本发明的前述特征以及本发明本身，在附图中：

图1是根据本发明的示例性模拟角度传感器的方框图；

图1A是根据本发明能够形成传感器一部分的霍尔元件的图形表示；

图2是模型化的正弦和余弦信号、正弦和余弦信号的平均以及基于等式1的关系的输出信号的图形说明；

图3是具有反相区域的模型化的正弦、余弦、平均和输出信号的图形说明；

图4是表示用于线性和非线性输出区域的区域指示符信号的图形说明；

图5是根据本发明的模拟角度传感器的示例性电路实现；

图6是图5的电路的信号生成部分的电路图；

图7是图5的电路的信号反相部分的电路图；

图8是图5的电路的信号处理部分的电路图；以及

图9是根据本发明的示例性传感器封装的图形表示；

图9A是具有第一和第二管芯的传感器的方框图；

图10是根据本发明示例性实施例由角度传感器生成的信号的图形表示；

图11是环形磁体和传感器以及正弦和余弦信号的图形表示；

图11A是能够生成正弦和余弦信号的圆环形状的多极磁体的图形表示；

图12是由图11的结构生成的信号的图形表示；

图13是环形磁体和传感器以及正弦和余弦信号的图形表示；

图14是环形磁体和传感器以及正弦和余弦信号的另一图形表示；

图15是包括在正弦信号的一个周期上生成的斜坡的信号的图形表示；

图16是第一区域解码器比特的图形表示；

图17是第二区域解码器比特的图形表示；

图18是示例性实现的电路图；

图19是图18的电路的仿真的图形表示；

图20是补偿波形平均的图形表示；

图21是波形平均的示例性实现的电路图；

图22是两个偏移霍尔元件以及生成的信号的图形表示；

图23是第一信号处理步骤的图形表示；

图24是第二信号处理步骤的图形表示；

图25是第三信号处理步骤的图形表示；

图26是表示输入增益因数、输入角度以及输出角度的图形表示；

图27是表示示例性实现的电路图；

图28是表示图27的电路的另一示例性实现的电路图；

图29是第一信号处理步骤的图形表示；

图30是第二信号处理步骤的图形表示；

图31是第三信号处理步骤的图形表示：

图32是第四信号处理步骤的图形表示；

图33是第五信号处理步骤的图形表示；

图34是第六信号处理步骤的图形表示；

图35是示例性实现的电路图；

图36是对于图35的电路的仿真输出的图形表示；

图37是AGC和/或AOC时序电路的示意性表示；以及

图38是图37的电路中的信号的图形表示。

图39是根据本发明示例性实施例的位置传感器的示意性表示；

图40A是传感器元件输出信号的图形表示，并且图40B是根据输出信号的差分信号的图形表示；

图41A是传感器元件与磁体之间未对准时传感器元件输出信号的图形表示，并且图41B是根据输出信号的差分信号的图形表示；

图42A是传感器元件与磁体之间未对准时传感器元件输出信号的图形表示，并且图42B是根据输出信号的差分信号的图形表示；

图43是根据本发明示例性实施例表示用于设置使用差分信号的传感器的步骤的示例性顺序的流程图；

图44是根据本发明示例性实施例具有增益的幅值以进行匹配和组合从而生成具有正交关系的正弦曲线的图形表示；

图45是用于各种匹配输入幅值的输出相位的图形表示；

图46A和46B是示例性处理操作的电路表示；

图47是根据本发明示例性实施例具有反馈的增益控制电路的示意性表示；

图48是根据本发明示例性实施例的传感器的方框图；

图49是具有环形磁体和传感器元件的通轴的图形表示；

图50是传感器元件信号的图形表示；

图51是经处理的传感器元件信号的图形表示；

图52是表示插值和线性化处理的方框图；

图53是输出误差的图形表示；

图54是线性化之后的输出误差的图形表示；以及

图55是表示用于处理传感器元件信息的步骤的示例性顺序的流程图。

具体实施方式

图1示出了具有信号生成模块102的模拟位置传感器100，信号生成模块102用于根据设置的磁传感器生成到可选的信号反相模块104的波形，该信号反相模块104生成该波形的反相版本。信号处理模块106实现该波形的模拟代数操作(manipulation)。信号操作模块106生成与角度位置成比例的线性输出电压。在一个实施例中，在单个硅衬底上设置所述传感器。

图1A示出了表示为具有永磁体152的示例性霍尔效应器件150的磁传感器，所述永磁体152具有用于生成正弦波的第一磁传感器154以及与该第一传感器成九十度放置用于生成余弦波的第二磁传感器156。可以根据所述正弦和余弦信号确定旋转磁体152的角度位置θ以提供线性传感器输出。在示例性实施例中，传感器电路具有360°感测范围并且在单个电源上操作。

在一个实施例中，根据在下面的等式1中阐述的关系生成传感器输出：

output = \frac{A \sin (θ) + offset}{\frac{1}{k} (A \sin (θ) + A \cos (θ) + 2 \times offset)}

等式(1)

其中，output是传感器输出，A是生成的正弦和余弦信号的幅值，offset是正弦信号相对于地的垂直偏移，并且k是任意的实数，其中k影响最终传感器输出的增益和垂直偏移。通常，应该设置k的值以使得输出的数学值落入期望的操作范围之内。

图2示出了对于等式1的模型化的输入正弦信号和输出。示出了正弦波200和余弦波202以及所述正弦和余弦信号的平均信号204。还示出了输出信号206(sin/(sin/2+cos/2))。注意到，(sin/(sin/2+cos/2))体现与等式1所描述的正弦曲线相关联的幅值和偏移。可以看出，如果保持下面等式2和3中的关系，则等式1产生在大约315°到135°的第一区域中具有高度线性度的输出信号206：

等式(2)

等式(3)

在135°到315°的第二区域中，与第一区域相比，在偏移电压周围使输入正弦曲线反相。所说明的模型假设A＝2伏特，offset＝2.5伏特，并且k＝2。

利用这些观察，可以修改等式1的模型以使得输出信号在两个区域中具有相同程度的线性度并且在这两个区域上是周期性的。在一个特定实施例中，如图3所示，如果波形落入135°到315°(第二区域)的范围内，则通过使所述波形反相来执行所述修改。如图所示，在135°到315°的范围中使正弦波200’、余弦波202’以及平均信号204’反相，所述范围对应于-sin(θ)＞cos(θ)，其中-sin(θ)是指正弦波关于偏移电压的反相，sin(θ)和cos(θ)体现与由等式1描述的正弦曲线相关联的幅值和偏移。示例性参数是A＝2伏特，offset＝2.5伏特并且k＝2。

如图4所示，可以使用区域指示符250识别反相或者135°到315°的第二区域，可以将其提供为比特，表明是否-sin(θ)＞cos(θ)，其中-sin(θ)是指正弦波关于偏移电压的反相，sin(θ)和cos(θ)体现与正弦曲线相关联的幅值和偏移。如上所述，等式1的修改模型产生在180°范围上是周期性的输出。为了提供360°感测范围，可以使用下面来定义第一和第二区域：

如果-sin(θ)＞cos(θ)

则输出区域＝0°到180°(其中θ从315°到135°的第一区域)

否则

输出区域＝180°到360°(其中θ从135°到315°的第二区域)可选地，区域指示符250可以用于垂直向上移位180°到360°的传感器输出或者第二区域以创建线性斜坡。垂直移位的幅值取决于变量k。

图5示出了根据本发明模拟位置传感器200的示例性电路实现。传感器200包括图1的信号生成、信号反相以及信号处理模块102、104、106的示例性实现，这将在下面进行详细描述。

