CN101842992A - 发送装置 - Google Patents

Abstract

公开了在存在衰落变动的通信路径或使用多阶调制、MIMO传输的通信系统中，在使用自正交码或LDPC-CC进行纠错编码时，改善解码时的差错率特性的发送装置。在该发送装置中，自正交编码单元(110)进行约束长度K的自正交码的编码，交织单元(130)重新排列码字序列，以使在多阶调制单元(150)中，同一调制码元包含时刻i的信息比特和时刻i的信息比特的不相关比特。

Description

发送装置

技术领域

本发明涉及使用自正交码或LDPC-CC进行纠错编码而发送的发送装置。

背景技术

当前，在进行运用和研究的许多通信系统中，为了减轻在通信路径上发生的干扰或噪声等妨碍所造成的传输质量的劣化，并将发送数据正确地传送到接收侧，在发送侧的装置中，对发送数据进行纠错编码。纠错码之一的卷积码是使用具有存储器的编码器依次对信息数据进行编码的纠错码，具有编码器的结构简单或者能够进行任意长度的信息数据的编码等特征，所以在许多通信系统中采用了卷积码。

作为纠错码的自正交码是卷积码之一，具有以下特征，即基于在与各个信息比特关联的多个奇偶校验方程式中两个以上的奇偶校验方程式所包含的信息比特仅为1个的条件，生成与各个信息比特对应的奇偶校验位。通过利用该性质，在解码中，能够使用简单的解码方法即大数逻辑译码。在非专利文献1中，记载了大数逻辑译码的背景、理论以及具体的解码方法。

如上所述，自正交码具有下述优点，即，能够通过大数逻辑译码以非常简单的结构进行解码，所以容易构成装置，但大数逻辑译码的纠错能力劣于使用维特比(Viterbi)解码的最大似然译码。因此，提出了使用软判定值进行自正交码的解码的方法，或者适用反复多次解码处理的反复解码，提高纠错能力的方法(参照专利文献1和非专利文献1)。另外，为了提高反复解码时的收敛特性，提出了对自正交码进一步追加了正交性的自双正交码(Self-DoublyOrthogonal Code)(参照专利文献2)。

以下，说明自正交码的迭代后验概率解码(迭代APP(A PosterioriProbability)解码)。

图1表示J＝6、K＝18的自正交码的编码器的结构。这里，J相当于包含了一个信息比特的奇偶校验方程式的数，K相当于约束长度。图1所示的编码器10具有17个((K-1)个)移位寄存器11-1～11-17，并通过mod2加法器12进行移位寄存器11-1的输入、移位寄存器11-2、11-7、11-13、11-16和11-17的输出的mod2加法(逻辑异或)运算，生成奇偶校验位。

这里，mod2加法器12与移位寄存器的连接表示为αj＝{0，2，7，13，16，17}(j＝1，...，6，J＝6)。使用αj，如式(1)那样地表示第i奇偶校验位p_i。

$P_i=\underset{k=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}\⊕u_{i-{\mathrm{\α}}_k}...\left(1\right)$

这里，u_i表示第i信息比特，

表示mod2加法运算。

图2表示该自正交码的奇偶校验矩阵H。在图2中，Hs相当于与奇偶校验矩阵的信息比特u_i对应的部分，Hp相当于与奇偶校验矩阵的奇偶校验位p_i对应的部分。校验矩阵H的行方向表示奇偶校验方程式，列方向表示信息比特或奇偶校验位的排列。

由图1的编码器10进行自正交编码所获得的数据，通过调制单元(未图示)进行了数字调制。

在使用BPSK(Binary Phase Shift Keying，二相相移键控)作为数字调制方式时，通过式(2-1)和式(2-2)表示分别与信息比特u_i、奇偶校验位p_i对应的调制码元。

$x_i^u=-2u_i+1...(2-1)$

$x_i^p=-2p_i+1...(2-2)$

调制码元经由通信路径而由接收侧的装置接收。假定AWGN(AdditiveWhite Gaussian Noise，加性高斯白噪声)通信路径，则分别通过式(3-1)和式(3-2)表示接收调制码元。这里，n_i ^u，n_i ^p为附加在x_i ^u，x_i ^p的根据平均0、分散σ²的分布的加性高斯白噪声分量。

${\hat{x}}_i^u=x_i^u+n_i^u...(3-1)$

${\hat{x}}_i^p=x_i^p+n_i^p...(3-2)$

在数字调制方式是BPSK，而且为AWGN通信路径时，通过式(4-1)和式(4-2)表示接收比特似然。在式(4-1)和式(4-2)中，y_i ^u，y_i ^p表示对信息比特u_i和奇偶校验位p_i的接收比特似然。

$y_i^u=\frac{2{\hat{x}}_i^u}{{\mathrm{\σ}}^2}...(4-1)$

$y_i^p=\frac{2{\hat{x}}_i^p}{{\mathrm{\σ}}^2}...(4-2)$

信息比特u_i和奇偶校验位p_i的接收比特似然y_i ^u，y_i ^p输入到迭代APP解码器。

图3表示迭代APP解码器的结构。图3的迭代APP解码器20包括：延迟器21-1～21-M、延迟器23-1～23-(M-1)、APP解码单元22-1～22-M、以及硬判定单元24。延迟器21-1～21-M和延迟器23-1～23-(M-1)存储接收比特似然，在各个APP解码单元22-1～22-M使用该接收比特似然的定时，将接收比特似然输出到各个APP解码单元22-1～22-M。

APP解码单元22-1～22-M使用信息比特和奇偶校验位各自的接收比特似然和在前一次的迭代所得的后验概率值(APP值)，进行APP解码处理。

通过式(5)给出APP解码单元22-μ所得的第μ次迭代中的APP值λ_i ^(μ)。

这里，“ο”表示add-min运算。

add-min运算表示通过式(6)给出的运算。在式(6)中，sgn(x)表示x的正负的符号。

硬判定单元24对通过M次迭代所得的APP值λ_i ^(M)进行硬判定。基于式(7)的基准进行硬判定。

仅在

时

成立，除此之外都为

在将迭代APP解码适用于自正交码的解码时，随着迭代次数增多，能够使解码性能接近于最大似然估计性能(参照非专利文献2)。

在使用迭代解码算法对卷积码进行解码的研究中，除了自正交码之外，还研究了使用LDPC-CC(Low-Density Parity-Check Convolutional Code，低密度奇偶校验卷积码)的情况。

LDPC-CC是通过低密度的奇偶校验矩阵定义的卷积码，并已在非专利文献3或非专利文献4中公开。LDPC-CC因该校验矩阵的设计方法的不同而能够分为几个组，但以下，举例说明非专利文献4中公开的、基于作为块码的类循环LDPC码(QC-LDPC码，Quasi Cyclic Low-Density Parity-Check)设计的LDPC-CC。

式(8)表示[21，8，6]QC-LDPC码的检验矩阵。

$H=\left[\begin{array}{ccc}{I}_1& I_2& I_4\\ I_6& I_5& I_3\end{array}\right]...\left(8\right)$

在式(8)的校验矩阵H中，I_x表示将7×7的单位矩阵的行向左循环移位了x的矩阵。[21，8，6]QC-LDPC码是码长21的块码。

为了从式(8)所示的QC-LDPC码求LDPC-CC，进行将块码的校验矩阵H置换为多项式表现，并变换为卷积码的校验矩阵的作业。式(9)表示将校验矩阵H的I_x置换为延迟运算子D^x，作为多项式表现的校验矩阵H(D)。

$H\left(D\right)=\left[\begin{array}{ccc}D& D^2& D^4\\ D^6& D^5& D^3\end{array}\right]...\left(9\right)$

Dx是多项式表现中的延迟运算子，D的指数x表示时刻x的延迟。卷积码的校验矩阵H(D)和生成矩阵G(D)满足式(10)的关系，所以生成矩阵G(D)如式(11)所示。

G(D)H(D)^T＝0        ...(10)

$G\left(D\right)=\left[\frac{D+D^3}{1+D^2+D^4}1\frac{D^2}{1+D^2+D^4}\right]...\left(11\right)$

生成矩阵G(D)是用于编码率1/3的递归组织卷积码的生成矩阵。

图4表示以生成矩阵G(D)为基准的LDPC-CC的编码器的结构。图4的LDPC-CC编码器30包括：延迟器31-1～31-4、以及mod2加法器32和33。LDPC-CC编码器30是对1比特的信息比特u_i的输入，输出3比特的码字比特cmi(m＝1，2，3)的编码器。另外，由式(11)也可知，c2i与信息比特u_i相等。

图5是以矩阵表现示意地记述了通过式(9)给出的校验矩阵H(D)的例子。另外，在图5中，仅图示校验矩阵H(D)中的与时刻i的码字比特有关的部分。图5的校验矩阵40通过重复排列由多个2×3的矩阵构成的部分矩阵41来构成。另外，2×3的行数和列数相当于式(9)所示的多项式表现的校验矩阵H(D)的行数和列数。部分矩阵41的列从左开始依序相当于从LDPC-CC编码器30输出的3比特的码字比特cmi。

在校验矩阵40中，着眼于时刻i的三个列(c1i，c2i，c3i)。若提取各个列中配置了“1”的行，则可知各自满足了上述的自正交的条件。例如，若着眼于校验矩阵40的c2i的列，则p1(i+1)和p2(i+6)的行中配置了“1”，在该两行中，除了c1i以外配置了“1”的列是{c3(i-3)，c2(i-1)，c2(i+1)，c3(i+3)}的列，各个列中的1的数都是只有一个。

这样，已知下述事实，即，能够设计LDPC-CC以使校验矩阵具有自正交性的方式，所以在适用了迭代解码时，LDPC-CC示出优良的差错率特性。

专利文献1：特开第2002-111516号公报

专利文献2：美国专利第6,167,552号说明书

非专利文献1：今井秀树著、“符号理論”(电子情报通信学会、1990年出版)、p.274～p.278

非专利文献2：Cristian Cardinal，David Haccoun，Francois Gagnon，“ItetariveThreshold Decoding Without Interleaving for Convolutional Self-DoublyOrthogonal Codes，”IEEE Transactions onCommunications，vol.51，no.8，pp.1274-1282 August 2003.

非专利文献3：Yu-Cheng He，David Haccoun，“An Analysis of theOrthogonality Structures of Convolutional Codes for Iterative Decoding，”IEEETransactions on Informatnion Theory，vol.51，no.9，pp.3247-3261，September 2005.

非专利文献4：Alberto Jimenez Felstorom.and Kamil Sh.Zigangirov.“Time-Varying Periodic Convolutional Codes With Low-DensityParity-Check-Matrix”.IEEE Transactions on Information Theory.Vol.45.No.6.pp.2181-2191.September 1999.

