CN101849427B - 用于无线通信网络中的前导码创建和通信的方法和装置 - Google Patents

用于无线通信网络中的前导码创建和通信的方法和装置 Download PDF

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Abstract

一种无线通信网络使用波束成形过程来提高信号质量以及发射能力并且降低干扰。在该无线通信网络中还使用了改进的格雷序列。在一个方案中，可以使用该过程来进行通信而不管该系统是OFDM模式还是单载波模式。

Description

用于无线通信网络中的前导码创建和通信的方法和装置
相关申请的交叉引用
本申请基于35U.S.C.119(e)要求2007年11月6日递交的、标题为“OFDM preambles for beamforming and data packets”的美国临时申请序列号No.60/985,957的优先权。
技术领域
本发明整体涉及无线通信系统，并且更具体地涉及无线通信系统中的无线数据传输。
背景技术
在相关技术的一个方案中，具有支持单载波或正交频分复用(OFDM)调制模式的物理(PHY)层的设备可以用于毫米波通信，例如，在遵守由电气电子工程师协会(IEEE)802.15.3c标准所规定的细节的网络中的毫米波通信。在该实例中，PHY层可被配置用于在57吉赫兹(GHz)到66GHz的频谱中的毫米波通信，并且具体地，可以根据区域，将PHY层配置为在美国用于57GHz到64GHz范围内的通信并且在日本用于59GHz到66GHz范围内的通信。
为了允许支持OFDM或单载波模式的设备和网络之间的互通，这两种模式还支持一公共模式。具体地，该公共模式是由OFDM和单载波收发机用来实现不同的设备和不同的网络之间的共存和互通的一种单载波基本速率模式。可以用该公共模式来提供信标、发射控制和命令信息并且作为数据分组的基本速率。
802.15.3c网络中的单载波收发机一般使用至少一个代码生成器，来向所发射的数据帧的一些或全部字段提供一种首先由Marcel J.E.Golay发明的扩展格式(被称为格雷(Golay)码)，并且对接收到的格雷码信号执行匹配滤波(matched-filtering)。互补格雷码是等长有限序列的集合，以使得在一个序列中具有任意给定间隔的相同元素对的数量与其它序列中具有相同间隔的不相同元素对的数量相等。S.Z.Budisin在1991年1月31日的“ElectronicLetters”第27期第3号刊第219到220页的“Efficient Pulse Compressor forGolay Complementary Sequences”中给出了一种用于生成格雷互补码以及格雷匹配滤波器的发射机，由此以引用的方式将该文献并入本文作为参考。
针对低功率的设备，对公共模式而言有利的是，使用具有恒定包络的连续相位调制(CPM)信号以使得功率放大器可以以最大输出功率工作而不影响滤波后的信号的频谱。高斯最小频移键控(GMSK)是一种通过在高斯滤波器中选择合适的带宽时间乘积(BT)参数而具有较小的频谱占用的连续相位调制形式。恒定的包络使得GMSK与非线性功率放大器操作兼容而不会具有与非恒定包络信号相关联的伴随频谱再生。
可以用各种技术来产生GMSK脉冲形状。例如，对于公共模式而言，可以使用如I.Lakkis，J.Su和S.Kato在“A Simple Coherent GMSKDemodulator”，IEEE Personal，Indoor and Mobile Radio Communications(PIMRC)2001中所给出的具有线性化GMSK脉冲的π/2二相移相键控(BPSK)调制(或π/2差分BPSK)，以引用的方式将该文献并入本文作为参考。
发明内容
对于应用如IEEE 802.15.3c协议所定义的毫米波无线个域网(WPAN)的系统而言，本发明的方案是有利的。然而，由于其它的应用也可以受益于类似的优势，因此本发明并不局限于此类系统。
根据本发明的一个方案，提供了一种通信方法。更具体地，该方法包括：获得从一扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码；改进该扩展格雷码；使用该改进扩展格雷码来生成前导码；并且发射该前导码。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信装置。该通信装置包括：用于获得从一扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码的模块；用于改进该扩展格雷码的模块；用于使用该改进扩展格雷码来生成前导码的模块；以及用于发射该前导码的模块。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信装置。该通信装置包括处理系统，该处理系统被配置为：获得从一扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码；改进该扩展格雷码；使用该改进扩展格雷码来生成前导码；并且发射该前导码。
根据本发明的另一个方案，提供了一种用于无线通信的计算机程序产品。该计算机程序产品包括用指令编码的机器可读介质，该指令可执行以：获得从一扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码；改进该扩展格雷码；使用该改进扩展格雷码来生成前导码；并且发射该前导码。
根据本发明的另一个方案，提供了一种微微网协调器。该微微网协调器包括：天线；以及处理系统，该处理系统被配置为：获得从一扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码；改进该扩展格雷码；使用该改进扩展格雷码来生成前导码；并且通过该天线发射该前导码。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信方法。更具体地，该方法包括：从第一设备发射多个准全向分组，每个准全向分组都是以一特定的准全向形式(pattern)来发射的；并且从该第一设备发射多个前导码，每个前导码都是以多个定向形式中的一个定向形式来发射的。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信装置，该通信装置包括：用于从第一设备发射多个准全向分组的模块，每个准全向分组都是以一特定的准全向形式来发射的；以及用于从该第一设备发射多个前导码的模块，每个前导码都是以多个定向形式中的一个定向形式来发射的。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信装置。该通信装置包括处理系统，该处理系统被配置为：从第一设备发射多个准全向分组，每个准全向分组都是以一特定的准全向形式来发射的；并且从该第一设备发射多个前导码，每个前导码都是以多个定向形式中的一个定向形式来发射的。