图6示出了包括第一和第二霍尔效应器件302、304的信号生成模块102的一个电路实现，所述第一和第二霍尔效应器件302、304中的每一个包括霍尔板306以及具有偏移修整和增益修整输入的放大器308。可选地，可以调节增益和偏移修整值，例如通过自动增益控制和/或自动偏移调节。第一霍尔效应器件302输出sin(θ)信号并且第二霍尔效应器件304输出cos(θ)信号，其中θ代表旋转磁体的位置。

尽管所说明的实施例使用线性霍尔效应器件提供正弦信号的生成，但是可以使用各种其它磁传感器，例如磁阻(MR)、磁控晶体管、巨磁控晶体管(GMR)传感器或者各向异性磁阻(AMR)传感器。此外，尽管示出了正弦波，但是应该理解，可以使用其它适合的波形来满足特定应用的需要。

第一信号反相器310使sin(θ)信号反相以提供-sin(θ)信号(其中，-sin(θ)关于偏移反相)，并且第二信号反相器312使cos(θ)信号反相以提供-cos(θ)信号(其中，-cos(θ)关于偏移反相)。利用反相器310、312，sin(θ)、-sin(θ)、cos(θ)以及-cos(θ)中的每一个都适用于信号反相模块104(图7)。比较器314接收cos(θ)和-sin(θ)作为输入以生成区域指示符比特(如上所述，反相或者非反相的正弦和余弦信号)。比较器314实现上述-sin(θ)＞cos(θ)的确定以生成区域指示符比特。

信号生成模块102还包括调节电源316，例如5V，以及偏置参考电压318，例如2.5V。尽管在示例性实施例中使用5V的电源电压，但是在满足等式(2)和(3)中说明的关系的同时，可以改变使用的特定电压。

图7示出了示例性信号反相模块104电路实现以使得从磁传感器302、304(图6)在135°-315°(第二)区域中生成的正弦信号反相。在说明性的实现中，将原始(sin(θ)和cos(θ))信号和反相信号(-sin(θ)和-cos(θ))作为输入提供到2输入模拟复用器350。比较器314输出，能够与图4的区域指示符比特250相对应，控制复用器350的输出。即，区域指示符比特250确定反相或者非反相的信号是否从模拟复用器250输出。可以利用各自的放大器352、354缓冲复用器250输出以输入到信号处理模块106(图8)。

图8示出了使用具有第一和第二电阻器R1、R2的电阻分压器实现增益因数k的示例性信号处理电路106实现。注意到，由于在示例性实施例中k＝2，再调用下面的等式(1)，这可以工作。

output = \frac{A \sin (θ) + offset}{\frac{1}{k} (A \sin (θ) + A \cos (θ) + 2 \times offset)}

等式(1)

位于电阻器R1、R2之间的点提供(sin(θ)+cos(θ))/2。该信号被缓冲并且输入到模拟乘法器400。提供sin(θ)信号作为到模拟乘法器400的第二输入(等式1中的分子)，使用模拟乘法器400提供隐式除法。应该理解，根据等式4，该电路包括对于多个区域线性度的波形反相。

在一个特定实施例中，模拟乘法器400在单个电源上操作并且假设地等于数学零。应该理解，其它电路实施例可以利用例如0.5V的各种电压作为“地”进行操作以例如避免与地差异相关联的效果。注意到，该除法操作仅要求两个正交除法(或者乘法)，由于假设两个输入信号在数学上都为正。在所说明的实施例中，处理来自模拟乘法器400的输出以对于在0.5V到4.5V范围内的输出提供增益和偏移校正。

可以使用本领域普通技术人员公知的处理和技术在单个衬底上实现图5的电路。

尽管将本发明主要表示和描述为实现特定的代数关系以在单个衬底上实现模拟位置传感器，但是应该理解，也可以实现其它代数关系。

在另一实施例中，如下所述可以实现可选的算法。再次参照等式1，

output = \frac{A \sin (θ) + offset}{\frac{1}{k} (A \sin (θ) + A \cos (θ) + 2 \times offset)}

等式(1)

其中，output是传感器输出，A是生成的正弦和余弦信号的幅值，offset是正弦信号相对于地的垂直偏移，并且k是任意实数，其中k影响最终传感器输出的增益和垂直偏移。

为了反映反相，可以将等式1在数学上表示为如在等式4中所阐述的：

output = \frac{&PlusMinus; A \sin (θ) + offset}{\frac{A}{k} (&PlusMinus; \sin (θ) &PlusMinus; \cos (θ)) + 2 \times offset}

等式(4)

或者，表示为下面的等式5：

output = \frac{A \sin (θ) &PlusMinus; offset}{\frac{A}{k} (\sin (θ) + \cos (θ)) &PlusMinus; offset}

等式(5)

然后在下面情况时应用反相，即“-”项：

2×offset-(Asin(θ)+offset)＞Acos(θ)+offset 等式(6)

或者

\frac{A \sin (θ) + A \cos (θ) + 2 \times offset}{2} < offset

等式(7)

为了获得该算法的可选形式，可以将等式5简化为：

使分子和分母同时乘以

以生成等式8中的结果：

output = \frac{k \sin (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}{\sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}

等式(8)

如等式(9)所示，在分子中插入加和减cos(θ)：

output = \frac{k \sin (θ) + \cos (θ) - \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}{\sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}

等式(9)

根据等式(10)在分子中插入加和减sin(θ)。

output = \frac{k \sin (θ) - \sin (θ) - \cos (θ) + \sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}{\sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}

等式(10)

在等式11中，从分子中的“ksin(θ)-sin(θ)”项中提取因子sin(θ)。

output = \frac{(k - 1) \sin (θ) - \cos (θ) + \sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}{\sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}

等式(11)

注意到分子和分母中的共同项

可以将等式11重写为等式12：

output = 1 + \frac{(k - 1) \sin (θ) - \cos (θ)}{\sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}

等式(12)

注意到，如果意识到常数项“1”是DC偏移，则由于该偏移不会改变输出的整体线性度而可以消除该偏移，如等式13所示。

output = \frac{(k - 1) \sin (θ) - \cos (θ)}{\sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{k \times offset}{A}}

等式(13)

现在考虑k是仅影响输出的最终增益和偏移的常数。可以固定该常数以使得如在上述示例中k＝2。这可以在等式14中表示：

output = \frac{\sin (θ) - \cos (θ)}{\sin (θ) + \cos (θ) &PlusMinus; \frac{2 \times offset}{A}}

等式(14)

由于已知

并且

可以将等式14改写为等式15：

等式(15)

使等式右侧的分子和分母除以产生等式16的关系：

等式(16)

注意到，分子中的正弦项sin(θ-45°)与分母中的正弦项sin(θ+45°)相差90°的相位。因为这个，可以分别使用sin(θ)和cos(θ)代替分子和分母，如在下面的等式17所示：

output = \frac{\sin (θ)}{\cos (θ) &PlusMinus; \frac{\sqrt{2} \times offset}{A}}

等式(17)

这将反相点(即，应用“-”项)改变为：0＞cos(θ)。而且，现在输出的相位与反正切相等地对准而不是输出的相位与反正切相差45°。

注意到，现在正弦曲线具有统一增益：sin(θ)具有零偏移，而cos(θ)具有有限偏移(即，cos(θ)具有等于

的偏移)。由于变量A和偏移不再代表正弦曲线的实际增益和偏移，可以将该常数识别为可以被称为b的数字。再次改写得到等式18中阐述的关系：

output = \frac{\sin (θ)}{\cos (θ) &PlusMinus; b}

等式(18)