非专利文献5：R.Michael Tanner.Deepak Sridhara.Arvind Sridharan.Thomas E.Fuja.and Daniel J.Costello.Jr..”LDPC Block and Convolutional CodesBased on Circulant Matrices.”IEEE Transactions on Information Theory.vol.50.no.12.December 2004.

发明内容

发明需要解决的问题

然而，目前为止的对于自正交码和LDPC-CC的研究，是主要以差错随机发生的AWGN通信路径或二元对称通信路径为对象的研究，并未充分进行以衰落通信路径或MIMO通信路径那样的具有相关的通信路径为对象的研究，所述衰落通信路径或MIMO通信路径是假定适用于移动通信系统的路径。

一般而言，在衰落通信路径中，由于时间或频率方向的衰落变动的相关，突发地发生差错。在卷积码中，将信息序列依序存储在称为约束长度的长度的存储器中，同时依次进行编码处理，所以若在约束长度的范围内集中地发生差错，则纠错的效果降低。另外，在MIMO通信路径中，除了上述的时间方向的相关和频率方向的相关之外，还考虑空间相关，所以不像AWGN通信路径那样随机发生差错，无法充分发挥纠错能力。

另外，以往主要研究了将BPSK调制用于调制方式的情况，未充分考察用于实现高速的通信速度的多阶调制的情况。

本发明的目的在于，提供用于提高在使用了多阶调制的传输或衰落通信路径下、以及MIMO通信路径下的纠错能力的发送装置。

解决问题的方案

本发明的发送装置所采用的结构包括：编码单元，使用自正交码或LDCP-CC，对信息码元进行纠错编码，以生成码字码元；交织器，重新排列所述码字码元的顺序；以及发送码元生成单元，使用多个所述码字码元，生成发送码元，所述交织器重新排列所述码字码元，以使包含时刻i的所述信息码元的所述发送码元的传播路径特性与包含时刻i的所述信息码元的不相关码元的所述发送码元的传播路径特性之间的相关较高，所述不相关码元为时刻i的所述信息码元的解码中不使用的所述码字码元。

发明的效果

根据本发明，在存在衰落变动的通信路径或使用多阶调制、MIMO传输的通信系统中，在使用自正交码或LDPC-CC进行纠错编码时，能够改善解码时的差错率特性。

附图说明

图1是表示一例自正交码的编码器的结构的图。

图2是表示一例自正交码的奇偶校验矩阵H的图。

图3是表示一例迭代APP解码器的结构的图。

图4是表示一例LDPC-CC的编码器的结构的图。

图5是表示自正交码的奇偶校验矩阵H的一部分的图。

图6是用于说明不相关比特的图。

图7是用于说明LDPC-CC的自单层正交性(self-single orthogonality)的图。

图8是用于说明LDPC-CC的自双层正交性(self-double orthogonality)的图。

图9是表示本发明实施方式1的发送装置的结构的方框图。

图10是表示实施方式1的发送装置的另一个结构的方框图。

图11是表示实施方式1的接收装置的结构的方框图。

图12是表示实施方式1的接收装置的另一个结构的方框图。

图13是表示实施方式1的一例交织图案的图。

图14是表示实施方式1的另一例交织图案的图。

图15是表示实施方式1的一例交织图案的图。

图16是表示本发明实施方式2的发送装置的另一个结构的方框图。

图17是表示实施方式2的一例交织图案的图。

图18是表示实施方式2的另一例交织图案的图。

图19是表示本发明实施方式3的发送装置的另一个结构的方框图。

图20是表示实施方式3的一例交织图案的图。

图21是表示本发明实施方式4的一例删截单元的结构的方框图。

图22是表示本发明实施方式4的一例删截单元的另一个结构的方框图。

图23是表示格雷映射(Gray mapping)的图。

图24是表示本发明实施方式5的发送装置的结构的方框图。

图25是表示实施方式5的接收装置的结构的方框图。

图26是表示格雷映射的图。

图27A是表示一例QPSK调制时的映射的图。

图27B是表示一例4ASK调制时的映射的图。

图28是表示本发明实施方式6的发送装置的结构的方框图。

图29是表示实施方式6的一例交织图案的图。

图30是表示实施方式6的发送装置的另一个结构的方框图。

图31是表示实施方式6的一例交织图案的图。

图32是表示本发明实施方式7的通信系统的整体结构的方框图。

图33是表示一例信息码元的格式的图。

图34是表示实施方式7的一例交织图案的图。

图35是表示对于自正交码或LDPC-CC的校验矩阵的唐纳图(Tannergraph)的图。

图36是表示迭代解码算法的处理流程的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(不相关比特)

首先，在说明本实施方式的具体结构和动作之前，说明本发明的基础即不相关比特。在自正交码或LDPC-CC的校验矩阵中，将不用于时刻i的信息比特的解码的比特称为时刻i的信息比特的不相关比特。以下，补充说明不相关比特。

(自正交码)

以下，首先说明自正交码中的不相关比特。

在自正交码中，存在以下的特征，即αj所包含的J个整数是完全差集，αj所包含的任意的两个整数之差都不同。

若例举图1所示的J＝6、K＝18的自正交码，则αj＝{0，2，7，13，16，17}，通过式(12-1)～(12-30)表示αj的任意的两个整数之差。

0-2＝-2  ...(12-1)，0-7＝-7   ...(12-2)

0-13＝-13...(12-3)，0-16＝-16 ...(12-4)，

0-17＝-17...(12-5)，2-0＝2    ...(12-6)，

2-7＝-5  ...(12-7)，2-13＝-11 ...(12-8)，

2-16＝-14...(12-9)，2-17＝-15 ...(12-10)，

7-0＝7   ...(12-11)，7-2＝5   ...(12-12)，

7-13＝-6 ...(12-13)，7-16＝-9 ...(12-14)，

7-17＝-10...(12-15)，13-0＝13 ...(12-16)，

13-2＝11 ...(12-17)，13-7＝6  ...(12-18)，

13-16＝-3...(12-19)，13-17＝-4...(12-20)，

16-0＝16 ...(12-21)，16-2＝14 ...(12-22)，

16-7＝9  ...(12-23)，16-13＝3 ...(12-24)，

16-17＝-1...(12-25)，17-0＝17 ...(12-26)，

17-2＝15 ...(12-27)，17-7＝10 ...(12-28)，

17-13＝4 ...(12-29)，17-16＝1 ...(12-30)

这里，假设通过式(12-1)～(12-30)所得的整数的集合为D，则集合D是(-17～17)的范围的整数的集合。这里，若考虑(-17～17)的整数的集合U，则与集合U有关的集合D的补集通过式(13)表示。

$\stackrel{\‾}{D}=\{-12,-8,\mathrm{8,12}\}...\left(13\right)$

在式(13)中，bar[D]表示对于集合U的集合D的补集，bar相当于式(13)中的符号(^-)。以下，将bar[D]记为D^-。

这里，若看APP解码单元中的APP值的导出式(5)，则在APP值λ_(i+αj-αk) ^(μ)的索引中出现(αj-αk)即集合D的元素。若考虑上述情形以及通过式(13)表示集合D的补集D^-的情形，可知在时刻i的信息比特的APP解码中，不使用以时刻i的索引i与集合D的补集D^-所包含的整数相加所得的(i-12)，(i-8)，(i+8)、以及(i+12)作为索引的时刻(i-12)，时刻(i-8)，时刻(i+8)、以及时刻(i+12)的信息比特的接收比特似然或APP值。

这样，在自正交码中，存在不参与时刻i的APP解码的信息比特，这些比特是不相关比特。

使用图6说明时刻i的不相关比特。图6表示在图2所示的J＝6、K＝18的自正交码的校验矩阵H中，仅提取出与时刻i的信息比特的解码有关的部分、即时刻i的信息比特中配置了“1”的行的矩阵。

若看图6，则可知在相当于时刻(i-12)、时刻(i-8)、时刻(i+8)和时刻(i+12)的信息比特的列中没有配置“1”。在校验矩阵中没有配置“1”意味着在APP解码中不使用与该列所对应的信息比特有关的信息。如上所述，时刻(i-12)、时刻(i-8)、时刻(i+8)和时刻(i+12)是以时刻i的索引i与集合D的补集D-所包含的整数相加所得的值作为索引的时刻。也就是说，由校验矩阵可知，在时刻i的信息比特的APP解码中，以时刻i的索引i与集合D的补集D^-的整数相加所得的值作为索引的时刻(i-12)、时刻(i-8)、时刻(i+8)和时刻(i+12)的信息比特是时刻i的信息比特的不相关比特。

(LDPC-CC)

接着，说明LDPC-CC中的不相关比特。

如上所述，LDPC-CC的校验矩阵具有自正交性，所以在广义上，LDPC-CC也属于自正交码。但是，在LDPC-CC中，如式(11)那样地表示生成多项式，也包含不是完全差集的情况，所以，以下使用LDPC-CC的校验矩阵H(D)说明LDPC-CC的不相关比特。

图7是以矩阵表现示意地记述了通过式(9)给出的LDPC-CC的校验矩阵H(D)的例子，对与图5相同的部分附加相同的标号。

基于图7的校验矩阵40，c1i的不相关比特为，假设对于c1i配置了“1”的列(以下，将这样的列称为“单层相关列”)的索引的集合为Dc1时，与对于(-6～+6)的范围的集合Ucc的Dc1＝{c3(i-3)，c2(i-1)，c2(i+1)，c3(i+3)}的补集所包含的列对应的时刻的比特。在图7中，除了与包含用圆圈围起来的“1”的列对应的时刻的比特以外的比特为c1i的不相关比特。

另外，对c2i而言，与对集合Ucc的单层相关列的索引的集合Dc2＝{c3(i-2)，c1(i+1)，c1(i-1)，c3(i+2)}的补集所包含的列对应的时刻的码字比特是不相关比特。在图7中，与包含以三角形围起来的“1”的列对应的时刻的比特以外的比特为c2i的不相关比特。

另外，对c3i而言，与对集合Ucc的单层相关列的索引的集合Dc3＝{c1(i-3)，c2(i-2)，c2(i+2)，c1(i+3)}的补集所包含的列对应的时刻的码字比特是不相关比特。在图7中，与包含以四边形围起来的“1”的列对应的时刻的比特以外的比特为c3i的不相关比特。

另外，若考虑全部c1i、c2i和c3i，则同样地成为不相关比特的时刻的集合Du是在图7中除了与包含用圆圈、三角形或四边形围起来的“1”的列对应的时刻以外的时刻，Du＝{c1(i-6)，c2(i-6)，c3(i-6)，c1(i-5)，c2(i-5)，c3(i-5)，c1(i-4)，c2(i-4)，c3(i-4)，c2(i-3)，c1(i-2)，c3(i-1)，c3(i+1)，c1(i+2)，c2(i+3)，c1(i+4)，c2(i+4)，c3(i+4)，c1(i+5)，c2(i+5)，c3(i+5)，c1(i+6)，c2(i+6)，c3(i+6)}。