根据本发明的另一个方案，提供了一种用于无线通信的计算机程序产品。该计算机程序产品包括用指令编码的机器可读介质，该指令可执行以：从第一设备发射多个准全向分组，每个准全向分组都是以一特定的准全向形式来发射的；并且从该第一设备发射多个前导码，每个前导码都是以多个定向形式中的一个定向形式来发射的。
根据本发明的另一个方案，提供了一种微微网协调器。该微微网协调器包括：天线；以及处理系统，该处理系统被配置为：从第一设备发射多个准全向分组，每个准全向分组都是以一特定的准全向形式来发射的；并且从该第一设备发射多个前导码，每个前导码都是以多个定向形式中的一个定向形式来发射的。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信方法。更具体地，该方法包括：检测从第一设备以多个准全向形式发射的多个准全向分组中的至少一个准全向分组；检测从该第一设备以定向形式发射的前导码；确定包括准全向形式和定向形式中的至少一个的优选形式；并且向该第一设备发射包括该优选形式的反馈。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信装置。该通信装置包括：用于检测从第一设备以多个准全向形式发射的多个准全向分组中的至少一个准全向分组的模块；用于检测从该第一设备以定向形式发射的前导码的模块；用于确定包括准全向形式和定向形式中的至少一个的优选形式的模块；以及用于向该第一设备发射包括该优选形式的反馈的模块。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信装置。该通信装置包括处理系统，该处理系统被配置为：检测从第一设备以多个准全向形式发射的多个准全向分组中的至少一个准全向分组；检测从该第一设备以定向形式发射的前导码；确定包括准全向形式和定向形式中的至少一个的优选形式；并且向该第一设备发射包括该优选形式的反馈。
根据本发明的另一个方案，提供了一种用于无线通信的计算机程序产品。该计算机程序产品包括用指令编码的机器可读介质，该指令可执行以：检测从第一设备以多个准全向形式发射的多个准全向分组中的至少一个准全向分组；检测从该第一设备以定向形式发射的前导码；确定包括准全向形式和定向形式中的至少一个的优选形式；并且向该第一设备发射包括该优选形式的反馈。
根据本发明的另一个方案，提供了一种通信设备。该通信设备包括：天线；以及处理系统，该处理系统被配置为：检测从第一设备以多个准全向形式发射的多个准全向分组中的至少一个准全向分组；检测从该第一设备以定向形式发射的前导码；确定包括准全向形式和定向形式中的至少一个的优选形式；并且向该第一设备发射包括该优选形式的反馈。
虽然本文描述了多个具体的方案，但是对这些方案的多种变形和置换是在本发明的范围内之内的。尽管提到了优选方案的益处和优势，但是本发明的范围不意图限于具体的益处、用法和目的。相反，本发明的方案意图广泛适用于不同的无线技术、系统配置、网络和传输协议，在以下的附图和详细描述中例示了它们中的一些。该详细描述和附图仅仅用于例示而非限制本发明，本发明的范围是由附带的权利要求及其等效物定义的。
附图说明
通过参考以下附图来理解根据本发明的各个方案。
图1是用于根据本发明的一个方案的OFDM通信信号的前导码的图示；
图2A和2B是根据本发明的各方案，用于从常规格雷序列生成改进格雷序列的流程图；
图3A和3B是根据本发明的一个方案而配置的时域滤波器的图以及改进格雷序列的结果频谱图；
图4是根据本发明的各方案，具有各种长度的前导码的结构图；
图5是根据本发明的一个方案而配置的格雷码电路的方框图；
图6是根据本发明的一个方案而配置的前摄式(proactive)波束成形中所使用的超帧结构的结构图；
图7是分别用于与图6中的超帧结构类似的多个超帧结构中的多个信标结构的结构图；
图8A和8B是根据本发明的一个方案而配置的波束成形和超帧信息元素；
图9A和9B分别是根据本发明的各种方案而配置的，具有全向接收天线的设备和单向接收天线设备的流程图；
图10A、10B、10C和10D是根据本发明的一个方案而配置的设备的波束成形获取过程的流程图；
图11A和11B涉及根据本发明的一个方案而配置的按需波束成形的过程；
图12A和12B涉及作为Q-全向(Q-omni)帧传输的一部分而从第一设备向第二设备发射的Q-全向信息元素以及从第二设备向第一设备发射的反馈信息元素；
图13A到13C示出了根据本发明的一个方案而配置的按需波束成形的定向相位；
图14是根据本发明的一个方案而配置的无线网络的图；
图15是根据本发明的一个方案而配置的前导码生成装置的方框图；
图16是根据本发明的一个方案而配置的准全向(quasi-omni)分组和定向前导码发射机装置的方框图；
图17是根据本发明的一个方案而配置的波束成形反馈装置的方框图。
根据普通实践，为了清楚起见可以简化附图中所示的各种特征。因此，附图可能并非描述给定装置(例如，设备)或方法的全部组件。另外，在整个说明书和附图中可以使用相似的附图标记来表示相似的特征。
具体实施方式
以下描述了本发明的各种方案。显然可以用多种形式来体现本文的教导，并且本发明的任意具体结构、功能、或结构与功能两者仅仅是表示性的。基于本文的教导，本领域的熟练技术人员应该明白，本发明的某个方案可以独立于任意其它方案来实现，并且可以用各种方式对这些方案中的两个或更多个进行组合。例如，可以使用任意个本文所述的方案来实现装置或者实施方法。另外，除了本文所述的一个或多个方案之外或者作为其补充，还可以使用其它结构、功能或结构与功能两者来实现装置或者实施方法。
在以下描述中，为了说明的目的，阐述了大量具体细节以便提供对于本发明的彻底理解。然而应该明白，本文所示和所述的具体方案并非意图将该公开限制于任意具体形式，而是本文的公开涵盖落入权利要求所定义的本发明的范围之内的全部修改、等效物和替换。