输出的线性度取决于常数项的值。先前示例表示为A＝2并且offset＝2.5V。在简明的“猜想”中，理想的常数项b大致等于1.7678。通过改变b的值可以稍微改善输出的线性度。将意识到，可以根据需要调节等式18的关系，例如为了适合上面的原始规范。如果sin(θ)和cos(θ)具有某一增益A，则常数b必须也变为A的函数，如在等式19中所示：

output = \frac{A \sin (θ)}{A \cos (θ) &PlusMinus; Ab}

等式(19)

使用自动增益控制或者使用等式20的公知的三角恒等式关系，可以知道A的值：

A = \sqrt{{(A \sin (θ))}^{2} + {(A \cos (θ))}^{2}}

等式(20)

图9示出了具有说明性引脚分配Vcc和Gnd的示例性传感器封装500，具有sin(θ)和cos(θ)引脚、区域指示符和位置输出信号。应该意识到，各种引脚分配配置是可能的。在一个实施例中，传感器封装包括单个衬底502上的传感器。

对于示例性传感器实现，可以期望提供一种与电源电压成比例的角度传感器的输出以使得能够与诸如ADC(模数转换器)的各种电路的LSB(最低有效位)接口。如上所述，为了使除法级的输出与电源电压成比例，可以应用下面的关系：k＝0.4*电源，A＝0.4*电源并且offset＝0.5*电源。只要保持这些关系，就能成比例地调节传感器输出。可选地，假设电源＝5V，则如果仅允许A和offset成比例，则无论电源下降多低(假设其不削减输出)，除法器级的输出将精确地相同。通过利用电源/5调节除法级的输出可以实现比例性。应该理解，使用其它机制可以实现比例性。

根据本发明的示例性实施例在单个衬底上实现模拟传感器与具有数字信号处理核的传统传感器相比利用更少的部件提供更小的封装。在一个特定实施例中，传感器包括单个管芯上的AMR和电路。在其它实施例中，角度传感器可以具有多个管芯，例如用于GMR、AMR、GaAs和各种硅霍尔传感器。在图9A所示的一个特定实施例中，角度传感器包括具有用于电路的CMOS工艺的第一管芯D1以及为传感器提供不同的霍尔板掺杂的第二管芯D2的多个管芯。其它实施例包括具有信号处理的一个管芯以及两个GaAs管芯和/或两个MR管芯。应该注意到，GMR管芯在灵敏度的不同平面中作用以使得需要正确放置传感器，例如更加接近旋转轴的中心。此外，与传统设备相比，可以降低制造成本并且将很快达到稳态条件。

在本发明的另一方面，角度传感器增加正弦频率以提供更高的输出分辨率。已经知道，在两个90°机械偏移的磁传感器上方旋转径向双极盘状磁体将生成正弦/余弦信号对作为磁传感器的输出。磁体的一个360°旋转将与正弦和余弦信号的一个周期相对应。通过在一个360°旋转上增加正弦曲线的频率，在角度感测方面实现更高的输出分辨率。

如上所述，通过将90°机械偏移的两个磁传感器放置在旋转的径向双极盘状磁体中心的周围，可以生成用于角度感测应用的一对正弦/余弦信号。将90°机械偏移的两个霍尔板放置在径向双极盘状磁体中心的周围产生正弦/余弦信号对。

在使用这两个正弦曲线作为角度感测算法，例如上面等式1中描述的算法的输入时，输出呈现为如图10中所示。按照下面的等式21计算输出的最大角度误差：

V_{ERROR_MAX} = MAX (θ_{EXPECTED} (θ) - \frac{V_{OUT} (θ) - V_{OFFSET}}{V_{FULL_SCALE}}) \times θ_{RANGE}

等式(21)

其中θ_EXPECTED(θ)是在给定角度θ处的期望角度输出，V_OUT(θ)是在给定角度θ处磁传感器的期望输出电压，V_OFFSET是输出电压的偏移，V_{FULL_SCALE}是输出电压的全刻度电压范围，并且θ_RANGE是输出电压斜坡的角度范围。示出了正弦和余弦信号600、602以及输出电压V_OUT(θ)604。

在等式21中观察到误差是输出的角度范围θ_RANGE的函数。如果在固定其它变量的同时降低θ_RANGE，则可以降低最大角度误差(V_{ERROR_MAX})。

可以通过在磁体的一个360°旋转上增加正弦曲线的频率来降低θ_RANGE。如果例如使用环形磁体代替径向双极盘状磁体，则可以在单个旋转中生成更多的正弦曲线。例如，如果使用三极对磁体，则如图11所示，正弦曲线的频率增加三倍，并且因此如图12所示，θ_RANGE降低三倍。如果θ_RANGE降低给定的倍数，则V_{ERROR_MAX}将降低相同的倍数。图11A示出了表示多极“圆环”磁体的可选实施例。磁化从中心成辐射状向外。

在图11的配置中，在具有奇数个(即，三个)极的环形磁体654上，第一和第二传感器650、652偏移九十度。图12图形化示出了对于图11的配置的信号，正弦、余弦和V_OUT输出信号656、658、660以及θ_RANGE 662和V_OFFSET664。

在下面的等式22和等式23的计算中示出了误差的降低。

V_{ERROR_MAX} = MAX (\frac{θ_{EXPECTED} (θ)}{3} - \frac{V_{OUT} (θ) - V_{OFFSET}}{V_{FULL_SCALE}} \times \frac{θ_{RANGE}}{3})

等式(22)

V_{ERROR_MAX} = \frac{1}{3} MAX (θ_{EXPECTED} (θ) - \frac{V_{OUT} (θ) - V_{OFFSET}}{V_{FULL_SCALE}} \times θ_{RANGE})

等式(23)

应该理解，可以将利用环形磁体增加正弦曲线的频率应用到任何数量的极对组合中。注意到，给定的环形磁体可以具有生成相同的sin(θ)和cos(θ)信号的几个不同的可能传感器布置。尽管将示例性实施例表示和描述为具有环形磁体，但是应该理解，可以使用其它适合的设备生成波形。

图13和14示出了具有两个极对的环形磁体的示例性磁传感器布置。图13示出了具有第一和第二极对的环形磁体700。第一传感器702放置在北极/南极的交叉处，并且第二传感器704放置在分离大约四十五度的相邻南极处。图14示出了具有位于南极/北极的交叉点处的第一传感器752以及位于分离大约135度的非相邻的南极中的第二传感器的环形磁体750。可以看出，对于两种配置，所产生的正弦和余弦信号相同。

如上所述，可以使用区域指示符比特来区分在正弦输入的单个周期上的两个相邻输出斜坡。

在多极实施例中，可以使用区域指示符比特来区分环形磁体的360度旋转上的多个输出斜坡。使用区域指示符比特作为到计数器的输入，可以确定磁体操作的角度区域。在循环通过所有区域之后，计数器可以复位回到零。只要设备在公知的角度区域(例如，对于“磁体”磁化的四个区域的情况是0°-90°)中开始并且磁体沿一个方向旋转，这种方案就可以工作。如果磁体在两个方向上旋转，则可以使用向上/向下计数器并且结合方向检测算法来确定操作区域。然而，设备必须在公知的角度区域中开始。

可以使用下面的等式24计算由环形磁体生成的输出斜坡的数量(即，可分辨区域的数量)，每一个斜坡跨度和角度区域由等式25给出。

区域的数量＝2×(极对的数量) 等式(24)

等式(25)

例如，使用等式24，可以计算具有两个极对的环形磁体与该磁体的一个完整旋转上的四个输出斜坡相对应。比特状态中的每一个变化与90°的区域中的变化相对应(根据等式25)。如在下面的表1中所阐述的，可以区分操作区域。