这样，可知LDPC-CC的情况下的不相关比特与自正交码的情况相同，以时刻i为中心对称地存在。

在与以这些集合Du所包含的值作为索引的时刻的比特对应的列中没有配置“1”，所以在时刻i的信息比特的解码中，不使用以集合Du所包含的值作为索引的时刻的码字比特的比特似然。

另外，使用图7的校验矩阵40，考虑LDPC-CC的校验矩阵的两次的自正交性(自双层正交性)。以下，着眼于在图7中与包含用圆圈围起来的“1”的列对应的码字比特，使用图8说明自双层正交性。

图8与图7的校验矩阵40相同，是以矩阵表现示意地记述了通过式(9)给出的LDPC-CC的校验矩阵H(D)的例子，对与图7相同的部分附加相同的标号。在图8的校验矩阵40中，若着眼于时刻i的c1i的列，则在p1(i+1)和p2(i+6)的行中配置了“1”。在这两行中，单层相关列(除了c1i以外配置了“1”的列)是图8中包含用单圈围起来的“1”的列{c3(i-3)，c2(i-1)，c2(i+1)，c3(i+3)}，各个列中配置了“1”的数仅为一个。

这里，进一步对单层相关列{c3(i-3)，c2(i-1)，c2(i+1)，c3(i+3)}所包含的各个列，若同样地着眼于配置了“1”的行，则在p2(i)、p1(i+3)、p2(i+4)和p1(i+7)的行中配置了“1”。在这些四行中，配置了“1”的列在图8中为包含以单三角形围起来的“1”的列，即{c1(i-6)、c2(i-5)、c1(i-2)、c3(i-1)、c3(i+1)、c1(i+2)、c2(i+5)、c1(i+6)}。将这些列的集合称为双层相关列。此时，双层相关列与单层相关列{c3(i-3)，c2(i-1)，c2(i+1)，c3(i+3)}不是全部重复，所以可以说校验矩阵40对码字比特c1i具有自双层正交性。

同样地，对于c2i的双层相关列为{c1(i-5)，c2(i-4)，c3(i-4)，c2(i-2)，c2(i+2)，c2(i+4)，c3(i+4)，c1(i+5)}。另外，该双层相关列与c2i的单层相关列不重复，所以校验矩阵40对码字比特c2i也具有自双层正交性。另外，对于c3i的双层相关列为{c3(i-6)，c2(i-4)，c3(i-4)，c1(i-1)，c1(i+1)，c3(i+1)，c3(i+4)，c2(i+5)}，该双层相关列与c3i的单层相关列不重复，所以校验矩阵40对码字比特c3i也具有自双层正交性。

说明迭代解码中的双层相关列的意义。如上所述，在时刻i的码字比特的解码中，仅使用相当于单层相关列的比特。另外，用于单层相关列所包含的码字比特的解码的比特为双层相关列所包含的码字比特。也就是说，在迭代解码的过程中，双层相关列所包含的码字比特相当于不仅考虑了当前的迭代，而且考虑了前一次的迭代时的、时刻i的信息比特的解码中使用的码字比特。因此，若考虑到这样的自双层正交性而求对时刻i的码字比特的不相关比特，则能够降低考虑到多次的解码的相关。

这样，在自正交码或LDPC-CC的校验矩阵中，在时刻i的信息比特的解码中不使用的比特(不相关比特)存在于以时刻i为中心的约束长度K的两倍的范围内。

(实施方式1)

在本实施方式中说明，着眼于在自正交码或LDPC-CC的校验矩阵中，时刻i的信息比特的解码中不使用的比特(不相关比特)存在于以时刻i为中心的约束长度K的两倍的范围内，将以与时刻i的信息比特相同的调制码元发送的比特作为不相关比特的发送装置和发送方法。

图9表示本实施方式的发送装置的结构。图9的发送装置100包括：自正交编码单元110、删截单元120、交织单元130、控制信息生成单元140、多阶调制单元150、无线天线160、以及发送天线170。

另外，图10表示在使用LDPC-CC作为纠错码时的发送装置的结构。图10的发送装置100a为，将在图9的发送装置100中的自正交编码单元110置换为进行LDPC-CC的编码处理的LDPC-CC编码单元110a，作为实施本发明的发送装置的动作与发送装置100相同，所以下面使用发送装置100进行说明。

自正交编码单元110对发送信息序列进行自正交码的编码处理，生成码字序列。在本实施方式中，假定自正交码是系统码的情况，自正交编码单元110生成系统位序列和奇偶校验位序列作为码字序列。然后，自正交编码单元110将系统位序列和奇偶校验位序列输出到删截单元120。

删截单元120基于预先决定的删截图案，对来自自正交编码单元110的奇偶校验位序列进行删截。删截单元120将删截后的奇偶校验位序列输出到交织单元130。

交织单元130输入系统位序列和删截后的奇偶校验位序列，并对这些码字序列进行序列的顺序的重新排列(交织)处理。交织单元130重新排列码字序列，以使自正交编码单元110所生成的、以与时刻i的信息比特相同的调制码元发送的比特为时刻i的信息比特的不相关比特。在后面详细叙述交织单元130的重新排列(交织)处理方法。交织单元130将重新排列(交织)后的码字序列输出到多阶调制单元150。

控制信息生成单元140生成在发送装置100和通信对方的接收装置之间发送/接收信号所需的控制信息。作为控制信息，例如包括调制方式、发送信息序列长度、用于时间/频率同步的前置码信号等。控制信息生成单元140将所生成的控制信息输出到多阶调制单元150。

多阶调制单元150使用PSK(Phase Shift Keying；相移键控)和QAM(Quadrature Amplitude Modulation；正交振幅调制)等调制方式，对重新排列(交织)后的码字序列进行调制，并将所获得的发送调制码元序列输出到无线单元160。

无线单元160对发送调制码元序列进行D/A(Digital to Analog；数字模拟)变换、频率变换和RF(Radio Frequency；无线频率)滤波处理等的无线调制处理，生成RF发送信号。无线单元160将所生成的RF发送信号经由发送天线170发送。

图11表示本实施方式的接收装置的结构。图10的接收装置200包括：接收天线210、无线单元220、正交解调单元230、信道变动估计单元240、控制信息检测单元250、对数似然运算单元260、解交织单元270、解删截单元280、以及自正交编码/解码单元290。

另外，图12表示在使用LDPC-CC作为纠错码时的接收装置的结构。图12的接收装置200a为，将在图11的接收装置200中的自正交编码/解码单元290置换为LDPC-CC解码单元290a，作为实施本发明的接收装置的动作与接收装置200相同，所以下面使用接收装置200进行说明。

接收天线210接收从发送装置100发送的RF发送信号，并将其输出到无线单元220。

无线单元220进行RF滤波处理、频率变换、A/D(Analog to Digital，模拟数字)变换等的无线解调处理，并将无线解调处理后的基带信号输出到正交解调单元230。

正交解调单元230从无线单元220所输出的无线解调处理后的基带信号中检测I信道和Q信道各自的基带信号，并将各个基带信号输出到信道变动估计单元240、控制信息检测单元250和对数似然运算单元260。

信道变动估计单元240利用基带信号所包含的已知信号，估计在发送装置100和接收装置200之间的无线传播路径上的信道变动。

控制信息检测单元250检测基带信号所包含的控制信号，并将检测出的控制信号输出到对数似然运算单元260。

对数似然运算单元260基于基带信号求所发送的各个码字比特的对数似然比，并将其输出到解交织单元270。

解交织单元270使用与发送装置100的交织单元130进行的重新排列处理相反的处理，重新排列对数似然比的序列的顺序。

解删截单元280对在发送装置100的删截单元120中进行了删截的奇偶校验位进行解删截。具体而言，解删截单元280将“0”代入删截了的奇偶校验位的对数似然比。

自正交编码/解码单元290使用对数似然比序列进行自正交码的解码，并输出解码结果的硬判定值作为接收装置200的解码结果。

以下，主要以交织单元130和多阶调制单元150的动作为中心，说明如上构成的发送装置100和接收装置200的动作。另外，以下，假设自正交编码单元110使用图1所示的编码率1/2，J＝6、K＝18的自正交码而进行说明。另外，说明发送装置100将编码率是1/2，调制方式是16QAM的发送模式作为发送模式而进行动作的情况。

在自正交编码单元110中，对发送信息序列u_i(i＝1，...，n)进行自正交编码，生成由与发送信息序列相同的系统位序列u_i、以及奇偶校验位序列p_i构成的码字序列。

在删截单元120中，根据预先决定的发送模式，对从自正交编码单元110输出的码字序列的决定了的位置的比特进行删截。在本实施方式中，因为自正交编码单元110的编码率为1/2，所以在发送模式为编码率1/2、16QAM时，在删截单元120中不进行删截，并从删截单元120向交织单元130直接输出码字序列。

在交织单元130中，进行码字序列的重新排列处理。这里，在本发明的发送装置100中，为了使以与时刻i的信息比特相同的调制码元发送的比特为不相关比特而进行发送，在交织单元130中满足该条件。

也就是说，交织单元130重新排列码字序列，以使在后级的多阶调制单元150中，自正交编码单元110中的时刻i的信息比特和时刻i的信息比特的不相关比特包含于同一调制码元内。

另外，同一调制码元在除了时刻i的信息比特以外的剩余的所有比特仅由时刻i的比特的不相关比特构成时效果最大，但只要有至少1比特的不相关比特，就能够获得本实施方式的效果。

图13是用于说明交织单元130的重新排列(交织)处理的图。图13是表示一例交织单元130中的交织图案的图。图13的交织图案300是一例编码率1/2时的交织图案。交织图案300由系统位图案310和奇偶校验位图案320构成。这里，系统位图案310是用于系统位序列的交织图案，奇偶校验位图案320是用于奇偶校验位序列的交织图案。另外，系统位u_i和奇偶校验序列p_i是使用上述图6所示的J＝6、K＝18的自正交码进行编码得到的码字序列，在各个图案中记述的数字表示系统位u_i和奇偶校验位序列p_i的比特的索引i。

系统位图案310用于长度12的交织器，并表示按照图13的纵方向的顺序将比特写入交织单元130内的存储器的情形。也就是说，按照u0，u1，u2，...，u11的顺序将系统位写入交织单元130内的存储器。然后，第12比特u12写入下一个列的最上面。由此，进行重新排列，以使时刻i的信息比特u0和时刻(i+12)的比特u12并排。如上所述，时刻(i+12)的比特u12是时刻i的信息比特u0的不相关比特。这样，系统位图案310使时刻i的信息比特u0和作为该比特u0的不相关比特的u12并排。