在本发明的一个方案中，向使用单载波调制和OFDM的双模毫米波系统提供单载波公共信号传输。OFDM抽样频率是2592MHz，并且在该方案中的OFDM收发机被配置为执行大小为512的快速傅立叶变换(FFT)，其中仅使用512个子载波中的352个，得到1782MHz的带宽。在所使用的子载波中，336个子载波是载有数据的，16个子载波是导频。
图1是用于根据本发明的一个方案的OFDM通信信号的前导码结构100的图示。前导码结构100包括分组同步序列字段110、起始帧定界符(SFD)字段140以及信道估计序列(CES)字段180。
对于长度为N的OFDM符号，使用长度为L的覆盖序列与长度为M＝N/L的改进格雷序列的Kronecker(kron)乘积来作为长度为N的基本序列：
v＝kron(c，u)
其中，c是长度为L的覆盖序列，并且u是长度为M的改进格雷序列。覆盖序列的一个集合是以下长度为L的序列的一个子集：
IFFT([00...010...0])
其中，IFFT是快速傅立叶逆变换操作，并且圆括号中的序列仅具有一个非零元素。可以改变非零元素的位置以获得覆盖序列的不同集合。根据本发明的各方案，多个微微网络(piconet)中的每一个被配置为将这些基本序列之中的一个或多个用于其前导码。
在本发明的一个方案中，对于大小为512的FFT(即，M＝512)和长度为128(即，M＝128)的改进格雷序列，使用以下长度为4的覆盖码(即，L＝4)：
c(1)＝IFFT([1000])＝[1111]；
c(2)＝IFFT([0100])＝[1j-1-j]；
c(3)＝IFFT([0010])＝[1-11-1]；和
c(4)＝IFFT([0001])＝[1-j-1j]。
第一微微网控制器(PNC)使用格雷序列a1和覆盖码c1来形成第一基本序列：
v1＝[+a1+a1+a1+a1]，其长度为512。
第二PNC使用格雷序列a2和覆盖码c2来形成第二基本序列：
v2＝[+a2+j.a2-a2-ja2]，其长度为512。
第三PNC使用格雷序列a3和覆盖码c3来形成第三基本序列：
v3＝[+a3-a3+a3-a3]，其长度为512。
第四PNC使用格雷序列a4和覆盖码c4来形成第四基本序列：
v4＝[+a4 -j.a4 -a4 +ja4]，其长度为512。
这四个基本序列v1、v2、v3和v4的FFT是彼此正交的，因为它们在频域中占用不同的OFDM子载波频段(bin)。例如，v1占用频段0、4、8……，v2占用频段1、5、9……，v3占用频段2、6、10……，并且v4占用频段3、7、11……。这有助于减少4个微微网的前导码之间的干扰，并且有助于提供改善的频率重用和空间重用。
在本发明的一个方案中，使用常规格雷序列(例如，a1)来形成改进格雷序列b1。虽然b1仅占用128个子载波频段(即，子载波0、4、8……)，但是由于没有保护频带，所以总带宽包括整个2592MHz信道带宽。可以将与大小为512的FFT相对应的子载波编号为-256到255，其对应于2592MHz的带宽。子载波-176到176表示数据和导频所使用的有用带宽，而在-176到176的范围之外的子载波可用作为保护频带。
图2A示出了根据本发明的一个方案，用于从常规格雷序列a生成改进格雷序列u的改进格雷序列生成过程200。在步骤202中，提供FFT移位操作来产生向量S，其中：
S＝fftshift(fft([a a a a]))
其是长度为512的向量，并且运算符fftshift对FFT进行中心化(center)(即，其将序列[0:511]映射到中心化序列[-256:255]。在步骤204中，将在预定带宽之外的子载波值S设置为零。例如，可以将[-176:176]范围之外的子载波削弱或置零。在可选步骤206中，可以将[-176:176]范围之内的S的幅度归一化。在步骤208中，使用S的IFFT的实数值来形成长度为512的向量s：
s＝real(ifft(S))。
在步骤210中，从s的前128个抽样生成改进格雷序列u：
u＝s(1:128)。
图2B示出了根据本发明的一个方案，用于生成第二改进格雷序列u的第二改进格雷序列生成过程250。在该方法中，改进格雷序列的生成是基于以下的：该改进格雷序列是常规格雷序列与短时域滤波器g的循环卷积。该时域滤波器g被配置为将结果产生的序列的带宽限制为用于数据传输的实际带宽。
在步骤252中，提供长度为Lg的时域滤波器g，其带宽等于所选择的带宽，在一个实例中其是1782MHz的带宽。图3A中的图300表示了时域滤波器g的一个实例。信道带宽的3dB带宽是用于确定已用带宽并且从而用于产生多种滤波器中任意一种的多个设计参数中的一个。在步骤254中，从g与常规格雷码a的循环卷积生成改进格雷序列u。在步骤256中，可以传输或存储结果所得的多级的非二值序列。图3B中显示了该改进格雷序列u的频谱图350。
根据本发明的方案的方法和装置而配置的接收机可以用来进行相对于滤波器g的匹配滤波。在一个方案中，接收机可以包括与g匹配的滤波器、其后紧接着与常规格雷码匹配的滤波器。可以向根据本发明的方案所使用的接收机提供并行接收架构。
在本发明的一个方案中，各个基本序列的子载波在频率上交织，并且因此每个基本序列占用了已用信道带宽的四分之一。然而，在时间和频率不同步的情况下，在使用交织的子载波的微微网之间会发生干扰。例如，属于PNC 1的子载波4会与分别属于PNC 4和PNC 2的子载波3和5相邻。在时间和/或频率不同步的情况下，子载波3和5会渗漏到子载波4从而导致干扰。
在用于解决渗漏所引起的干扰的一个方法中，可以使用不同的覆盖序列。例如，可以提供如下的4个覆盖序列，每个序列长度为8：
C1＝ifft([10000000])＝[+1+1+1+1+1+1+1+1]，
C2＝ifft([00100000])＝[+1+j-1-j+1+j-1-j]，
C3＝ifft([00001000])＝[+1-1+1-1+1-1+1-1]，和
C4＝ifft([00000010])＝[+1-j-1+j+1-j-1+j]。
这些覆盖序列可以与长度为64的改进格雷序列进行组合以生成4个长度为512的基本序列，其中每个基本序列仅占用已用频带的1/8。因此，每个活动子载波被2个不活动(或空的)子载波包围，从而降低了干扰。本发明的可替换的方案可被配置使用不同的覆盖序列长度。