表1操作区域

计数器状态	操作区域
		0	0-90°
1	90°-180°
		2	180°-270°
3	270°-360°

如图15所示，区域指示符比特区分在正弦信号的一个周期上生成的第一和第二斜坡802、804。如果将区域指示符比特作为到计数器的输入进行发送，则可以使用计数器来区分在磁体的360°旋转上的四个90°操作区域。

尽管示例性实施例讨论了霍尔效应传感器的使用，但是对于本领域的普通技术人员来说很明显，也可以使用其它类型的磁场传感器来代替霍尔元件或者与霍尔元件结合使用。例如，该器件可以使用各向异性磁阻(AMR)传感器和/或巨磁阻(GMR)传感器。在GMR传感器的情况中，GMR元件旨在覆盖由多个材料栈构成的传感器的范围，该多个材料栈例如：线性旋转阀、隧道磁阻(TMR)或者巨磁阻(CMR)传感器。在其它实施例中，传感器包括后向偏置磁体以感测软磁元件和/或目标的旋转。

在本发明的另一方面，需要用于增加通过在霍尔元件上旋转单极磁体创建的正弦信号的频率的信号处理电路处理来自磁传感器的输出电压并且在应用到诸如在上面等式1中描述的角度感测算法时生成能够用于获得更好分辨率的更大频率的信号。

如上所述，通过在两个单独的霍尔元件上旋转单个双极磁体能够生成根据正弦和余弦输入的线性输出。利用线性化信号，输出中y伏特的变化直接与x旋转角度相对应。根据本发明的示例性实施例，增加输入正弦曲线的频率通过增加在360°周期上的线性输出斜坡的数量而又增加输出分辨率。

在数学上，使用下面的三角恒等式二倍角关系来增加输入正弦曲线的频率是可能的：

sin(2θ)＝2sin(θ)cos(θ) 等式(26)

cos(2θ)＝cos²(θ)-sin²(θ) 等式(27)

如果将由等式26和27产生的倍增频率信号作为到等式1的角度感测机制的输入进行发送，则输出将在360°的旋转上具有四个线性斜坡。该线性斜坡的双倍将导致角度感测的整体分辨率的倍增。

对输出进行解码以区分0-90°，90°-180°，180°-270°以及270°-360°之间的四个斜坡。可以使用下面的四个比特进行解码，例如在表1中所示。

表1：用于区分每一个输出斜坡的操作区域的解码器比特

角度区域	解码器比特1的值	解码器比特2的值
			0-90°	低	低
90°-180°	低	高
			180°-270°	高	低
270°-360°	高	高

在示例性实施例中，可以按照下面生成解码器比特一：

如果sin(θ+22.5°)＞offset

比特1＝低

否则

比特1＝高

其中，offset是正弦信号相对于数学零(例如，地)的垂直偏移。注意到，确定解码器比特一的复杂性是先前角度感测关系的输出中-45°相移的结果。可以改变该-45°相移，因而通过使用与等式1中描述的不同形式的算法来简化比较过程。

为了生成上述表1中解码器比特二的信号，可以利用下面的关系。

如果-sin(2θ)＞cos(2θ)

比特2＝低

否则

比特2＝高

图16示出了对于解码器比特一1001相对于输出1000的时序图并且图17示出了对于解码器比特二1002的时序图。

图18示出了上述角度感测机制的示例性示意实现1010。电路1010包括正弦输入1012和余弦输入1014。区域电路1016生成解码器比特一。代数电路108实现等式26和27以向例如图5中所示的电路的角度感测电路1020提供sin(2θ)和cos(2θ)。代数电路1018生成乘以二以及cos²(θ)并且减去sin²(θ)的分量信号sin(θ)和cos(θ)。

图19示出了图18的电路的仿真输出1044。仿真输入正弦1040和余弦1042信号具有1kHz的频率。注意到，可以利用输入信号的任何分数增加频率以增加分辨率。例如：

\sin (\frac{3}{2} θ) = \sin (θ + \frac{θ}{2}) = \sin (θ) (&PlusMinus; \sqrt{\frac{1 + \cos (θ)}{2}}) + \cos (θ) (&PlusMinus; \sqrt{\frac{1 - \cos (θ)}{2}})

等式(28)

\cos (\frac{3}{2} θ) = \cos (θ + \frac{θ}{2}) = \cos (θ) (&PlusMinus; \sqrt{\frac{1 + \cos (θ)}{2}}) + \sin (θ) (&PlusMinus; \sqrt{\frac{1 - \cos (θ)}{2}})

等式(29)

输出中线性斜坡的数量与输入的频率成比例；例如使用等式28和29，将存在三个线性输出斜坡。解码电路可以区分每一个线性斜坡的操作区域。

在本发明的另一方面，角度感测输出具有能够与第二信号相互补偿的非线性波形以使得两个信号的平均值具有增强的线性度。

将等式1拷贝如下：

output = \frac{A \sin (θ) + offset}{\frac{1}{k} (A \sin (θ) + A \cos (θ) + 2 \times offset)}

等式(1)

其中，output是传感器输出，A是生成的正弦和余弦信号的幅值，offset是正弦信号相对于地的垂直偏移，并且k是任意实数。在将区域中的波形反相以在360度上实现相同的线性度(参见等式4)时，如果-sin(θ)＞cos(θ)时应用减号。对等式1执行代数操作呈现出，在不隐藏在下面的等式30中说明的线性度属性的情况下，可以按照更加简单的数学形式表示。

output = \frac{A \sin (θ)}{A \cos (θ) &PlusMinus; offset}

等式(30)

其中，output是传感器输出，A是生成的正弦和余弦信号的幅值，并且offset是余弦相对于地的垂直偏移。如果cos(θ)＜0则应用减号。假设输入正弦曲线的一个周期与磁体的一个360度旋转相对应，回忆到等式1和30的输出不是真正线性的，而是具有±0.33度的理论最佳情况的最大误差。

可以选择生成非线性波形并且用于等式30中的offset值的值。然后可以生成与第一波形具有补偿非线性度的第二波形。在一个实施例中，通过使用等式30的稍微修改版本来执行，如在下面的等式31中所示。第一和第二波形的平均可以比等式30单独的最佳情况误差具有更高程度的线性度。

考虑上面的等式30以及下面的等式31：

output = \frac{A \sin (θ)}{Ak \cos (θ) &PlusMinus; offset}

等式(31)

其中，k是调节因数。注意到A和offset对于两个等式具有相同的值。选择k＝0.309和offset＝1.02A的值产生图20中所示的波形。等式30的输出1100和等式31的输出1102表示其各自的非线性度彼此补偿以使得两个波形的平均具有更高程度的线性度。对于上面选择的offset和k的值，所产生的输出具有0.029度的最佳情况最大误差。

对波形1100、1102进行平均导致具有0.029°的最佳情况最大误差的输出。这是与没有本发明的补偿波形平均相比更小的幅值数量级。

通过下面的等式32描述最终输出：

output = \frac{1}{2} (\frac{A \sin (θ)}{A \cos (θ) &PlusMinus; offset} + \frac{A \sin (θ)}{Ak \cos (θ) &PlusMinus; offset})

等式(32)

其中，A是正弦和余弦的幅值，offset是余弦的偏移，并且k是调节因数。在cos(θ)＜0时应用反相(即，减号)。下面的图21示出了等式32在电路中的示例性实现。

注意到，可以对由等式30产生的具有不同偏移的两个波形执行这里描述的相同平均技术，如在等式33中所示。

output = \frac{1}{2} (\frac{A \sin (θ)}{A \cos (θ) &PlusMinus; offset 1} + \frac{A \sin (θ)}{Ak \cos (θ) &PlusMinus; offset 2})

等式(33)