同样地，奇偶校验位图案320用于长度12的交织器。奇偶校验位图案320是使系统位图案310朝向下方向循环移位的图案。

在图13所示的例子中，奇偶校验位图案320使奇偶校验位p6，p18和比特u0，u12并排。奇偶校验位p6，p18是在u0，u12的解码中不使用的奇偶校验位，另外，奇偶校验位p18是奇偶校验位p6的不相关比特。这样，奇偶校验位图案320使在时刻i的信息比特u0和时刻(i+12)的比特u12的解码中不使用的奇偶校验位p6并排。另外，奇偶校验位图案320使该奇偶校验位p6的不相关比特，且在时刻i的信息比特u0和时刻(i+12)的比特u12的解码中不使用的奇偶校验位p18并排。

这样被重新排列的码字序列按照交织图案300的横方向依序输出到多阶调制单元150。因此，码字序列从交织单元130例如按照u0，u12，p6，p18，u1，u13，...的顺序输出到多阶调制单元150。

在多阶调制单元150中，对从交织单元130输出的比特序列进行多阶调制处理。在多阶调制单元150中，在使用16QAM作为调制方式时，连续输入的4比特调制为一个调制码元。

因此，在使用交织图案300时，假设调制码元为xj，则构成各个码元的比特为x0＝{u0，u12，p6，p18}，x1＝{u1，u13，p7，p19}，...，x11＝{u11，u23，p5，p17}。

发送调制码元xj通过无线单元160变换为RF发送信号，RF发送信号经由发送天线170发送到接收装置200。

从发送天线170发送的RF发送信号在无线通信路径中受到衰落、干扰等的影响，通过接收装置200的接收天线210被接收。

接收天线210接收从发送装置100发送的RF发送信号，并将其输出到无线单元220。

在无线单元220中，对通过接收天线210接收到的接收信号进行RF滤波处理、频率变换和A/D变换等的无线解调处理，其后在正交解调单元230中检测I信道和Q信道各自的基带信号。

在信道变动估计单元240中，利用基带信号所包含的已知信号，估计在发送装置100和接收装置200之间的无线传播路径上的信道变动。

另外，在控制信息检测单元250中，检测基带信号所包含的控制信号，控制信号输出到对数似然运算单元260。

在对数似然运算单元260中，基于基带信号求所发送的各个码字比特的对数似然比，并将所获得的对数似然比输出到解交织单元270。

在解交织单元270中，使用与发送装置100的交织单元130进行的重新排列处理相反的处理，重新排列对数似然比的序列的顺序。

在解删截单元280中，对在发送装置100的删截单元120中进行了删截的奇偶校验位进行解删截。具体而言，将“0”代入删截了的奇偶校验位的对数似然比。

在自正交编码/解码单元290中，使用对数似然比序列进行自正交码的解码，并输出解码结果的硬判定值作为解码结果。通过以迭代解码更新式(5)所示的各个比特的APP值，能够实现自正交码的解码。

这里，考虑某个发送调制码元xj的接收电平因受到无线通信路径中的衰落变动的影响而降低的情况。此时，若增加接收装置200的无线单元220中发生的热噪声，调制码元xj的SNR(Signal to Noise Ratio，信噪比)降低。一般而言，可知若调制码元的SNR较低，则调制码元所包含的比特的对数似然比的绝对值较小。

因此，在发送调制码元xj由非不相关比特的比特的组合构成时，存在解码特性劣化的情况。例如，考虑发送调制码元x0由{u0，u1，p0，p2}的组合形成的情况。由式(5)和αj可知，在u0的比特的解码中需要u1，p0，p2。因此，若发送调制码元x0的接收电平因受到衰落变动的影响而降低，则u0，u1，p0，p2的对数似然比同时取较小的绝对值。这样，在发送调制码元x0由不相关比特以外的比特的组合形成时，存在与信息比特u0的解码有关的信息比特u1，p0，p2的对数似然比的绝对值同时变小，所以特性显著劣化的情况。

相对于此，在本实施方式中，例如，通过使用图13的交织图案300重新排列码字序列，发送调制码元x0由{u0，u12，p6，p18}的组合形成。此时，u12，p6，p18是u0的不相关比特，u12，p6，p18是在u0的解码中不使用的比特。因此，即使由不相关比特的组合构成的调制码元xj的接收电平较小，并且u0，u12，p6，p18的对数似然比同时为较小的绝对值，由于在u0的解码中不使用信息比特u12，p6，p18的对数似然比，所以对信息比特u0的解码不造成影响。

这样，在本实施方式中，将时刻i的信息比特的不相关比特优先分配给发送时刻i的信息比特的调制码元。由此，即使在某个发送调制码元xj的接收电平因受到衰落变动的影响而降低时，也能够抑制解码特性的劣化。

如上所述，根据本实施方式，自正交编码单元110进行约束长度K的自正交码的编码，多阶调制单元150使用同一调制码元对时刻i的信息比特和在时刻i的信息比特的解码中不使用的不相关比特进行调制。

另外，交织单元130重新排列码字序列，以使在后级的多阶调制单元150中同一调制码元包含时刻i的信息比特和时刻i的信息比特的不相关比特。

另外，同一调制码元在除了时刻i的信息比特以外的剩余的所有比特仅由时刻i的比特的不相关比特构成时效果最大，但只要有至少1比特的不相关比特，就能够获得本实施方式的效果。

在自正交码的情况下，假设由定义自正交码的完全差集的各个元素之差构成的集合为D，从-(K-1)到(K-1)为止的范围的整数的集合为U，则在距时刻i相当于对于集合U的集合D的补集(集合D的补集D^-)的数的时刻中的信息比特为时刻i的信息比特的不相关比特。另外，不仅是系统位，在时刻i的信息比特的解码中不使用的奇偶校验位也同样是不相关比特。

由此，即使在发送调制码元的接收电平因受到衰落变动的影响而降低时，也能够分散对数似然比的绝对值变小所造成的解码性能的劣化的影响，能够抑制作为APP解码整体的传输差错率特性的劣化。

另外，在本实施方式中，以将编码率1/2、调制方式16QAM作为发送模式的情况为例进行说明，但也可以是其他的发送模式。以下，作为一例，说明编码率3/4的情况。

在编码率3/4时，删截单元120对通过自正交编码得到的奇偶校验位进行删截。

交织单元130与在编码率1/2的情况相同，重新排列码字序列，以使在后级的多阶调制单元150中在调制码元内包含自正交编码单元110中的时刻i的信息比特和时刻i的信息比特的不相关比特。

另外，同一调制码元在除了时刻i的信息比特以外的剩余的所有比特仅由时刻i的比特的不相关比特构成时效果最大，但只要有至少1比特的不相关比特，就能够获得本实施方式的效果。

图14是表示一例交织图案的图。图14的交织图案400是一例在编码率3/4时的交织图案，交织图案400由系统位图案410和奇偶校验位图案420构成。这里，系统位图案410是用于系统位序列的交织图案，奇偶校验位图案420是用于奇偶校验位序列的交织图案。另外，在各个图案中记述的数字表示系统位u_i和奇偶校验位序列p_i的比特的索引i。另外，系统位u_i和奇偶校验位序列p_i是利用上述图6所示的J＝6、K＝18的自正交码进行编码得到的码字序列。

通过使用图14的交织图案400，调制码元x0由{u0，u12，u24，p18}构成。如上所述，该组合由不相关比特构成，所以能够获得同样的效果。即使在其他的编码率和调制方式的情况下，通过构成为使同一调制码元中包含时刻i的信息比特和该信息比特的不相关比特，也能够获得同样的效果。

另外，在本实施方式中，说明了使用图13和图14所示的交织图案300和400重新排列码字序列的情况，但本发明并不限于此，只要是重新排列码字序列以使在同一调制码元中存在不相关比特的交织图案，就能够获得同样的效果。

另外，同一调制码元在除了时刻i的信息比特以外的剩余的所有比特仅由时刻i的比特的不相关比特构成时效果最大，但只要有至少1比特的不相关比特，就能够获得本实施方式的效果。

例如，在以上的说明中，说明了以下的情况，即交织单元130着眼于集合D的补集D^-所包含的四个整数{-12，-8，+8，+12}中的“-12”和“+12”，并重新排列码字序列，以通过同一调制码元发送时刻i的信息比特和时刻(i+12)的比特。但是，并不限于该组合，交织单元130也可以重新排列码字序列，以使用“-8”和“+8”，而通过同一调制码元发送时刻i的信息比特和时刻(i+8)的比特。由此，能够使通过同一调制码元发送的比特为不相关比特的组合，并且与使用“-12”和“+12”的情况相比，能够减小交织器的大小。

图15表示一例在发送模式为编码率3/4、调制方式16QAM时，交织器的大小为8的情况下的交织图案。若根据图15的交织图案500，则例如一个16QAM码元所包含的比特为{u0，u8，u16，p12}，不是所有的比特为不相关比特的组合。因此，为了在一个调制码元中包含期望的数的信息比特的不相关比特，需要考虑以下的条件。

(1)在同一调制码元中包含两个信息比特的不相关比特时

使用集合D的补集D^-所包含的整数中的绝对值最小的整数，选择不相关比特。在上述例子中，相当于选择了“+8”、“-8”的情况。此时，能够使用较小的大小的交织器生成不相关比特的组合。

(2)在同一调制码元中包含m个(m≥3)信息比特的不相关比特时

从补集D^-所包含的整数中选择出集合D的补集D^-所包含的整数中的(m-1)倍的值。或者，选择(m-1)倍的值是位于集合U的范围外的整数。在图14所示的例子中，{-12，+12}的两倍的值位于集合U的范围外，所以通过使用大小12的交织器，如图14所示，能够使构成调制码元x0的所有比特都为不相关比特。

在将LDPC-CC用作纠错码时，包含时刻i的信息比特的调制码元优先包含该信息比特的单层相关列以外的比特。另外，也可以使用时刻i的信息比特、以及该信息比特的单层相关列以外的比特或该信息比特的双层相关列以外的比特构成调制码元。

(实施方式2)

在本实施方式中说明，着眼于在自正交码或LDPC-CC的校验矩阵中，时刻i的信息比特的解码中不使用的比特(不相关比特)存在于以时刻i为中心的约束长度的两倍的范围内，以与包含时刻i的信息比特的调制码元在时间上连续的调制码元，发送时刻i的信息比特的不相关比特的发送装置和发送方法。根据本实施方式的发送装置和发送方法，在存在时间性的衰落变动时，能够避免该变动的下降所造成的突发性的接收SNR的下降，有效地进行纠错解码。

图16表示本实施方式的发送装置的结构。另外，在图16的本实施方式的发送装置中，对与图9共用的结构部分附加与图9相同的标号，并省略其说明。图16的发送装置600构成为具有交织单元610，代替图9的发送装置100的交织单元130。