再次参考图1，信道估计序列(CES)180包括从两个长度为512的互补格雷序列a和b产生的一对互补改进格雷序列va 182-1和vb 182-2。在该对改进格雷序列va 182-1和vb 182-2中的每一个之前分别是循环前缀(CP)184-1和CP 184-2。没有使用覆盖序列来生成该对改进格雷序列va182-1和vb 182-2。该对改进格雷序列va 182-1和vb 182-2是互补的，这允许在时域或频域中进行完美的信道估计。在可替换的方法中，可以使用两个长度为128的互补格雷序列a和b以及两个长度为4的覆盖序列来生成该对长度为512的互补改进格雷序列va 182-1和vb 182-2。改进格雷序列va 182-1和vb 182-2在长度128上是互补的，因此仍然允许在时域或频域中进行完美的信道估计。在时域中，在长度为128的格雷序列上提供信道估计。在频域中，因为仅有四分之一的子载波被占用，所以信道估计将需要使用插值。
在一个方案中，可以周期性地重复CES 180以有利于信道追踪。在该情况下，CES 180被称为导频CES(PCES)。提供了3个周期，并且它们对应于1、3和6ms的速率。
图4示出了根据本发明的方案的前导码400。如下定义了3个前导码：
长前导码：8个同步符号，1个SFD符号，2个CES符号
中前导码：4个同步符号，1个SFD符号，2个CES符号
短前导码：2个同步符号，1个SFD符号，1个CES符号。
在信标周期期间，首先发射被称为“Q-全向(准全向)”信标的具有准全向形式的信标，Q-全向形式即为覆盖了感兴趣的空间范围的广大区域的形式。在信标周期期间或者在两个设备之间的CTAP中还可以发射定向信标——即，在某些方向上使用某种天线增益而发射的信标。
可以向同一频率信道中的每个微微网络分配唯一性前导码序列集合，例如，用于改善频率和空间重用。在本发明的一个方案中，为频率/空间重用提供了4个前导码序列集合(用参数m来标记)。前导码序列集合包括长度为512的基本序列s512，m和2个长度为512的CES序列u512，m和v512，m。基本序列s512，m是长度为4的覆盖序列c4，m和长度为128的改进格雷序列u128，m的Kronecker乘积：
s512，m[n]＝c4，m[floor(n/128)]×u128，m[n mod 128]n＝0:511
基本序列s512，m占用4个不交叠的频段集合，并且因此在时间和频率两者上都是正交的。第m个基本序列占用频段m、m+4、m+8、m+12……。在本发明的一个方案中，从诸如常规格雷互补序列之类的其它格雷序列生成改进格雷序列，使用时域或频域滤波来确保仅已用子载波被占用而不是全部512个子载波都被占用。
可以使用以下参数来生成如本文所使用的被表示为a和b的“常规格雷互补序列”：
1.长度为M的延迟向量D，其具有来自集合2m的不同的元素，其中m＝0:M-1；以及
2.长度为M的种子序列W，其具有来自QPSK星座(±1，±j)的元素。
图5示出了在本发明的一些实施例中可以用作为格雷码生成器或匹配滤波器的格雷码电路500。格雷码电路500包括延迟元件502-1到502-M的序列，这些延迟元件被配置为对第一输入信号提供包含多个固定延迟的一个确定集合D＝[D(0)，D(1)，...，D(M-1)]。延迟元件502-1到502-M所提供的延迟分布(profile)也可以是固定的，即使当格雷码电路500被配置为产生多个格雷互补码对时也是如此。格雷码电路500还包括可调整的种子向量插入元件531-1到530-M的序列，所述种子向量插入元件被配置为将第二输入信号与多个不同的种子向量Wi＝[W(0)，W(1)，...，W(M-1)]中的至少一个相乘以生成多个种子信号。将来自可调整的种子向量插入元件530-1到530-M的序列中的每一个元件的输出馈入第一组合成器510-1到510-M，以便与延迟元件502-1到502-M中每一个的各自的输出进行组合。在图5中所示的格雷码电路500的实现中，每个种子向量插入元件530-1到530-M的输出由第一组组合器510-1到510-M中相应的一个组合器相加到其相应的延迟元件502-1到502-M的输出上，然后将得到的结果馈入下一级。第二组组合器520-1到520-M被配置为将来自延迟元件502-1到502-M的延迟信号与被种子向量相乘后的信号进行组合，其中在格雷码电路500中，用延迟信号减去种子信号。
根据本发明的特定方案而实现的接收机可以使用类似的格雷码生成器来执行对接收信号的匹配滤波，从而提供诸如分组或帧检测之类的功能。
在一个方案中，可以通过延迟向量(D1、D2、D3、D3)与对应的种子向量(W1、W2、W3、W4)的组合来生成格雷码(a1、a2、a3、a4)，如下表所示的：
Figure GPA00001131011400121
第一、第二和第四序列的类型是a，而第三序列的类型是b。优选序列被优化为具有最小旁瓣水平以及最小的互相关。
在本发明的一些方案中，可以对用于交换控制帧和命令帧、与微微网关联、波束成形以及其它控制功能的OFDM信号传输操作使用基本速率。使用基本速率来实现最佳范围。在一个方案中，可以将每符号336个数据子载波与扩频一起，来实现基本数据速率。这336个子载波(子载波-176到176)可以被分割成4个不交叠的频段集合，如针对前导码所述的，并且可以将每个集合分配给工作在同一频带中的多个PNC之一。例如，可以将子载波-176、-172、-168、……、176分配给第一PNC。可以将子载波-175、-171、-167、……、173分配给第二PNC，以此类推。此外，每个PNC可被配置为对数据进行加扰以将其分布在多个子载波上。
在IEEE 802.15.3中，如以下进一步所说明的，微微网的定时是基于包含信标周期、竞争接入周期(CAP)和信道时间分配周期(CTAP)的超帧的，其中，在该信标周期期间PNC发射信标帧，CAP是基于CSMA/CA协议的，并且CTAP是用于管理(MCTA)和常规CTA的。
在信标周期期间，首先发射具有近乎全向天线形式的信标，其被称为准全向或“Q-全向”信标。在该信标周期期间或者在两个设备之间的CTAP中还可以发射定向信标——即，在某些方向中使用某种天线增益而发射的信标。