例如，如果offset1＝1.36且offset2＝4.76，则等式33的输出具有大约±0.15°的误差。

在本发明的另一方面，电路集成两个磁传感器以及生成根据两个传感器输出推导的第三正弦信号所需的信号处理电路。使用这三个信号，修整两个正弦信号之间的相位差。在角度感测、齿轮齿感测和其它应用中，修整两个正弦信号之间的相位差是有利的。该特征在修整由于下面原因导致的传感器未对准时尤其有利：

-在最终传感器安装期间的制造布置公差(即，盘状磁体相对于角度传感器未对准)

-影响没有设置在单个衬底上的两个霍尔或者MR传感器的相对布置的制造布置公差。这在硅信号处理管芯与两个或者多个GaAs霍尔板或者MR(磁阻传感器)接口的情况中是有利的。

对于角度感测应用所需的生成一对正弦/余弦信号的传统方案是在旋转磁体的中心周围以90°机械偏移放置两个霍尔板。该方案的缺点在于霍尔板的90°机械偏移的任何未对准导致正弦和余弦信号之间的相位误差。机械未对准的主要源来自终端用户不能在设备封装上方精确对准磁体。例如，干分之五寸的磁体放置未对准能够导致高达大约±8.33°的相位误差。对于反正切算法，这样的相位误差转换为大致±8°的角度误差。相位误差是角度感测算法中误差的主导源。

根据本发明的示例性实施例，修整在霍尔/MR生成的正弦/余弦信号之间的相位差，如在下面将详细描述的。注意到，在使用九十度偏移传感器构建cos(θ)时该修整会很难实现。

可以采用等式34、35和36中的关系以提供根据本发明示例性实施例的调整。

Csin(θ+γ)＝Asin(θ+α)+Bsin(θ+β) 等式(34)

C = \sqrt{A^{2} + B^{2} + 2 AB \cos (α + β)}

等式(35)

γ = \arccos (\frac{A \cos (α) + B \cos (β)}{C}) sgn (\frac{A \sin (α) + B \sin (β)}{C})

等式(36)

其中，A、B和C是各自正弦曲线的增益，并且α、β、γ是它们的相位。下面描述用于构建cos(θ)的示例性技术。

如图22所示，首先通过各自的霍尔元件1200、1202生成第一和第二霍尔信号s₁和s₂。使s₁＝Asin(θ)，其中A是某一任意增益。注意到，假设Asin(θ)是参考信号并且因此没有与其相关联的相位误差。使s₂＝Asin(θ+β)，其中90°＜β＜180°。例如，如果A＝1并且β＝125°，则s₁＝Asin(θ)并且s₂＝sin(θ+125°)。通过相对于s₁机械相位偏移地放置第二霍尔来生成s₂。

可以使用下面的等式37、38和39将两个生成的信号与余弦相关。

Ccos(θ)＝Asin(θ)+GAsin(θ+β) 等式(37)

G = - \frac{1}{\cos (β)}

等式(38)

C = A \sqrt{\frac{1}{\cos^{2} (β)} - 1}

等式(39)

其中，G是增益因数并且C是所产生的余弦信号的幅值。

可以使第二信号s₂增益G。其中β＝125°，可以计算(等式38)G＝1.74。结果，如图23所示，s₂＝1.74sin(θ+125°)。

现在使s₃＝s₁+s₂。如等式37所说明的，s₃＝Ccos(θ)，其中可以使用等式39计算C。在该示例中，C＝1.43，因此如图24所示，s₃＝1.43cos(θ)，其中将Asin(θ)和Gasin(θ+β)相加以获得Ccos(θ)。

然后衰减第三信号s₃以使得其幅值与第一信号s₁的幅值匹配。这产生s₁＝sin(θ)并且s₃＝cos(θ)，如图25所示。

在如上所述构建相移的余弦信号之后，可以修整余弦的相位。通过对由在两个机械偏移的霍尔元件上方旋转磁体生成的信号进行加和来构建余弦。假设由于s₁(等于Asin(θ))是参考信号而没有与其相关联的相位误差。通过s₂的相位β以及s₂的增益因数G确定s₃的相位。s₃＝Csin(θ+γ)，其中γ在下面的等式40中给出。

γ = \arccos (\frac{1 + G \cos (β)}{\sqrt{G^{2} + 2 G \cos (β) + 1}})

等式(40)

理想的是，由于Csin(θ+90°)＝Ccos(θ)，γ等于90°。

已知s₂可能会由于磁体未对准而具有相位差，并且其相位差将直接影响s₃的相位。然而，如在下面的示例中所示，通过调节s₂的增益，可以修整s₃的相位中的误差。

示例

假设期望生成下面的信号：

s₁＝sin(θ)

s₂＝Gsin(θ+125°)＝1.74sin(θ+125°)

s₃＝Csin(θ+90°)＝1.43sin(θ+90°)＝1.43cos(θ)

但是由于磁体未对准，下面的结果：

s₁＝sin(θ)

s₂＝1.74sin(θ+115°)

s₃＝2.14sin(θ+80.54°)

通过改变s₂的增益，可以“固定”s₃的相位。代替使G＝1.74，使G＝2.37。这将使s₂＝2.37sin(θ+115°)并且s₃＝2.14sin(θ+90°)。

图26示出了对于β的几个选择增益因数G如何影响输出相位，β是s₂相对于s₁的机械偏移。输出曲线在90°附近越陡，越容易经由改变增益因数G发现真实的γ。换句话说，对于在90°附近更陡的曲线，增益误差对于最终输出角度具有更少的影响。这在下面的表I中计算，其总结了输入相位β对构建90°相移信号的能力的影响。

表I：随着输入相位β减小，角度分辨率增加。假设增益因数G可以实现在±1％内来计算角度分辨率。

传感器的实际相位β	增益因数G的理想值	输出增益C的计算值	与理想90°的相位误差
				95°	11.474	11.430A	±0.06°
105°	3.864	3.732A	±0.16°
				115°	2.366	2.145A	±0.28°
125°	1.743	1.428A	±0.44°
				135°	1.414	A	±0.59°
145°	1.221	0.700A	±0.83°
				155°	1.103	0.466A	±1.29°

在实际应用中，可能β的最佳选择是115°。假设β＜±10°，则余弦相位的最差情况精确度将是±0.44°。接下来的步骤是调节C的增益以使得其与A匹配。在图27的示例性电路中实现构建余弦的该数学过程。根据两个输入霍尔信号Asin(θ)和AGsin(θ+β)生成余弦信号。为了调节β中的相位未对准，应该调节增益级。该示例假设A＝0.5V，G＝2.366并且β＝115°。

可以将用于修整余弦相位的相同技术应用于修整正弦的相位。更具体地说，重新设置等式39产生等式41中的结果：

S₁＝S₃-S₂或者等式(41)

Asin(θ)＝Ccos(θ)-GAsin(θ+β)

为了使Asin(θ)相移，可以将另一增益级加到s₂的输出并且应用等式41。考虑下面：

S₄＝XS₂ 等式(42)

YAsin(θ+α)＝Ccos(θ)-XGAsin(θ+β)

其中X和Y是增益因数并且α是移动的角度。可以使用上面对于余弦的相同原理来计算这些变量。图28示出了如何将Asin(θ)的相位调节加到图27的余弦构建电路。

在本发明的另一方面，使用可以是正弦曲线的单个波形来生成相应的余弦信号。如本领域中所公知的，研究角度感测电路的一个障碍是不依赖先前状态的存储而线性化正弦输入。如上所述，可以根据两个正弦输入提供线性输出，例如，通过在两个空间相移的霍尔元件上方旋转单极磁体生成正弦和余弦信号。在本发明的示例性实施例中，将三角恒等式应用到单个正弦输入以构建其相应的余弦信号。在一个实施例中，生成与输入正弦相对应的三角波。该三角波的生成不需要对先前状态的任何存储。