交织单元610重新排列码字序列，以使时刻i的信息比特的不相关比特通过与包含时刻i的信息比特的调制码元在时间上连续的调制码元发送。以下，使用图17说明交织。

图17表示一例交织单元610中的交织图案。图17的交织图案700是一例发送模式为编码率1/2、调制方式16QAM时的交织图案，系统位图案710是用于系统位序列的交织图案，奇偶校验位图案720是用于奇偶校验序列的交织图案。另外，各个图案中记述的数字表示比特的索引。

系统位图案710用于长度24的交织器，表示按图示的索引的顺序将比特写入交织单元610内的存储器的情形。然后，第24比特u24写入下一个列的最上面。由此，进行重新排列，以使时刻i的信息比特u0和时刻(i+24)的比特u24并排。如上所述，时刻(i+24)的比特u24是时刻i的信息比特u0的不相关比特。

另外，通过使用系统位图案710进行重新排列，以使时刻i的信息比特u0和时刻(i+12)的比特u12竖排。如上所述，时刻(i+12)的比特u12是时刻i的信息比特u0的不相关比特。

同样地，奇偶校验位图案720用于长度24的交织器。奇偶校验位图案720是使系统位图案710朝向下方向循环移位的图案。

在图17所示的例子中，奇偶校验位图案720使奇偶校验位p9、p33和比特u0、u24并排。奇偶校验位p9，p33是在比特u0、u24的解码中不使用的奇偶校验位，另外，奇偶校验位p33是奇偶校验位p9的不相关比特。

另外，通过使用奇偶校验位图案720进行重新排列，以使时刻(i+9)的奇偶校验位p9和时刻(i+21)的奇偶校验位p21竖排。时刻(i+21)的奇偶校验位p21是时刻(i+9)的奇偶校验位p9的不相关比特。

这样被重新排列的码字序列按照交织图案700的横方向依序输出到多阶调制单元150。因此，码字序列从交织单元610例如按照u0，u24，p9，p33，u12，u36，p21，p45，...的顺序输出到多阶调制单元150。

在多阶调制单元150中，对从交织单元610输出的比特序列进行多阶调制处理。在多阶调制单元150中，在使用16QAM作为调制方式时，连续输入的4比特调制为一个调制码元。

因此，在使用交织图案700时，假设调制码元为xj，则构成各个码元的比特为x0＝{u0，u24，p9，p33}，x1＝{u12，u36，p21，p45}，...，。

由此，在对每4比特进行16QAM调制时，能够使包含时刻i的信息比特的同一调制码元内所包含的比特为不相关比特，并且能够使与包含时刻i的信息比特的调制码元在时间轴上连续的调制码元内所包含的比特为不相关比特。

另外，同一调制码元在除了时刻i的信息比特以外的剩余的所有比特仅由时刻i的比特的不相关比特构成时效果最大，但只要有至少1比特的不相关比特，就能够获得本实施方式的效果。

这样，交织单元610重新排列发送码字序列，以使与包含时刻i的信息比特的调制码元在时间上连续地发送的调制码元包含时刻i的信息比特的不相关比特。

如上所述，根据本实施方式，自正交编码单元110通过进行自正交码的编码而获得编码比特，多阶调制单元150将编码比特变换为调制码元，交织单元610重新排列编码比特，以使与包含时刻i的信息比特的调制码元在时间上连续地发送的调制码元包含时刻i的信息比特的不相关比特。由此，使包含时刻i的信息比特的调制码元与包含时刻i的信息比特的不相关比特的调制码元在时间上连续地发送，所以即使在因时间性的衰落变动而包含时刻i的信息比特的调制码元和包含时刻i的信息比特的不相关比特的调制码元的接收电平突发性地降低时，由于与包含时刻i的信息比特的调制码元在时间上连续地发送的调制码元中包含不参与时刻i的信息比特的解码的不相关比特，所以能够分散对数似然比的绝对值变小所造成的解码性能的劣化，能够抑制作为APP解码整体的传输差错率特性的劣化。

另外，包含时刻i的信息比特的调制码元和包含时刻i的信息比特的不相关比特的调制码元不一定必须在时间上连续地发送，即使重新排列使这些调制码元在因衰落变动的影响而接收电平突发性地降低的时间段被发送，也能够获得同样的效果。

另外，在本实施方式中，说明了使用图17所示的交织图案700重新排列码字序列的情况，但本发明并不限于此，只要是重新排列码字序列以使时间上连续地发送的调制码元中包含不相关比特的交织图案，就能够获得同样的效果。图18表示另一例交织图案。在使用了图18所示的交织图案800时，也由不相关比特构成同一调制码元，而且时间上连续地发送的调制码元中包含不相关比特。

由此，除了实施方式1所述的效果以外，即使在因衰落变动的影响而在时间上连续地使多个调制码元的接收电平降低时，也能够抑制解码特性的劣化。

(实施方式3)

在本实施方式中说明，着眼于在自正交码或LDPC-CC的校验矩阵中，时刻i的信息比特的解码中不使用的比特(不相关比特)存在于以时刻i为中心的约束长度的两倍的范围内，在多载波信号发送时，以与包含时刻i的信息比特的调制码元相邻的频率的调制码元，发送时刻i的信息比特的不相关比特的发送装置和发送方法。根据本实施方式的发送装置和发送方法，在存在频率衰落时，能够避免频率特性的下降所造成的突发性的接收SNR的下降，有效地进行纠错解码。

图19表示本实施方式的发送装置的结构。另外，在图19的本实施方式的发送装置中，对与图9共用的结构部分附加与图9相同的标号，并省略其说明。图19的发送装置900是多载波信号(OFDM信号)的发送装置，相对于图9的发送装置，采用具有交织单元910代替交织单元130，并追加了OFDM形成单元920的结构。

OFDM形成单元920包括：S/P(Serial to Parallel，串行至并行)变换单元921、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅立叶逆变换)单元922、以及保护间隔插入单元923。S/P变换单元921进行用于将从多阶调制单元150输出的调制码元映射到多载波信号的各个频率上的串行/并行变换。S/P变换单元921将串行/并行变换后的调制码元输出到IFFT单元922。IFFT单元922使用IFFT对并行输入来的调制码元进行多载波调制，生成时域信号，并将所生成的时域信号输出到保护间隔插入单元923。保护间隔插入单元923在从IFFT单元922输出的多载波调制信号中插入保护间隔，并将插入保护间隔后的时域信号输出到无线单元160。

交织单元910重新排列码字序列，以使有含时刻i的信息比特的解码中不使用的不相关比特的调制码元通过与发送有含时刻i的信息比特的调制码元的频率相邻的频率发送。以下，使用图20说明交织。

图20表示一例交织单元910中的交织图案和对频率轴上的映射。图20的交织图案1000是一例发送模式为编码率1/2、调制方式16QAM时的交织图案，系统位图案1010是用于系统位序列的交织图案，奇偶校验位图案1020是用于奇偶校验序列的交织图案。另外，各个图案中记述的数字表示比特的索引。另外，图20的交织图案1000与实施方式2中说明过的交织图案700相同。

交织单元910使用交织图案1000重新排列码字序列，以使时刻i的信息比特的不相关比特通过与发送有含时刻i的信息比特的调制码元的频率相邻的频率的调制码元发送。

与实施方式2相同，码字序列从交织单元910例如按照u0，u24，p9，p33，u12，u36，p21，p45，...的顺序输出到多阶调制单元150。

因此，在使用交织图案1000时，假设调制码元为xj，则构成各个调制码元的比特为x0＝{u0，u24，p9，p33}，x1＝{u12，u36，p21，p45}，...，。

由此，在多阶调制单元150中，在对每4比特进行16QAM调制时，能够使包含时刻i的信息比特的同一调制码元内所包含的比特为不相关比特，并且在OFDM形成单元920中，在调制码元映射在频率轴上而生成多载波信号时，能够使与包含时刻i的信息比特的调制码元在频率方向上连续的调制码元内所包含的比特为不相关比特。

另外，同一调制码元在除了时刻i的信息比特以外的剩余的所有比特仅由时刻i的比特的不相关比特构成时效果最大，但只要有至少1比特的不相关比特，就能够获得本实施方式的效果。

这样，交织单元910重新排列码字序列，以使与发送包含时刻i的信息比特的调制码元的频率相邻的频率的调制码元包含时刻i的信息比特的不相关比特。由此，即使在某个频域上发送的发送调制码元xj的接收电平因受到频率选择性衰落的影响而降低时，也能够抑制解码特性的劣化。

如上所述，根据本实施方式，自正交编码单元110通过进行自正交码的编码而获得编码比特，多阶调制单元150将编码比特变换为调制码元，交织单元910以与发送包含时刻i的信息比特的调制码元的频率相邻的频率，发送包含时刻i的不相关比特的调制码元。由此，在频率轴上连续的两个调制码元内包含的比特为不相关比特，所以除了实施方式1的效果以外，还能够获得避免频率选择性衰落的下降所造成的差错率特性的劣化。

另外，在本实施方式中，说明了使用图20所示的交织图案1000重新排列码字序列的情况，但本发明并不限于此，只要是重新排列码字序列以使频率轴上连续地发送的调制码元中包含不相关比特的交织图案，就能够获得同样的效果。

(实施方式4)

在本实施方式中，说明对通过使用自正交码或LDPC-CC进行纠错编码而获得的码字序列进行删截的发送装置和删截方法。根据本实施方式的发送装置和删截方法，不对时刻i的信息比特的解码所需的奇偶校验位进行删截，所以与随机进行删截，或者不考虑自正交码或LDPC-CC的结构而规则性地删截奇偶校验位的情况相比，解码差错率特性较好。

本实施方式的发送装置的结构与图9相同，所以下面主要说明删截单元120的删截方法。另外，以下，举例说明将编码率1/2、J＝6、K＝18的自正交码删截为编码率3/4的情况。

删截单元120对自正交编码单元110所获得的码字序列中的奇偶校验位序列pi进行删截。这里，删截单元120使用式(14)表示的删截矩阵P进行删截。

$P=\left(\begin{array}{cccccccccccccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1\\ 1& 0& 1& 0& 0& 0& 0& 1& 0& 0& 0& 0& 0& 1& 0& 0& 1& 1\end{array}\right)...\left(14\right)$

删截矩阵P是2×18(＝K(约束长度))的矩阵，第一行表示对于系统位序列u_i的删截图案，第二行表示对于奇偶校验位序列p_i的删截图案。另外，在式(14)的删截矩阵P中，表示与元素“1”对应的比特不被删截，与元素“0”对应的比特被删截。

若使用式(14)所示的删截矩阵P，将与最左的列对应的奇偶校验位设为p0，则{p1，p3，p4，p5，p6，p8，p9，p10，p11，p12，p14，p15}被删截。

由图2的J＝6、K＝18的自正交码的校验矩阵可知，在u0的解码中使用的奇偶校验位仅为{p0，p2，p7，p13，p16，p17}，{p1，p3，p4，p5，p6，p8，p9，p10，p11，p12，p14，p15}是不相关比特。因此，即使这些比特被删截，对时刻i的信息比特u0的解码造成的影响也较少。