为了降低发射定向信标的开销，可以缩短前导码(可以降低副本的数量)以便实现更高的天线增益。例如，当提供0-3dB的天线增益时，使用默认前导码来发射信标，该默认前导码包括8个长度为512的改进格雷码和2个CES符号。对于3-6dB的天线增益，信标使用具有同一改进格雷码的4个副本和2个CES符号的缩短的前导码。对于6-9dB的天线增益，信标使用具有同一改进格雷码的2个副本和1或2个CES符号的缩短的前导码。对于9dB或更大的天线增益，信标的前导码仅使用同一改进格雷码的1个副本和1个CES符号。如果在信标发射期间或者对于数据分组使用了报头/信标，则可以将报头-数据扩展因子与天线增益匹配。
本发明的各方案提供了支持广泛的天线配置、波束成形操作和使用模式的统一消息传输协议。例如，天线配置可以包括全向和准全向天线、单个天线的定向天线形式、分集切换式(diversity-switched)天线、扇区式天线、波束成形天线以及其它天线配置。波束成形操作可以包括在PNC和设备之间执行的前摄波束成形以及在两个设备之间执行的按需波束成形。用于前摄波束成形和按需波束成形两者的不同的使用模式包括从PNC到多个设备以及从至少一个设备到PNC的按分组波束成形、从PNC到唯一一个设备的发射、设备之间的通信以及其它使用模式。当PNC是多个设备的数据源并且PNC被配置为在不同的物理方向上发射分组(其中，每个物理方向对应于该分组所要发往的一个或多个设备的位置)时，前摄波束成形是有用的。
在一些方案中，统一(SC/OFDM)消息传输协议是与无线网络1400中的设备所使用的波束成形算法和天线配置无关的。这使得实际所使用的波束成形算法具有灵活性。然而，应该定义实现波束成形的工具。这些工具应该支持全部情况同时能实现延时降低、开销降低以及更快的波束成形。
以下表格显示了本发明的方案可以使用的4种类型的单载波波束成形分组。
  分组类型   前导码长度(#128个码片)   报头速率(Mbps)   数据速率(Mbps)   需求/(M)强制的/(O)可选的要求
  I   36   50   50   M
  II   20   100   100   O
  III   12   200   200   O
  IV   8   400   400   O
由于这些是使用公共模式发射的单载波分组，所以可以由单载波设备和OFDM设备两者来对它们进行解码。大部分的所发射的分组可能没有主体——仅是前导码。
考虑到编码增益和天线增益，可以采用能够基本上均衡传输的总增益的方式来对不同的天线增益使用不同类型的分组。例如，具有0-3dB天线增益的Q-全向发射可以使用第I类分组。具有3-6dB天线增益的定向发射可以使用第II类分组。具有6-9dB天线增益的定向发射可以使用第III类分组，并且具有9-12dB天线增益的定向发射可以使用第IV类分组。
图6示出了可被本发明的各方案用来执行前摄波束成形的超帧结构600。假设PNC与设备之间的多径信道环境是互易的，即，从PNC到设备的信道与从设备到PNC的信道相同。超帧结构600包括信标部分650、基于CSMA/CA协议的竞争接入周期(CAP)660、以及用于管理(MCTA)和常规CTA的信道时间分配周期(CTAP)。信标部分650包括Q-全向段和定向段。Q-全向段包括超帧结构600中的L个传输，其为由Q-全向信标610-1到610-L所指示的多个Q-全向信标，其中各个Q-全向信标由各自的MIFS(最小帧间间隔，其为保护时间)隔开，这些MIFS被指示为多个MIFS 620-1到620-L。
CAP 660被分割成由S-CAP 662-1到662-L所指示的多个子CAP(S-CAP)，每个S-CAP之后紧接着由GT 664-1到664-L所指示的各自的保护时间(GT)。定向段630-1到630-x包括多个定向前导码。
在图7中，类似于图6中的超帧结构600，超帧结构700中的前L个传输使用Q-全向信标，这些Q-全向信标共同提供了信标传输的全向形式。对于能够实现全向覆盖的PNC——即，具有全向型天线的PNC，L＝1。对于具有扇区式天线的PNC，L将表示PNC能够支持的扇区的数量。类似地，当PNC具备切换发射分集天线时，L将表示PNC中的发射天线的数量。
此外，在如7所示的公开的方案中，PNC被配置为在J＝N×M个方向上进行波束成形。具体地，作为波束成形过程的一部分，PNC能够在确定数量的方向上发送定向信标。在一个方案中，每个定向信标仅包括前导码而不包括报头和数据。这些定向信标被称为定向前导码。PNC能够在J个方向上发送定向前导码，如超帧信标#1702-1的定向前导码730-1-1到730-1-N直到超帧信标#M 702-M的定向前导码730-M-1到730-M-N，其中每个方向可以包括一个或多个波束。定向前导码分布在由超帧702-1到702-M所指示的M个超帧上，其中每个超帧具有N个定向前导码，并且该结构以M个超帧为周期而呈周期性。
CAP被分割成与L个Q-全向信标相对应的L个子CAP周期。在第l个S-CAP期间，PNC天线在与其用于发射第l个Q-全向信标的方向相同的方向上进行发射。这种情况假设信道是互易的。
前L个信标可以具有任意分组类型。在一个方案中，全向信标使用具有长前导码的第I类分组；用具有3-6dB的增益的扇区式天线或天线阵列来发送的Q-全向信标使用第I或第II类分组；并且用具有6-9dB的增益的扇区式天线或天线阵列来发送的Q-全向信标可以使用第I、第II或第III类分组。在一个方案中，向SFD中的其它设备发送所使用的分组类型。因此，在SFD的成功检测之后，设备将具有关于该分组后续部分的报头和数据速率的知识，并且可以使用该知识来成功地解码该分组。
每个Q-全向信标可以携带诸如图8A中所示的波束成形信息元素840，用于向侦听PNC的全部设备传送波束成形信标的结构。当设备在任意超帧期间解码了Q-全向信标中的任意一个之后，其就能够理解整个波束成形循环。在一个方案中，波束成形信息元素840包括定向分组类型字段842(例如，类型I、II、III或IV)、当前定向信标标识符(ID)字段844、每个波束成形循环的超帧数量(例如，来自图7的帧结构700的值M)字段846，每个超帧的定向前导码数量(例如，来自图7的帧结构700的值N)字段848、当前Q-全向信标ID字段850、Q-全向信标数量(例如，来自图7的帧结构700的值L)字段852、包含该信息元素中的八位字节的数量的长度字段854以及作为该信息元素的标识符的元素ID字段856。当前Q-全向信标ID字段850包括相对于Q-全向信标数量字段852而言的用于识别在当前超帧中正在发射的当前Q-全向信标的编号/位置的数字。使用当前Q-全向信标ID字段850中所包含的数字的设备将知道它从哪个Q-全向方向侦听信标。