利用三角恒等式sin²(θ)+cos²(θ)＝1，可以将该三角恒等式写为等式42：

A²sin²(θ)+A²cos²(θ)＝A² 等式(42)

其中，A是增益因数并且θ是角度位置，求解cos(θ)的绝对值。重新设置等式42产生等式43的结果：

| A \cos (θ) | = = + \sqrt{A^{2} - A^{2} \sin^{2} (θ)}

等式(43)

其提供修正的cos(θ)。由于该等式的平方项使所有值为正，因此不能直接计算真实的cos(θ)信号。为了计算真实的cos(θ)，需要在合适的点处使修正的信号反相的指示符比特。

如上所述，使用修正的正弦信号能够计算线性输出。通过构建相应的余弦信号可以使正弦输入线性化。一开始，如图29所示，提供正弦输入Asin(θ)。如图30所示，控制该正弦曲线以具有形式A²sin²(θ)。然后可以如图31所示计算|Acos(θ)|。接下来的步骤使Asin(θ)和|Acos(θ)|增益常数G以符合等式44和45中的规则。

如图33所示，通过将GAsin(θ)加到G|Acos(θ)|生成反相的“手杖”(cane)波形。利用加法操作，该手杖波形将比GAsin(θ)和G|Acos(θ)|大

的因数。如图34所示，将该“手杖”波形除以修正的G|Acos(θ)|，可以在输出增益和偏移方面相应地修整其输出。输出波形与初始正弦曲线的峰值和波谷相对应。

对于示例性实施例中的优化结果，等式44和45中的关系应该为真：

GA＝0.596(offset) 等式(44)

offset≠0 等式(45)

其中，G是上述的增益因数并且offset是正弦信号相对于数学零(即，地)的垂直偏移。在不存在误差源的理想情况下，最小非线性度是0.328°。可以在电路中实现用于线性化正弦曲线的该过程，例如图35中所示的示例性电路中。将电路的输出表示为图36的对于输入正弦曲线1300和三角输出1302的仿真结果。对于该示例，输入正弦曲线具有1kHz的频率。

为了在360度角度感测应用中利用该算法，需要一种识别输出的负斜坡部分的方法。然而，这对于180度传感器将不需要。该识别可以是使负斜坡部分反相并且区分0-180°区域和180°-360°区域的指示符比特形式。该指示符比特可以采取用于识别磁场极性，即，南极和北极，的附加磁场传感器。没有该指示符比特，该算法将只能是0-180°的范围。注意到，由于该输出的相位具有-90°相移而不是-45°相移，因此该输出与等式1中的机制不同。对于等式1的实施例的相移，考虑0°是输出最小值的点。

在本发明的另一方面，控制输入正弦曲线的增益和偏移以减小最终输出误差。可以将自动增益控制(AGC)和自动偏移调节(AOA)应用到上述的角度感测实施例。例如，一个实施例使用偏移调节DAC(数字到模拟)以及从当前DAC接收输入电流以控制放大器的增益的增益单元跨导。专利号为7,026,808、6,919,720以及6,815,944的美国专利示出了示例性AGC电路，并且2006年4月17日递交的申请号为11/405,265的美国专利申请公开了示例性AOA实施例，这里引用上述专利和申请的全部内容作为参考。

在另一实施例中，具有增益控制的电路依赖输入是A₁sin(θ)和A₂cos(θ)的事实，其中A₁和A₂是信号的增益值。如果假设信号具有匹配的增益，(即，A₁＝A₂＝A)可以在电路中实现三角恒等式

以求解实际增益A。将正弦曲线调节A的某一因数(其中使用上面的等式计算A)将导致最终的恒定增益，而与由于气隙位移导致的变化无关。该增益控制方法对于具有零偏移和匹配增益的信号有效，并且能够结合其它AGC方法使用。

可以理解，例如能够在线测试和/或消费者最终测试结束处修整增益和偏移。也可以在设备上电时进行调节或者在运行模式期间动态改变。

如果期望在操作期间进行增益和偏移的动态调节，则设备可以具有启用或者禁止调节模式的校准引脚。该引脚还能够控制将AGC和AOA校正应用到输出的更新速度。可以通过时序机制控制更新频率或者该更新频率与该算法的最终输出斜坡的下降沿瞬变相对应。

图37和38示出了用于在运行模式期间经由时序机制控制AGC和AOA的速度的示例性技术。位于校准引脚CAL上的外部电容器C使中心节点充电。在电容器C上的电压达到V_REF时，比较器CO跳闸(trip)并且使电容器放电。比较器CO输出将瞬间脉冲升高。在比较器脉冲升高时可以更新AOA和AGC校正。选择不同尺寸的电容器能够控制比较器脉冲的速度。使CAL引脚变为低将关闭动态更新模式。

在本发明的另一方面，角度传感器使用来自频率独立的正弦曲线的第一和第二正交信号。利用该结构，能够提高传感器的精确度。

为了提供正交信号，可以使用差分(differentially)导致接近正交关系的四个传感器元件，例如霍尔元件。也可以使两个正弦曲线的幅值增益以匹配，然后对这两个信号进行加法和减法运算产生接近正交的关系。也可以组合这些技术。

下面详细描述的本发明的示例性实施例公开了如何根据频率独立的正弦曲线获得第一和第二正交信号。另一示例性实施例包括自动增益控制(AGC)技术的示例利用这些信号。

公知的角度感测算法使用两个输入正弦信号生成线性输出斜坡。这些算法依赖于两个输入正弦曲线之间的90°相位关系并且不能容忍与理想值的稍微相位改变。利用增强的正交生成第一和第二正弦信号有助于最小化角度感测算法中的误差并且对于自动增益控制(AGC)很有用。

图39示出了用于创建在未对准上具有接近正交关系的正弦曲线的示例性传感器实施例2000。如下所述，利用根据相对于旋转磁体2004设置的四个霍尔元件2002a-d生成的差分信号。

在说明性实施例中，沿着面向盘状磁体2004的方形配置取向四个霍尔元件2002。假设四个霍尔元件2002之间的中心点CP与盘状磁体2004的中心C对准。在所示的实施例中，第一霍尔元件2002a位于顶部，第二霍尔元件2002b位于右侧，第三霍尔元件2002c位于底部，并且第四霍尔元件2002d位于左侧。

传感器2000还包括用于执行下面详细描述的信号处理的至少一部分的信号处理模块2008。

从顶部信号减去底部信号并且从左侧信号减去右侧信号将产生具有正交关系的两个信号Sig1、Sig2(图40、41、42)。尽管盘状磁体的中心与四个霍尔的中心点之间未对准，信号Sig1和Sig2之间的关系保持接近正交。

图40A示出了来自四个霍尔元件2002a(顶部)、2002b(右侧)、2002c(底部)、2002d(左侧)中的每一个的信号T、B、L、R，其中霍尔元件位于中心，即，未对准。图40B示出了所产生的差分信号，包括第一信号Sig1和第二信号Sig2，其中，Sig1＝(T-B)/2且Sig2＝(L-R)/2。

第一输入正弦曲线具有1.39Vpp的幅值，并且对于0.8082的比值，第二输入正弦曲线具有1.66Vpp的幅值。第一输入信号具有2.489V的偏移并且第二输入信号具有2.501V的偏移，具有84.32度的相位。

图41A示出了向上1mm和向左1mm未对准的四个霍尔元件信号T、B、L、R。应该理解，根据磁体2004的中心(图40)和四个元件2002的中心确定对准。图41B示出了从霍尔元件信号T、B、L、R推导的第一和第二信号Sig1、Sig2。