图21表示一例删截单元120的结构。删截单元120包括：SW121、控制单元122、以及输出控制单元123。

SW121根据从控制单元122输出的删截图案，切换删截比特p_i的输出。具体而言，在从控制单元122输出“1”的信号时，输出p_i，而在输出“0”的信号时，不输出p_i。

控制单元122根据删截矩阵P，以删截矩阵P的列数的周期的图案，将“1”或“0”的信号发送到SW121。

这样，删截单元120根据式(14)的删截矩阵P，对与每个约束长度K出现一个的时刻i的信息比特有关的作为不相关比特的奇偶校验位进行删截。由此，时刻i的信息比特的解码所需的比特不被删截，所以虽然进行了删截处理，但也能够在被删截前的编码率1/2的状态下对时刻i的信息比特进行解码。

如上所述，根据本实施方式，删截单元120根据对与每个约束长度K出现一个的时刻i的信息比特有关的作为不相关比特的奇偶校验位进行删截的删截矩阵，进行删截。由此，时刻i的信息比特的解码所需的比特不被删截，所以虽然进行了删截处理，但也能够在被删截前的编码率1/2的状态下进行解码。另外，通过进行迭代解码，将可在编码率1/2的状态下进行解码的时刻i的信息比特的编码增益传播到其他的比特，所以能够获得改善差错率特性或削减直到收敛为止所需的迭代次数的效果。另外，与时刻i的信息比特相同能够在编码率1/2的状态下进行解码的比特，以与删截矩阵的列数相等的周期出现。

另外，在本实施方式中，举例说明了删截单元120使用式(14)所示的删截矩阵P对码字序列进行删截的情况，但本发明并不限于此，只要是对与时刻i的信息比特u_i有关的作为不相关比特的奇偶校验位进行删截的删截矩阵，就能够获得同样的效果。

另外，在本实施方式中，如式(14)所示，举例说明了使用仅对奇偶校验位序列p_i进行删截的删截矩阵P的情况，但本发明并不限于此，即使在使用了对系统位序列和奇偶校验位序列的双方进行删截的删截矩阵时，也能够获得同样的效果。例如，即使在使用如式(15)所示的删截矩阵P进行删截处理时，也能够获得同样的效果。

式(15)是一例对通过在图6所示的J＝6、K＝18的自正交码所生成的码字序列中的、系统位序列和奇偶校验位序列进行删截时的删截矩阵。

$P=\left(\begin{array}{cccccccccccccc}1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 1& 0& 1& 1& 1& 0& 1\\ 1& 0& 1& 0& 0& 0& 0& 1& 0& 0& 0& 0& 0& 1\end{array}\right)...\left(15\right)$

通过式(15)的删截矩阵P，编码率1/2的码字被删截为编码率4/5的码字。此时，在使用式(15)的删截矩阵P时，假设最左列为时刻i的信息比特u_i，则被删截的系统位是u_i+8、u_i+12，这些是时刻i的信息比特u_i的不相关比特。另外，如上所述，被删截的奇偶校验位为{p1，p3，p4，p5，p6，p8，p9，p10，p11，p12，p14，p15}，同样地，为时刻i的信息比特u_i的不相关比特。

另外，图22表示一例使用式(15)的删截矩阵P进行删截处理的删截单元120的结构。图22的删截单元120由SW121、SW124、控制单元122、以及输出控制单元123构成。

SW124根据从控制单元122输出的删截图案，切换u_i的输出。具体而言，在从控制单元122输出“1”的信号时，输出u_i，而在输出“0”的信号时，不输出u_i。

SW121根据从控制单元122输出的删截图案，切换p_i的输出。具体而言，在从控制单元122输出“1”的信号时，输出p_i，而在输出“0”的信号时，不输出p_i。

控制单元122根据删截矩阵P，以删截矩阵P的列数的周期的图案，将“1”或“0”的信号输出到SW124和SW121的各个单元。

由此，删截单元120能够根据式(15)的删截矩阵P，对与时刻i的信息比特u_i有关的作为不相关比特的系统位和奇偶校验位进行删截。

(实施方式5)

如实施方式4所述，在删截单元120中，如式(14)所示，使用与时刻i的信息比特有关的不相关比特被删截的删截矩阵，由此时刻i的信息比特以被删截前的原始的编码率被解码。另一方面，时刻i以外的其他的比特以比原始的编码率高的编码率被解码，所以可以说时刻i的信息比特与其他的比特相比，纠错能力较高。以下，将以被删截前的原始的编码率进行解码的时刻i的信息比特称为原解码可能比特。

在本实施方式中，说明如上所述在码字序列中纠错能力对每个比特不同时的映射方法。

(映射方法)

以下，举例说明多阶调制方式为16QAM的情况。在16QAM中，根据四个比特的组合，配置在IQ平面上的16个候选信号点的任一点而形成一个调制码元。四个比特的组合与信号点的对应根据使用的映射方法而不同。

图23表示格雷映射作为映射的一例。格雷映射是在IEEE802.11基准的无线LAN等中使用的映射。如图23所示，基于四个比特的组合，各个调制码元配置在IQ平面上的任一信号点上。

如图23所示，已知格雷映射为基于相邻的信号点间的四个比特的组合的差异仅是1比特的规则的映射方法，表示良好的差错率特性。

另外，已知在格雷映射中，构成一个调制码元的四个比特b1、b2、b3、b4各自的差错率特性不同。由图23可知，例如，b1和b3各自的“0”和“1”的映射位置平均地分离开。相对于此，与b1或b3相比，b2和b4各自的“0”和“1”的映射位置相邻的情况较多。由此，与b1或b3相比，由对数似然运算单元获得的b2和b4的似然存在其绝对值较小的倾向。因此，可以说b2和b4比b1或b3容易出错。这样，在构成IQ平面上的信号点的四个比特中，存在容易出错的比特。

另外，如实施方式4所述，在对与时刻i的信息比特有关的不相关比特进行删截时，存在以下的情况，即时刻i的信息比特以被删截前的原始的编码率进行了解码，另一方面，时刻i以外的其他的比特以比原始的编码率高的编码率进行了解码，所以在码字序列中，每个比特的纠错能力不同。

因此，在本实施方式中，考虑在码字序列中，每个比特的纠错能力不同、以及构成IQ平面上的信号点的四个比特中存在容易出错的比特，将码字序列中的以被删截前的编码率进行解码的原解码可能比特，分配给IQ映射时容易出错的比特。在图23所示的例子中，b2和b4为容易出错的比特。

由此，容错性较强的比特配置在容易出错的比特，所以能够改善系统整体的差错率特性。

另外，在以上的说明中，作为多阶调制中的映射方法，举例说明了使用格雷映射的情况，但本发明并不限于此，也可以是其他的映射方法。例如，也可以将原解码可能比特分配给BICM-ID(Bit Interleaved CodedModulation-Iterative Decoding，比特交织编码调制-迭代解码)中的MSP(Modified Set Partitioning，变组分离)映射中容易出错的固定比特。

BICM-ID系统的发送方法和接收方法的细节已在非专利文献6中详细地说明，所以下面简单地进行说明。

图24表示本实施方式的BICM-ID系统中的发送装置的结构。图24的发送装置1100由自正交编码单元110、删截单元120、交织单元1110、多阶调制单元1120、控制信息生成单元140、无线单元160、以及发送天线170构成。

图25表示BICM-ID系统中的接收装置的结构。图25的接收装置1200由接收天线210、无线单元220、正交解调单元230、信道变动估计单元240、控制信息检测单元250、对数似然运算单元1210、外部值运算单元1220和1240、解交织单元1230、解删截单元280、自正交编码/解码单元290、删截单元120、以及交织单元1110构成。

在BICM-ID系统中，如图25所示，其特征在于，接收装置1200重复进行对数似然计算处理(解映射)和纠错码的解码处理。在非专利文献6等中表示在这样的通信系统中，在使用卷积码时，适用了MSP等其他的映射方法作为映射方法时与使用格雷映射时相比，重复接收后的差错率特性较好。

图26A～图26D表示一例MSP映射。图26A表示在决定了b1以外的其他的3比特(b2、b3、b4)时的、b1为0的信号点与b1为1的信号点之间的距离，同样地，图26B表示在决定了b2以外的3比特(b1、b3、b4)时的、b2为0的信号点与b2为1的信号点之间的距离，图26C表示在决定了b3以外的3比特(b1、b2、b4)时的、b3为0的信号点与b3为1的信号点之间的距离，图26D表示在决定了b4以外的3比特(b1、b2、b3)时的、b4为0的信号点与b4为1的信号点之间的距离。

在BICM-ID中，使用在解映射时从解码器输出的似然、以及希望求的比特以外的3比特的外部值，计算该希望求的比特的似然。因此，一般而言，基于该希望求的比特以外的3比特都被确定的条件下的信号点距离，能够评价各个比特的容易出错性。

在图26的例子中，b1的最小信号点间距离为2√2，b2的最小信号点间距离为2，b3的最小信号点间距离为√2，b4的最小信号点间距离为√5，所以可知最小信号点间距离最小的b3为最容易出错的比特。也就是说，在构成多阶调制码元的多个比特中的1比特以外的比特都取同一个值时，该1比特的信号点间距离最小的比特为容易出错的比特。另外，根据映射方法，固定地确定容易出错的比特。

因此，在本实施方式中，交织单元1110对删截后的码字序列进行重新排列，以使在后级的多阶调制单元1120中原解码可能比特分配给这样的容易出错的比特b3。由此，多阶调制单元1120将原解码可能比特分配给信号点间距离最小的比特而进行多阶调制，所以在接收侧能够通过利用迭代解码而改善差错率特性。

另外，在以上的说明中，举例说明了使用16QAM作为多阶调制的情况，但本发明并不限于此，也可以是其他的多阶调制方式。例如，如图27A所示，在调制方式为QPSK(Quadrature Phase Shift Keying，四相相移键控)时，与b1相比，b2的“0”和“1”的映射位置相邻的情况较多，b1取同一个值时的信号点间距离较小，所以b2存在比b1更容易出错的倾向。此时，交织单元1110重新排列码字序列以使原解码可能比特分配给比b1容易出错的b2，将容错性较强的原解码可能比特分配给容易出错的b2而进行多阶调制，由此能够改善比特差错率特性。

另外，如图27B所示，多阶调制方式也可以为4ASK(Amplitude ShiftKeying，幅移键控)。在4ASK调制时，与b1相比，b2的“0”和“1”的映射位置相邻的情况较多，b1取同一个值时的信号点间距离较小，所以b2存在比b1更容易出错的倾向。因此，交织单元1110重新排列码字序列以使原解码可能比特分配给比b1容易出错的b2，将容错性较强的原解码可能比特分配给容易出错的b2而进行多阶调制，由此能够改善比特差错率特性。