图8B示出了与波束成形信息元素840一起发射的超帧信息元素860，并且其包括PNC地址字段862、PNC响应字段864、微微网模式866、最大发射功率水平868、S-CAP持续时间字段870、S-CAP周期数量字段872、CAP结束时间字段874、超帧持续时间字段876以及时间令牌878。
图9A和9B示出了由根据本发明的各种方案的设备进行的波束成形操作的两个方法。图9A涉及具有全向接收能力的设备的波束成形过程900。在步骤902中，全向设备仅需要检测一个超帧的Q-全向信标。如果该设备不是全向的，那么该设备需要通过侦听用于每个接收方向的一个超帧以便例如检测信标，来环视其全部接收方向。在Q-全向信标的检测之后，在步骤904中，该设备存储对于每个Q-全向信标的链路质量因子(LQF)。然后，在步骤906中，该设备对L个LQF[LQF(1)，...，LQF(L)]进行排序，并且确定与最高的LQF相对应的最佳PNC方向l：
l＝arg{max[LQF(i)]}
i＝1:L
在步骤908中，该设备在当前超帧的第l个CAP期间将其自身与PNC关联，并且在步骤910中向PNC通知应该使用其第l个Q-全向方向与PNC进行全部其它通信。该设备仍然可以通过监视每Q个超帧的对应的S-全向(S-omni)信标来追踪L个最佳方向的集合。如果一个方向(例如，第r个S-全向方向)被发现具有较好的LQF，那么该设备就可以通过将第r个S-全向方向编码到PHY报头中的“下一个方向(NEXT DIRECTION)”字段中来通知PNC使用第r个S-全向方向来发射下一个分组。
图9B示出了由根据本发明的方案的具有单个定向天线的设备执行的波束成形过程920。在步骤922中，该设备可以接收M个超帧的整个循环并且当该设备检测到其中一个Q-全向信标时，它将得知它正在接收第m个超帧，并且将侦听超帧m、m+1、……、m+M-1。
在M个超帧的循环期间，在步骤924中该设备对与J个定向PNC方向相对应的J个LQF进行测量、存储和排序。在同一循环期间，在步骤926中，该设备测量与L个S-全向PNC方向相对应的L个LQF。然后在步骤928中，该设备确定最佳定向方向j以及最佳Q-全向方向l。在步骤930中，该设备在第(m+M-1)个超帧的第l个CAP期间与PNC关联，并且向PNC通知应该使用其第j个定向方向来与PNC进行全部其它通信。可选择地，该设备可以通过监视每Q×M个帧的对应的定向信标来继续追踪J个方向的集合。如果方向r被发现具有较好的LQF，则该设备可以通过将该方向r编码到PHY报头的“下一个方向”字段中来指导PNC将其定向波束形式更新至该设备。
图10A示出了根据本发明的方案，可以用能够在至少一个Q-全向方向和I个定向方向上进行发射和接收的定向设备来执行的波束成形过程1000的概述。在步骤1010中，该设备将执行Q-全向信标检测。在检测到信标之后，在步骤1020中，该设备将执行对定向前导码及其LQF的检测。在步骤1030中，该设备可以可选地重新扫描定向前导码的优选集合。该重新扫描将使得该设备能够验证所选择的Q-全向方向是优选的。最后，在步骤1040，该设备基于优选LQF将其自身与PNC关联。
图10B详细描述了信标检测过程1010，其中该过程从步骤1010-1开始，在步骤1010-1中，该设备设置一个定时器并且开始搜索其中一个Q-全向方向中的信标。在步骤1010-2中，只要该时间没有到期，该设备就一直搜索Q-全向信标。如步骤1010-3中所确定的，如果检测成功，则该设备将读取信标信息并且获得Q-全向传输以及超帧的全部定时参数。如果该设备在第m个超帧期间开始侦听，则在检测到Q-全向信标(例如，Q-全向信标编号l)之后，其发现其在第m个超帧期间进行侦听。该设备可以将其定向形式设置为该信标的方向。如果该设备没有检测到Q-全向信标，则操作进行到步骤1010-4，在步骤1010-4中，该设备可以开始其自己的微微网，或者可替换地进入休眠模式。
图10C详细描述了定向前导码获取和LQF确定过程1020，其中在一个方案中，如步骤1020-1到1020-5所详细示出的，该设备可以侦听I×J个超帧，如下，对它的I个方向中的每一个侦听J个超帧。如步骤1020-2、1020-3和1020-1中所示的，该设备将其定向方向设置为编号1，侦听M个超帧(m、m+1、……、m+M-1)，并且存储对应的J个LQF，LQF(1，1)、……、LQF(1，J)，其中第一个索引是指该设备的方向，而第二个索引是指PNC的方向。在步骤1020-3中，该设备将其定向方向设置为编号2，侦听下一个超帧，并且在步骤1020-1中存储J个LQF，LQF(2，1)、……、LQF(2，J)。将这些步骤重复预定数量(例如，M)次。在最后一次重复之后，该设备将其定向方向设置为编号I，侦听下M个超帧，并且存储J个LQF：LQF(I，1)、……、LQF(I，J)。
图10D详细描述了最佳定向确定过程1030，其中在步骤1030-1中，该设备找到最佳定向组合(i，j)，其是指该设备使用其第i个定向方向并且PNC使用其第j个定向方向，并且该设备对对应的J个LQF，LQF(1，1)、……、LQF(1，J)进行排序。在步骤1030-2中，该设备还可以侦听另外I×M个超帧以便验证该最佳定向方向。
图10E详细描述了设备与PNC关联的过程1040，其中在步骤1040-1中，该设备将其定向形式设置为#1并且将超帧计数器复位为0。然后在步骤1040-2到1040-5中，该设备将尝试与基站关联并且向PNC传递优选方向信息。在一个方案中，该设备在第l个S-CAP周期期间向PNC发送该信息，并且在该时间向PNC通知最佳方向。如果在步骤1040-4中该关联成功，则操作继续到步骤1040-6，在步骤1040-6中，该设备声明成功获取并且将其定向形式切换到最佳方向。
在本发明的另一个方案中，该设备还可以执行迭代过程，以将其定向方向设置为数字1并且在当前超帧期间侦听N个定向信标。如果找到了具有足够合适的LQF的、与PNC的定向方向相对应的方向j，则该设备将在第l个S-CAP周期期间与PNC关联，并且通知PNC使用其第j个方向来进行数据通信。该设备仍然可以选择扫描更好的方向，并且如果找到了一个更好的方向，则其通过对PHY头部中的“下一个方向”字段进行编码来通知PNC切换到该新的方向。如果没有找到足够合适的方向，则该设备切换到与方向l正交的另一个方向(例如，方向r)并且侦听下一个超帧。可以重复该过程直到找到足够合适的方向为止。