图42A示出了向上1mm和向左2mm未对准的四个霍尔元件信号T、B、L、R。图42B示出了所产生的信号Sig1、Sig2。

如上所示和所述，可以使用来自四个传感器元件的输出信号生成具有基本正交关系的差分信号以降低由于传感器元件相对于磁体的未对准导致的精确度恶化。

图43是示出了根据本发明示例性实施例用于差分传感器的步骤的示例性顺序的流程图。在步骤2100，确定之间的未对准。在步骤2102，接收来自诸如图39中所示的四个霍尔元件2002a(顶部)、2002b(右侧)、2002c(底部)、2002D(左侧)的霍尔元件的信号。在步骤2104，生成包括第一信号Sig1和第二信号Sig2的差分信号，其中第一信号Sig1＝(T-B)/2，并且第二信号Sig2＝(L-R)/2。

应该理解，可以在宽范围的封装类型中设置本发明的传感器。图9示出了可以设置本发明的传感器的示例性封装类型。

在本发明的另一方面，示例性实施例通过使第一和第二正弦曲线的幅值增益以进行匹配并且然后对两个信号进行加法和减法操作来创建具有正交关系的正弦曲线。

考虑具有任意相位差的第一和第二输入正弦曲线：

IN1＝Asin(θ)+a (等式46)

IN2＝Bsin(θ+φ)+b (等式47)

对于输入相位差φ的大多数值，如果A＝B，则可以生成具有90°相位差的第一和第二输出正弦曲线。这通过如在等式48和49中对输入正弦曲线进行加法和减法操作实现。

SIG1＝IN1-IN2 (等式48)

SIG2＝IN1+IN2 (等式49)

将每一项除以因数二确保信号SIG1和SIG2具有小于或者等于IN1和IN2的幅值。

SIG 1 = \frac{IN 1 - IN 2}{2}

(等式50)

SIG 2 = \frac{IN 1 + IN 2}{2}

(等式51)

所产生的正弦曲线具有下面形式：

SIG1＝Csin(θ-γ)+c (等式52)

SIG2＝Dsin(θ+δ)+d (等式53)

其中，如果A＝B，则对于φ的大多数值，δ-γ≈±90°。

图44示出了对于信号IN1、IN2、SIG1、SIG2的上述关系的示例。在说明性图中，IN1＝3sin(θ)并且IN2＝3sin(θ+150°)。所产生的正弦曲线SIG1和SIG2具有不匹配的幅值和90°的相位差。

图45示出了在匹配输入幅值中对于不同变化的输出相位(参照等式46和等式47)。x轴代表输入相位差φ。可以看出，使用该技术，对于大多数输入相位差，正交关系保持具有相对严格的公差。

图46A和46B示出了用于在等式50和等式51中示出的数学运算的示例性电路实现。在说明性实施例中，图46A示出了电阻分压器并且图46B示出了维特斯通桥。应该理解，对于本领域的普通技术人员来说，宽范围的可选实现将很明显。例如，可以容易地配置运算放大器电路以提供期望的结果。

从图44可以明显看出，输出正交正弦信号将不必具有匹配幅值。可以在将信号输入到角度感测算法之前对该信号进行修整以匹配幅值。

在本发明的另一方面，可以单独或者彼此结合使用上述方案以产生具有正交关系的正弦曲线。修整该正交信号以具有匹配增益并且用作对于角度感测处理的输入。这些处理的信号对于自动增益控制(AGC)电路是有用的。回忆到，用于自动增益控制的一种技术是利用三角恒等式关系：

A = \sqrt{A^{2} \sin^{2} θ + A^{2} \cos^{2} θ}

(等式54)

A²＝A²sin²θ+A²cos²θ (等式55)

其中，A是幅值并且θ是旋转的磁角度。

在一个实施例中，使用上述三角恒等式关系来指定一个输入信号作为“Asinθ”且指定一个输入信号作为“Acosθ”并且使用上面的等式54直接计算A。可以使用平方、加法和平方根模块来计算

可以将A的值与参考电压进行比较，并且可以使用反馈电路调节Asinθ和Acosθ的幅值。

在另一实施例中，使用上面的三角恒等式关系并且使用平方和加法模块计算A²sin²θ+A²cos²θ以发现A²的值(根据等式55)。可以将A²的值与参考电压进行比较，并且使用反馈电路调节Asinθ和Acosθ的幅值。该第二方案在电路实现中不需要平方根模块(参照图47)。

图47示出了根据本发明具有增益控制电路3002的示例性电路3000。在说明性实施例中，AGC处理利用V_REF信号计算A²值。对信号Asinθ求平方3004，对信号Acosθ求平方3006，并且对这些信号进行求和3008以向增益控制电路3002提供信号A²。向增益控制电路3002提供参考电压Vref，信号Asinθ和信号Acosθ，该增益控制电路3002对于Asinθ和Acosθ的反馈分别输出Aksinθ和Akcosθ。增益控制电路3002增加或者降低k的值，直到A²等于Vref。

本发明的示例性实施例与公知的传感器实现相比提供优点。例如，使用上方(head-on)磁体配置和四个霍尔元件实现，对于任意的未对准几乎保持90°输出相位关系。此外，利用加法/减法技术，该90°输出相位关系对于输入相位φ的大多数值有效。只要两个输入信号具有匹配幅值，该接近正交关系将继续保持。此外，利用加法/减法技术，输出相位仅是匹配输入幅值的函数，并且因此独立于输入相位或者不匹配的输入偏移。

在本发明的另一方面，可以使用磁传感器检测磁通轴的旋转。在一个实施例中，使用三个传感器提供九十度相位差的正弦/余弦信号。处理这些信号以确定该通轴环形磁体的旋转角度。

图48示出了具有多个磁传感器4002a-c的示例性传感器4000，用于检测具有图49所示的环形磁体4007的旋转通轴4005的角度位置。可以按照结合图39所示和所述的类似方式设置磁传感器4002的结构。如在上面和下面所描述的，可以通过放大器4004放大并且通过滤波器4006滤波来自传感器的输出并且输出作为Vsin(θ)和vcos(θ)。应该理解，环形磁体4007上的极对数量确定磁正弦信号在一个360度机械旋转中的磁正弦信号的频率。

例如三磁传感器能够对于通轴提供正弦/余弦信号，可以使用例如反正切的插值控制该通轴以确定盘状磁体在该轴上的旋转角度。与传统设备相比，该结构在顶部角度感测应用中实现了对于未对准振动误差的改善公差。

在图49所示的示例性实施例中，使用顶部传感器T提供作为Vsin(θ)＝V霍尔(T)的输出信号并且使用左侧和右侧传感器L、R提供Vcos(θ)＝V霍尔(L)+V霍尔(R)。在可选实施例中，可以使用第一和第二对中的四个传感器提供第一和第二差分信号。例如，如上所述，通过利用一对差分信号以及另一对加和信号，四个霍尔元件能够生成正交信号。应该注意到，在示例性仿真中，使用三个霍尔元件比对于图49中所示的应用的四个元件提供优越的性能。在提供四个感测元件配置时，可以可选地关闭一个传感器元件以降低功耗。

图50示出了对于用于例如图49中所示的示例性环形磁体配置的每一个感测元件T、B、L、R的原始霍尔元件信号。对于顶部和底部传感器元件T、B之间以及左侧和右侧元件L、R之间1.8mm的间隔示出了原始信号。应该理解，差分元件之间的霍尔间隔对于实现正交是无关的。即，正交的正弦/余弦关系独立于环形磁体的极间隔并且取决于磁元件的机械对准。