(实施方式6)

在本实施方式中，说明在进行MIMO传输的通信系统中，在将使用自正交码或LDPC-CC进行纠错编码所获得的码字序列传输时，使构成以同一空间信道传输的调制码元的比特为不相关比特的发送装置和发送方法。根据本实施方式的发送装置和发送方法，能够改善基于衰落变动的下降或空间信道的相关的解码差错率特性。

图28表示本实施方式的发送装置的结构。另外，在图28的本实施方式的发送装置中，对与图9共用的结构部分附加与图9相同的标号，并省略其说明。图28的发送装置1300表示一例从两个发送天线发送两个发送序列的发送装置的结构。

发送装置1300包括：自正交编码单元110、删截单元120、流分析器1310、第一发送序列形成单元1320-1、第二发送序列形成单元1320-2、以及发送天线1330-1和1330-2。

第一发送序列形成单元1320-1由交织单元1321-1、多阶调制单元1322-1和无线单元1323-1构成。同样地，第二发送序列形成单元1320-2由交织单元1321-2、多阶调制单元1322-2和无线单元1323-2构成。

以下，举例说明从两个发送天线1330-1和1330-2发送以编码率1/2、J＝6、K＝18的自正交码进行编码得到的码字的情况。另外，以下，举例说明发送模式为编码率1/2，两个发送序列的调制方式都为QPSK的情况。

假设发送信息序列为u_i(i＝1，...，k)，则自正交编码单元110对发送序列进行自正交编码，并输出码字序列ci(i＝1，...，n)。这里，作为ci，如u1，p1，u2，p2，...那样，系统位和奇偶校验位交替地排列。设想发送模式为编码率1/2的情况，所以删截单元120不进行删截处理，将码字序列ci输出到流分析器1310。

流分析器1310将删截单元120进行删截后的码字序列ci分割为两个发送序列，并分别输出到第一发送序列形成单元1320-1和第二发送序列形成单元1320-2。

具体而言，流分析器1310从码字序列ci的开头开始依序每次2比特地分配给各个发送序列。例如，分配{u1，p2，u3，p4，u5，p6，u7，p8，u9，p10，u11，p12，p13，u14，p15，u16，p17，u18，p19，u20，p21，u22，p23，u24，...}作为第一发送序列，分配{p1，u2，p3，u4，p5，u6，p7，u8，p9，u10，p11，u12，u13，p14，u15，p16，u17，p18，u19，p20，u21，p22，u23，p24，...}作为第二发送序列。

另外，流分析器1310将分配给第一发送序列的比特的不相关比特分配给第二发送序列。例如，流分析器1310将分配给第一发送序列的比特u1的不相关比特u13分配给第二发送序列。

交织单元1321-1使用图29A所示的交织图案，对第一发送序列进行交织，并将重新排列(交织)后的序列{u1，p19，u14，p8，u3，p21，...}输出到多阶调制单元1322-1。多阶调制单元1322-1从交织单元1321-1所输出的码字序列的开头开始依序提取2比特而进行QPSK调制，获得x1i。

交织单元1321-2使用图29B所示的交织图案，对第二发送序列进行交织，并将重新排列(交织)后的序列{u13，p7，u2，p20，u15，p9，...}输出到多阶调制单元1322-2。多阶调制单元1322-2从交织单元1321-2所输出的码字序列的开头开始依序提取2比特而进行QPSK调制，获得x2i。

对第一发送序列、第二发送序列的各个序列的QPSK调制信号x1i和x2i通过无线单元1323-1和1323-2变换为RF发送信号，并通过发送天线1330-1和1330-2发送。

这样，通过流分析器1310将分配给第一发送序列的比特的不相关比特分配给第二发送序列，交织单元1321-1和1321-2进行重新排列，以使不相关比特包含在同一时刻发送的调制码元x1i和x2i中，从而能够使在同一时刻发送的调制码元x1i和x2i所包含的比特相互为J＝6、K＝18的自正交码中的不相关比特的组合。其结果，能够降低衰落变动的下降所造成的差错、存在空间相关时的MIMO接收质量的劣化所造成的差错、MIMO接收的失败时的差错的影响。

另外，在本实施方式中，举例说明了使用2发送的MIMO传输、编码率1/2的J＝6、K＝18的自正交码和QPSK调制的情况，但本发明并不限于此，使以与时刻i的信息比特同一时刻进行空分复用而传输的比特为时刻i的信息比特的不相关比特即可。

另外，同一调制码元在除了时刻i的信息比特以外的剩余的所有比特仅由时刻i的比特的不相关比特构成时效果最大，但只要有至少1比特的不相关比特，就能够获得本实施方式的效果。

另外，在本实施方式中，采用了在使用流分析器1310，将码字序列分割为各个发送序列后分别独立地进行交织的结构，但也可以采用在流分析器1310的前级具有交织单元的结构。

图30表示此时的发送装置的结构例。图30的发送装置1400包括：自正交编码单元110、删截单元120、交织单元1410、流分析器1420、控制信息生成单元140、第一发送序列形成单元1430-1、第二发送序列形成单元1430-2、以及发送天线1330-1和1330-2。

图31表示一例交织单元1410的交织图案。图31所示的交织图案1500为进行长度12、深度4的交织的图案。交织单元1410根据交织图案1500，按照{u1，u13，p19，p7，u2，u14，p20，p8，...}的顺序，将码字序列输出到流分析器1420。

流分析器1420将从交织单元1410输出的码字序列的比特交替分配给第一发送序列和第二发送序列。

由此，能够使在同一时刻进行空分复用而发送的比特优先为不相关比特，所以能够改善解码侧的差错率特性。

另外，在本实施方式中，举例说明了发送装置1300使在同一时刻进行空分复用而传输的调制码元所包含的比特优先为不相关比特的情况，但如实施方式2中的说明那样，使以时间上连续的调制码元发送的比特优先为不相关比特，由此能够进一步改善在衰落变动中存在时间变化时的差错率特性。

另外，在本实施方式中，说明了将本发明适用于单载波传输的例子，但即使在将本发明适用于OFDM方式等多载波传输方式的通信时，也能够同样地进行本发明。此时，如实施方式3中的说明那样，使以相邻的频率发送的比特优先为不相关比特，由此能够进一步改善在频率选择性衰落环境下的差错率特性。

(实施方式7)

在本实施方式中，说明将本发明适用于进行分组消失校正编码和解码的通信系统中的情况。分组消失校正编码和解码以由多个码字比特构成的码字码元的码元为单位进行，而不是以比特为单位进行。

因此，在码字码元由1比特的码字比特构成时，分组消失校正编码和解码以比特为单位进行。另外，在码字码元由多个码字比特构成时，分组消失校正编码和解码以码元为单位进行。

在本实施方式中，使校验矩阵的各列和唐纳图中的各个变量节点与一个码字码元对应，进行分组消失校正编码和解码。

从实施方式1到实施方式6为将本发明适用于物理层的情况，使校验矩阵的各列和唐纳图中的各个变量节点与例如一个码字比特对应。相对于此，本实施方式为将本发明适用于物理层的高层的情况，使校验矩阵的各列和唐纳图中的各个变量节点与一个码字码元对应。

因此，本实施方式的码字码元在概念上与从实施方式1到实施方式6的说明中的码字比特对应。因此，本实施方式的码字码元例如与实施方式1的调制码元不同。另外，也可以将从实施方式1到实施方式6中的任一个适用于物理层，将本实施方式适用于物理层的高层。

在本实施方式中，说明使以与时刻i的信息码元同一发送分组发送的码字码元为时刻i的信息码元的不相关码元的发送装置和发送方法。这里，不相关码元是指时刻i的信息码元的解码中不使用的码字码元。

另外，同一发送分组在除了时刻i的信息码元以外的剩余的所有码元仅由时刻i的信息码元的不相关码元构成时效果最大，但只要有至少1码元的不相关码元，就能够获得本实施方式的效果。

图32表示本实施方式的通信系统的整体结构图。在图32中，码元生成单元1611、消失校正编码单元1612、交织单元1613、分组生成单元1614和发送单元1615与发送装置1610对应。另外，在图32中，接收单元1631、码元生成单元1632、解交织单元1633、消失校正解码单元1634和信息复原单元1635与接收装置1630对应。

码元生成单元1611基于从发送信息源(未图示)输出的发送信息，生成由数个字节构成的信息码元。图33表示一例信息码元的格式。在依据图33的格式时，码元生成单元1611基于发送信息，生成由S字节构成的码元，并根据需要，将记述了信息码元的索引等的报头附加到各个信息码元。这样，码元生成单元1611生成由多个信息比特构成的信息码元。码元生成单元1611将所生成的信息码元输出到消失校正编码单元1612。

消失校正编码单元1612对从码元生成单元1611输出的信息码元进行消失校正编码。具体而言，消失校正编码单元1612以码元为单位对信息码元进行自正交编码或LDPC-CC编码。也就是说，消失校正编码单元1612使校验矩阵的各列和唐纳图中的各个变量节点与一个信息码元对应而进行消失校正编码。

消失校正编码单元1612通过进行消失校正编码，获得冗余码元。消失校正编码单元1612将信息码元和冗余码元输出到交织单元1613。以下，将信息码元和冗余码元称为码字码元。这样，消失校正编码单元1612生成码字码元。

交织单元1613进行重新排列从消失校正编码单元1612输出的码字码元的顺序的处理(交织)。交织单元1613重新排列码字码元，以使消失校正编码单元1612所生成的、以与时刻i的码字码元相同的发送分组发送的码字码元为时刻i的码字码元的不相关码元。

另外，同一发送分组在除了时刻i的信息码元以外的剩余的所有码元仅由时刻i的信息码元的不相关码元构成时效果最大，但只要有至少1码元的不相关码元，就能够获得本实施方式的效果。

如上所述，不相关码元为时刻i的信息码元的解码中不使用的码字码元。在后面详细叙述交织单元1613中的重新排列(交织)处理方法。交织单元1613将重新排列顺序(交织)后的码字码元输出到分组生成单元1614。

分组生成单元1614基于从交织单元1613输出的码字码元，生成发送分组。在分组生成单元1614中，将NP个(NP为自然数)码字码元汇总为一个，并对该NP个码字码元附加记述了分组发送所需的信息的报头而作为发送分组。分组生成单元1614将所生成的发送分组输出到发送单元1615。

发送单元1615根据用于通信路径1620的媒体，将从分组生成单元1614输出的发送分组变换为可发送的形态，并通过通信路径1620发送到接收装置1630。

通信路径1620表示从发送单元1615发送的信号在由接收单元1631接收之前所经过的路径。作为通信路径1620的媒体，能够使用以太网(Ethernet)(注册商标)、电力线、金属电缆、光纤、无线电、光线(可见光、红外线等)或者它们的组合。