可以在两个设备之间或者在PNC与一个设备之间执行按需波束成形。在本发明的一个方案中，在分配给两个设备之间的链路的CTA中执行按需波束成形。当一个设备正在与多个设备通信时，使用与前摄波束成形消息传输协议的相同的消息传输协议。在该情况中，CTA将在波束成形阶段扮演信标周期的角色，并且将在此后用于数据通信。在仅有两个设备通信的情况中，由于CTA是它们之间的直接链路，则就有可能使用协作性和交互性更佳的按需波束成形消息传输协议。
在Q-全向阶段中，第一设备用L1个Q-全向分组开始它的第一次传输，L1个Q-全向分组之后紧接着L1个对应的Q-全向侦听周期，如图11中所示的。第一设备重复该片段，直到第二设备返回响应为止。每个Q-全向训练分组包括Q-全向训练分组IE，如图12A中所示的。在图12B中显示了Q-全向训练响应分组IE。
能够具有L2个Q-全向方向的第二设备将其接收方向设置为L2个方向之一，并且侦听设备1的前L1个传输并且存储L1个LQF。设备2移动到一个新的方向并且侦听设备1的L1个传输的第二周期。可以重复该过程，直到找到足够合适的LQF为止。可替换地，设备2可以选择使用全部L2个方向来侦听，然后找到最佳LQF。在该阶段的结束，两个设备都知道用于交换数据的Q-全向方向的最佳组合。
设备2可以使用Q-全向训练响应分组IE来向设备1通知其Q-全向能力(即，L2，以及其自己的将用于全部消息传输的最佳第一方向和第二方向)。此外，设备2可以向设备1通知其从L1个方向中所发现的最佳第一和第二方向。设备1的最佳Q-全向方向将被标记为l1，并且设备2的最佳Q-全向方向将被标记为l2。类似地，设备2可以向设备1通知其定向能力。
图13A-13C涉及按需波束成形的定向阶段。第一设备使用R个循环来执行波束成形。该R个循环发生在一个CTA之中，或者可以分布在M个超帧上。每个循环包括K个子循环，其中N和K可以随着一个循环到另一个循环而改变。这将允许使用不同的搜索算法，例如，随机和二分搜索。这还有助于在获取和追踪之间进行区分。每个循环之前是用于概述当前循环的结构的Q-全向传输。每个子循环包括N个定向前导码，这些定向前导码之后紧接着Q-全向侦听周期。图13B显示了在Q-全向信标中传输的IE，并且在图13C中示出了该响应的格式。
现在将参考图14来给出无线网络1400的若干方案，无线网络1400是以能够与IEEE 802.15.3c个域网(PAN)标准兼容的方式所形成的网络并且在本文被称为微微网。网络1400是允许诸如多个数据设备(DEV)1420的多个独立数据设备彼此进行通信的无线自组数据通信系统。如果通信是在设备对之间进行的，则具有与网络1400类似的功能的网络又被称为基本服务集合(BSS)或者独立基本服务(IBSS)。
该多个DEV 1420中的每一个都是实现到网络1400的无线介质的MAC和PHY接口的设备。具有与该多个DEV 1420中的设备类似的功能的设备被称为接入终端、用户终端、移动站、用户站、站、无线设备、终端、节点或一些其它合适的术语。本文整个公开所述的各种概念意图应用于全部合适的无线节点而不管它们的具体命名如何。
基于IEEE 802.15.3c，一个DEV将承担微微网的协调器的角色。这个用于协调的DEV被称为微微网协调器(PNC)并且在图14中被显示为PNC1410。因此，该PNC包括与该多个设备中的其它设备相同的设备功能，却提供对于网络的协调。例如，PNC 1410使用信标来提供诸如网络1400的基本定时的服务；并且提供对任意服务质量(QoS)需求的管理、节电模式和网络接入控制。在其他系统中的具有与针对PNC 1410所述的功能类似的功能的设备可以被称为接入点、基站、基本收发机站、站、终端、节点、作为接入点的接入终端或一些其它合适的术语。PNC 1410使用被称为超帧的结构来对网络1400中的各种设备之间的通信进行协调。通过信标周期，基于时间来界定超帧。
PNC 1410还可以耦合到系统控制器1430，以便与其它网络或其它PNC进行通信。
图15示出了可以与本发明的各种方案一起使用的前导码生成装置1500，该前导码生成装置1500包括：扩展格雷码选择模块1502，用于获得从扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码；扩展格雷码改进模块1504，用于改进来自扩展格雷码选择模块1502的扩展格雷码；以及前导码生成器1506，用于使用来自扩展格雷码改进模块1504的改进扩展格雷码来生成前导码。前导码发射机1508然后发射该前导码。
图16示出了可以与本发明的各种方案一起使用的准全向分组和定向前导码发射机装置1600，该准全向分组和定向前导码发射机装置1600包括：准全向分组发射机模块1602，用于发射多个准全向分组，每个准全向分组是用特定的准全向形式来发射的；以及定向前导码发射机模块1604，用于发射来自第一设备的多个前导码，每个前导码是用多个定向形式之一来发射的。
图17示出了可以与本发明的各种方案一起使用的波束成形反馈装置1700，该波束成形反馈装置1700包括：准全向分组检测模块1702，用于检测从第一设备以多个准全向形式发射的多个准全向分组中的准全向分组；前导码检测模块1704，用于检测从该第一设备以定向形式发射的前导码；优选形式确定模块1706，用于确定包括准全向形式和定向形式中的至少一个的优选形式；以及反馈发射机模块1708，用于向该第一设备发射包括该优选形式的反馈。
可以使用标准的编程和/或工程技术，将本文所述的各种方案和特征实现为方法、装置或制品。本文所使用的术语“制品”意图包括可以从任何计算机可读设备、载体或介质访问的计算机程序。例如计算机可读介质可以包括但不限于，磁存储设备、光盘、数字多功能盘、智能卡和闪存设备。
本发明不意图限于各个优选方案。并且，本领域的熟练技术人员将认识到，可以用多种方式来实现本文所述的方法和装置方案，包括采用硬件、软件、固件或其组合的实现。该硬件的实例可以包括ASIC、现场可编程门阵列、通用处理器、DSP和/或其它电路。本发明的软件和/或固件实现可以经由包括Java、C、C++、MatlabTM、Verilog、VHDL和/或处理器专用机器和汇编语言在内的多种编程语言的任意组合来实现。