在图51中示出了Vsin(θ)和Vcos(θ)，其中，Vsin(θ)＝V霍尔(T)，并且Vcos(θ)＝V霍尔(L)+V霍尔(R)。示出这些信号而没有增益和偏移校正。

在示例性实施例中，如图52中所示，执行正弦插值处理。在一个特定实施例中，对于插值使用反正切函数4050。应该理解，在对正弦信号执行反正切处理之后，在正弦信号的九十度相位关系中或者在正弦信号的增益/偏移中仍然存在一些误差。输入正弦误差会在反正切处理中产生输出误差。在反正切模块后端处使用线性化处理4052能够降低输出误差。图53示出了没有线性化时的输出误差等级并且图54示出了在线性化之后的输出误差等级。

图55示出了根据本发明示例性实施例用于设置传感器的步骤的示例性顺序。在步骤5000中，接收来自第一(例如，顶部)、第二(例如，左侧)和第三(例如，右侧)传感器的信息。该信息与具有附接的磁体的轴的旋转相对应。在步骤5002中，由第一传感器(V霍尔(T))生成第一正弦输出信号，例如Vsin(θ)。在步骤5004中，由第二和第三传感器信号，例如，V霍尔(L)、V霍尔(R)生成第二正弦信号，例如Vcos(θ)。

在步骤5006中，对第一和第二输出信号执行插值处理。在一个实施例中，对于插值使用反正切。在步骤5008中，对输出信号执行线性化处理以降低输出误差。在步骤5010中，生成传感器输出信号。

尽管所说明的实施例使用线性霍尔效应器件提供正弦信号的生成，但是可以使用各种其它磁传感器，例如磁阻(MR)、磁控晶体管、巨磁阻(GMR)传感器或者各向异性磁阻(AMR)传感器。此外，经过示出了正弦波，但是应该理解，可以使用其它适合的波满足特定应用的需要。

基于上述实施例，本领域的普通技术人员将意识到本发明的进一步特征和优点。因此，本发明并非局限于专门示出和描述的内容，除非在所附权利要求中指明。将这里引用的所有公开和参考文献的全部内容通过引用的方式并入本发明。

Claims

1.一种传感器，包括：

磁体；

相对于所述磁体定位的第一、第二、第三和第四传感器元件；以及

模拟信号处理模块，用于处理来自所述第一、第二、第三和第四传感器元件的输出信号并且生成第一和第二差分信号，从而通过最大化所述第一和第二差分信号的正交关系来最小化所述第一、第二、第三和第四传感器元件相对于所述磁体的位置未对准效应。

2.根据权利要求1所述的传感器，其中，所述传感器元件包括霍尔元件。

3.根据权利要求1所述的传感器，其中，所述传感器精确包括四个霍尔元件。

4.根据权利要求2所述的传感器，其中，所述第一霍尔元件是生成第一输出信号T的TOP，所述第二霍尔元件是生成第二输出信号R的RIGHT，所述第三霍尔元件是生成输出信号B的BOTTOM，并且所述第四霍尔元件是生成输出信号的LEFT，其中第一差分信号sig1＝(T-B)/2，并且第二差分信号sig2＝(L-R)2。

5.根据权利要求1所述的传感器，其中，所述磁体是盘状磁体。

6.根据权利要求1所述的传感器，其中，所述磁体具有两个极。

7.一种方法，包括：

相对于磁体定位第一、第二、第三和第四传感器元件；以及

设置模拟信号处理模块以处理来自所述第一、第二、第三和第四传感器元件的输出信号并且生成第一和第二差分信号，从而通过最大化所述第一和第二差分信号的正交关系来最小化所述第一、第二、第三和第四传感器元件相对于所述磁体的位置未对准效应。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述传感器元件包括霍尔元件。

9.根据权利要求7所述的方法，其中，所述传感器精确包括四个霍尔元件。

10.根据权利要求8所述的方法，其中，所述第一霍尔元件是生成第一输出信号T的TOP，所述第二霍尔元件是生成第二输出信号R的RIGHT，所述第三霍尔元件是生成输出信号B的BOTTOM，并且所述第四霍尔元件是生成输出信号的LEFT，其中第一差分信号sig1＝(T-B)/2，并且第二差分信号sig2＝(L-R)2。

11.根据权利要求7所述的方法，其中，所述磁体是盘状磁体。

12.根据权利要求7所述的方法，其中，所述磁体具有两个极。

13.一种传感器，包括：

磁体；

相对于所述磁体定位的第一、第二和第三传感器元件，用于检测附接到所述磁体的部件的旋转；以及

模拟信号处理模块，用于处理来自所述第一、第二和第三传感器元件的输出信号并且生成来自所述第一传感器元件的第一信号以及来自所述第二和第三传感器元件的第二信号，从而通过最大化所述第一和第二信号的正交关系来最小化由于所述第一、第二和第三传感器元件相对于所述磁体的未对准引起的位置误差。

14.根据权利要求13所述的传感器，其中，所述传感器元件包括霍尔元件。

15.根据权利要求13所述的传感器，其中，所述传感器包括第四传感器元件，并且所述第二信号是差分的。

16.根据权利要求13所述的传感器，其中，所述第一传感器元件是生成第一输出信号T的TOP，所述第二传感器元件是生成第二输出信号R的RIGHT，并且所述第三传感器元件是生成输出信号L的LEFT，其中，所述第一信号是Vsin(θ)＝V霍尔(T)并且所述第二信号是Vcos(θ)＝V霍尔(L)+V霍尔(R)。

17.根据权利要求13所述的传感器，其中，所述部件是通轴。

18.一种方法，包括：

设置相对于磁体定位的第一、第二和第三传感器元件以检测附接到所述磁体的部件的旋转；以及

处理来自所述第一、第二和第三传感器元件的输出信号以生成来自所述第一传感器元件的第一信号以及来自所述第二和第三传感器元件的第二信号，从而通过最大化所述第一和第二信号的正交关系来最小化所述第一、第二和第三传感器元件相对于所述磁体的位置未对准效应。

19.根据权利要求18所述的方法，其中，所述传感器元件包括霍尔元件。

20.根据权利要求18所述的方法，其中，所述传感器包括第四传感器元件，并且所述第二信号是差分的。

21.根据权利要求18所述的方法，其中，所述第一传感器元件是生成第一输出信号T的TOP，所述第二传感器元件是生成第二输出信号R的RIGHT，并且所述第三传感器元件是生成输出信号L的LEFT，其中，所述第一信号是Vsin(θ)＝V霍尔(T)，并且所述第二信号是Vcos(θ)＝V霍尔(L)+V霍尔(R)。

22.根据权利要求18所述的方法，其中，所述部件是通轴。

23.一种磁传感器，包括：

附接到轴的磁体；

定位用于检测所述轴的旋转的第一、第二和第三磁传感器元件；以及

模拟反正切处理模块，用于通过最大化根据来自所述第一、第二和第三传感器元件的信号生成的正弦/余弦信号的正交关系生成九十度正弦/余弦信号。

24.根据权利要求23所述的传感器，其中，由所述第一传感器元件生成所述正弦信号并且由所述第二和第三传感器元件生成所述余弦信号。

25.根据权利要求23所述的传感器，还包括用于减小所述正弦和余弦信号中的输出误差的线性化模块。

26.根据权利要求23所述的传感器，其中，所述磁体包括环形磁体。

27.一种传感器，包括：

磁体；

第一、第二和第三磁传感器元件；

模拟处理模块，用于根据提供所述磁体的角度位置信息的所述第一、第二和第三磁传感器元件生成正交的正弦和余弦输出信号。

28.根据权利要求27所述的传感器，其中，所述余弦输出信号是差分的。

29.根据权利要求27所述的传感器，其中，所述余弦信号由所述第二和第三磁传感器元件生成。