本领域的熟练技术人员还将明白，可以将结合本发明的方案所述的各种示例性的逻辑块、模块、处理器、装置、电路和算法步骤实现为电子硬件(例如，数字实现、模拟实现或其两者的组合，其可以是使用源编码或一些其它技术来实现的)、各种形式的包含指令的程序或设计代码(在本文中为了方便起见被称为“软件”或“软件模块”)或其二者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这种可互换性，以上就各种示例性的组件、方框、模块、电路和步骤的功能来整体描述了它们。该功能究竟是实现为硬件还是软件则取决于施加于总系统上的具体应用和设计限制。对于每个具体的应用，本领域的熟练技术人员可以变通的方式实现所述功能，但是该实现决定不应被解释为导致背离本发明的范围。
可以将结合本发明的方案所述的各种示例性的逻辑块、模块和电路实现在集成电路(“IC”)、接入终端或接入点中或者由它们执行。IC可以包括通用处理器、数字信号处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散的门或晶体管逻辑、离散的硬件组件、电组件、光学组件、机械组件或被设计为用于执行本文所述功能的任意组合，并且可以执行IC之中、IC之外或IC之中和之外的代码或指令。通用处理器可以是微处理器，但是可替换地，该处理器可以是任意常规处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器可以被实现为计算器件的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或多个微处理器与DSP核的结合或者任意其它该配置。
本文所述的方法和系统的方案仅仅示出了本发明的特定方案。应该明白，本领域的熟练技术人员能够想到体现本发明的原则并且在本发明的范围中的各种配置，虽然本文没有明确描述或示出这些配置。此外，本文所述的全部实例和条件语言仅意图用于辅助读者理解本发明的原理的教学目的。应该将本发明及其相关文献理解为不限于所述具体实例和条件。并且，用于叙述本发明的原理、方案及其具体实例的全部语句意图包括其结构性的和功能性的等效物两者。另外，该等效物意图包括当前已知的等效物以及未来开发的等效物，即，为执行与结构无关的同一功能而开发的元件。
本领域的熟练技术人员应该明白，本文的方框图表示用于体现本发明的原理的示例性的电路、算法和功能步骤的概念图。类似地，应该明白，任意流程图、流图、信号图、系统图、代码等等表示可以在计算机可读介质中充分表示并且因此可以由计算机或处理器执行的各种过程，无论有没有明确图示出该计算机或处理器。

Claims (20)

1.一种通信方法，包括：
基于格雷码和一短序列的集合生成一扩展格雷码的集合，其中，通过对所述格雷码与所述短序列的集合中的一个短序列执行Kronecker乘积来生成所述扩展格雷码；
获得从所述扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码；
改进所述扩展格雷码；
使用所述改进扩展格雷码来生成前导码；并且
发射所述前导码，
其中，所述改进包括：对所述扩展格雷码进行滤波以限制所得到的序列的带宽。
2.如权利要求1所述的方法，其中，每一个所述短序列都包括傅立叶变换矩阵和哈达马德矩阵的行中的至少一个。
3.如权利要求2所述的方法，其中，所述傅立叶变换矩阵或所述哈达马德矩阵具有4行和4列。
4.如权利要求1所述的方法，其中，每个所述短序列都包括Kronecker序列的傅立叶逆变换。
5.如权利要求1所述的方法，其中，所述短序列的集合中的一个短序列包括从如下构成的组中选择的序列：
[1111]；
[1j-1-j]；
[1-11-1]；以及
[1-j-1j]。
6.如权利要求1所述的方法，其中，所述扩展格雷码的集合包括具有零周期性互相关的格雷码。
7.如权利要求1所述的方法，其中，所述改进包括：用具有已定义的频谱遮蔽的时域滤波器来对所述扩展格雷码进行循环性的滤波。
8.如权利要求1所述的方法，其中，所述改进包括：
对所述扩展格雷码执行快速傅立叶变换(FFT)以创建一子载波集合；
削弱所述子载波集合中的至少一个子载波；并且
对所述削弱的至少一个子载波执行快速傅立叶逆变换。
9.如权利要求8所述的方法，其中，所述削弱包括将所述子载波集合中的所述至少一个子载波置零。
10.一种通信装置，包括：
用于基于格雷码和一短序列的集合生成一扩展格雷码的集合的模块；
用于获得从所述扩展格雷码的集合中选择的扩展格雷码的模块；
用于改进所述扩展格雷码的模块；
用于使用所述改进扩展格雷码来生成前导码的模块；以及
用于发射所述前导码的模块，
其中，所述用于改进的模块包括：
用于对所述扩展格雷码进行滤波以限制所得到的序列的带宽的模块。
11.如权利要求10所述的通信装置，其中，每一个所述短序列都包括傅立叶变换矩阵和哈达马德矩阵的行中的至少一个。
12.如权利要求11所述的通信装置，其中，所述傅立叶变换矩阵或所述哈达马德矩阵具有4行和4列。
13.如权利要求10所述的通信装置，其中，每个所述短序列都包括Kronecker序列的傅立叶逆变换。
14.如权利要求10所述的通信装置，其中，所述短序列的集合中的一个短序列包括从如下构成的组中选择的序列：
[1111]；
[1j-1-j]；
[1-11-1]；或者
[1-j-1j]。
15.如权利要求10所述的通信装置，其中，所述扩展格雷码的集合包括具有零周期性互相关的格雷码。
16.如权利要求10所述的通信装置，其中，所述用于改进的模块包括：用于用具有已定义的频谱遮蔽的时域滤波器来对所述扩展格雷码进行循环性的滤波的模块。
17.如权利要求10所述的通信装置，其中，所述用于改进的模块包括：
用于对所述扩展格雷码执行快速傅立叶变换(FFT)以创建一子载波集合的模块；
用于削弱所述子载波集合中的至少一个子载波的模块；以及
用于对所述削弱的至少一个子载波执行快速傅立叶逆变换的模块。
18.如权利要求17所述的通信装置，其中，所述用于削弱的模块包括：用于将所述子载波集合中的所述至少一个子载波置零的模块。
19.一种通信装置，包括：
处理系统，所述处理系统被配置为执行如权利要求1－9中任意一个中的步骤。
20.一种微微网协调器，包括：
天线；以及
处理系统，所述处理系统被配置为执行如权利要求1－9中任意一个中的步骤。
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