接收单元1631接收经由通信路径1620到达的来自发送单元1615的信号，并根据发送分组的格式，将接收到的信号变换为分组。以下，将该分组称为接收分组。此时，根据通信路径1620的状况，有时存在发送分组和接收分组不一致、即无法接收与发送分组对应的接收分组的情况(分组消失)。接收单元1631将接收分组输出到码元生成单元1632。

码元生成单元1632从接收分组中去除报头，生成接收码字码元。码元生成单元1632将所生成的接收码字码元输出到解交织单元1633。另外，此时，码元生成单元1632将接收码字码元输出到解交织单元1633而使后级的解交织单元1633和消失校正解码单元1634能够检测哪个接收码字码元为消失码元。

例如，码元生成单元1632对接收码字码元的报头附加表示消失码元的信息，并输出报头和作为接收码字码元的虚拟数据(dummy data)。解交织单元1633和消失校正解码单元1634能够从所输入的报头和虚拟数据中检测消失码元。

另外，在发送装置1610对发送分组连续地附加序列号而进行发送时，码元生成单元1632不输出虚拟数据作为接收码字码元。然后，这里，解交织单元1633和消失校正解码单元1634也可以通过检测序列号的缺号，检测哪个接收码字码元为消失码元。

解交织单元1633重新排列从码元生成单元1632输出的接收码字码元的顺序(解交织)。此时，解交织单元1633使用与发送侧的交织单元1613进行的重新排列相反的处理，重新排列接收码字码元的顺序。解交织单元1633将重新排列后的接收码字码元输出到消失校正解码单元1634。

在从解交织单元1633输出的接收码字码元中存在消失码元时，消失校正解码单元1634利用由编码侧的消失校正编码单元1612附加的冗余码元，进行消失码元的消失校正解码。以下，说明一例消失校正解码单元1634中的消失校正解码处理。

在使用自正交码和LDPC-CC进行消失校正编码所获得的接收码字码元的消失校正解码中，一般而言，使用迭代解码算法。以下，使用图35和图36说明一例用于对消失码元进行消失校正解码的迭代解码算法。

图35是对于自正交码或LDPC-CC的校验矩阵的唐纳图。在图35中，变量节点表示校验矩阵的列方向的关系，检查节点表示校验矩阵的行方向的关系。变量节点和检查节点在校验矩阵的元素为1时以线(边缘)连接。另外，变量节点与消失校正编码后的各个接收码字码元对应。

图36表示迭代解码算法的流程图。在图中，ST表示流程的各个步骤。以下，使用图36的流程图说明迭代解码算法。

在ST11中，将包含消失码元的接收码字码元输入到对应的变量节点。在ST12中，提取与检查节点连接的变量节点的消失数为1的检查节点。在提取出消失数为1的检查节点时(ST13：“是”)，在ST14中，在提取出的消失数为1的检查节点中，对正确接收到(未消失)的变量节点值进行XOR(逻辑异或)运算。然后，在ST15中，将在ST14中获得的XOR运算结果输入到消失了的变量节点，并返回到ST12。

另一方面，在未提取到消失数为1的检查节点时(ST13：“否”)，在ST16中检查在所有的检查节点中是否不存在消失。这里，在ST16中，若不存在消失，则作为消失校正成功，结束解码算法(ST16：“是”)，若存在消失，则作为消失校正失败，结束解码算法(ST16：“否”)。

这样，在迭代解码算法中，在与检查节点连接的变量节点的消失数仅为一个时，能够进行消失校正。另一方面，在与检查节点连接的变量节点的消失数为两个以上时，难以进行消失校正。因此，为了有效地进行消失校正，优选使与检查节点连接的多个变量节点的消失数最多为一个。

另外，与同一个检查节点连接的多个变量节点为相互对解码造成影响的关系的变量节点。因此，对应于这些与同一个检查节点连接的多个变量节点的码字码元为相互对解码造成影响的关系的码元，而非不相关码元。换句话说，对应于与互不相同的检查节点连接的多个变量节点的码字码元的组合为不相关码元的组合。

由此，图32的消失校正解码单元1634对消失码元进行消失校正解码，获得接收码字码元，并仅将接收码字码元所包含的信息码元输出到信息复原单元1635。另外，在不存在消失码元时，消失校正解码单元1634不进行消失校正解码，而仅将接收码字码元所包含的信息码元输出到信息复原单元1635。

信息复原单元1635将信息码元变换为接收信息处理单元(未图示)可解读的形态，并输出到接收信息处理单元。例如，在信息码元依据图33的格式时，信息复原单元1635去除附加在各个信息码元的报头，并联结信息码元而输出到接收信息处理单元。

以下，主要以交织单元1613和分组生成单元1614的动作为中心，说明如上构成的发送装置1610和接收装置1630的动作。另外，以下，假设消失校正编码单元1612进行使用了图1所示的编码率1/2，J＝6、K＝18的自正交码的消失校正编码而进行说明。另外，以下，举例说明分组生成单元1614由四个码字码元生成一个发送分组的情况。

在消失校正编码单元1612中，对信息码元u_i(i＝1，...，n)进行基于自正交码的消失校正编码，生成由信息码元u_i和冗余码元p_i构成的码字码元。所生成的码字码元被输出到交织单元1613。

在交织单元1613中，进行码字码元的重新排列(交织)处理。具体而言，重新排列码字码元，以使在后级的分组生成单元1614中，消失校正编码单元1612中的时刻i的信息码元和时刻i的信息码元的不相关码元包含于同一发送分组内。

另外，同一发送分组在除了时刻i的信息码元以外的剩余的所有码元仅由时刻i的信息码元的不相关码元构成时效果最大，但只要有至少1码元的不相关码元，就能够获得本实施方式的效果。

以下，使用图34说明交织单元1613中的重新排列(交织)处理。图34是表示一例交织单元1613中的交织图案的图。图34的交织图案1700是一例自正交码的编码率为1/2时的交织图案。交织图案1700由信息码元交织图案1710和冗余码元交织图案1720构成。

这里，信息码元交织图案1710是用于信息码元的交织图案，冗余码元交织图案1720是用于冗余码元的交织图案。另外，信息码元u_i和冗余码元p_i是使用上述图6所示的J＝6、K＝18的自正交码进行编码得到的码字码元，在各个图案中记述的数字表示信息码元u_i和冗余码元p_i的码元的索引i。

信息码元交织图案1710用于长度12的交织器，表示按照图34的纵方向的顺序将码字码元写入交织单元1613内的存储器的情形。也就是说，按照u0，u1，u2，...，u11的顺序将信息码元写入交织单元1613内的存储器。然后，第12信息码元u12写入下一个列的最上面。

由此，进行重新排列，以使时刻i的信息码元u0和时刻(i+12)的信息码元u12并排。如实施方式1中的说明那样，时刻(i+12)的信息码元u12为时刻i的信息码元u0的不相关码元。这样，信息码元交织图案1710使时刻i的信息码元u0和作为该码元u0的不相关码元的u12并排。

冗余码元交织图案1720同样用于长度12的交织器。冗余码元交织图案1720是使信息码元交织图案1710朝向下方向循环移位的图案。

在图34所示的例子中，冗余码元交织图案1720使冗余码元p6、p18和信息码元u0、u12并排。冗余码元p6，p18是在信息码元u0，u12的解码中不使用的冗余码元，另外，冗余码元p12是冗余码元p6的不相关码元。

这样，冗余码元交织图案1720使在时刻i的信息码元u0和时刻(i+12)的信息码元u12的解码中不使用的冗余码元p6并排。另外，冗余码元p18是该冗余码元p6的不相关码元，所以使在时刻i的信息码元u0和时刻(i+12)的信息码元u12的解码中不使用的冗余码元p18并排。

这样被重新排列的码字码元按照交织图案1700的横方向依序输出到分组生成单元1614。因此，码字码元从交织单元1613例如按照u0，u12，p6，p18，u1，u13，...的顺序输出到分组生成单元1614。

在图32的分组生成单元1614中，使用从交织单元1613输出的码字码元，生成发送分组。如上所述，分组生成单元1614由四个码字码元生成一个发送分组。因此，在使用交织图案1700时，假设发送分组为xj，则构成各个发送分组的码元为x0＝{u0，u12，p6，p18}，x1＝{u1，u13，p7，p19}，...，x11＝{u11，u23，p5，p17}。

这里，考虑在通信路径1620上发生分组消失，发送分组xj消失了的情况。一个发送分组由四个码字码元生成，所以若发生一个分组消失，则四个码字码元同时消失。与消失了的四个码字码元对应的变量节点在唐纳图中与同一个检查节点连接时，消失数为两个以上，所以如上所述，难以进行消失校正。

例如，考虑发送分组x0由{u0，u1，p0，p2}的组合形成的情况。另外，p0和p2是图6所示的码元，在校验矩阵Hp中，时刻i的奇偶校验码元相当于p0，时刻i+2的奇偶校验码元相当于p2。这里，校验矩阵Hp中的不相关码元为时刻i+1、i+3～i+6、i+8～i+12、i+14和i+15。

如实施方式1所述，由式(5)和αj可知，在信息码元u0的解码中需要u1、p0和p2。换句话说，在与u0所对应的变量节点连接的检查节点的集合中，包含与u1、p0和p2所对应的变量节点连接的检查节点。

因此，若u0、u1、p0和p2因分组消失而全部消失，则产生所连接的变量节点的消失数为两个以上的检查节点，所以难以进行使用了该检查节点的消失校正解码。另外，在先进行使用了其他的检查节点的消失校正解码，所连接的变量节点的消失数仅为一个之后进行消失校正解码时，造成解码处理延迟时间的增加。

相对于此，在本实施方式中，例如，通过使用图34的交织图案1700重新排列码字码元，发送分组x0由{u0，u12，p6，p18}的组合形成。此时，u12，p6，p18是信息码元u0的解码中不使用的码字码元，u12，p6，p18是u0的不相关码元。因此，即使由{u0，u12，p6，p18}的组合形成的发送分组x0消失，u0、u12、p6和p18全部未接收到，由于在信息码元u0的解码中不使用码字码元u12、p6和p18，所以信息码元u0的解码不受影响。

这样，在本实施方式中，将时刻i的信息码元的解码中不使用的不相关码元，优先分配给发送时刻i的信息码元的发送分组。由此，即使在形成消失分组的码字码元因分组消失而全部消失时，也能够使消失码元分散在多个检查节点中，所以能够有效地进行消失校正解码。

如上所述，根据本实施方式，消失校正编码单元1612对信息码元进行消失校正编码，交织单元1613重新排列码字码元，以使在后级的分组生成单元1614中，时刻i的信息码元和时刻i的信息码元的不相关码元包含于同一发送分组中。

另外，同一发送分组在除了时刻i的信息码元以外的剩余的所有码元仅由时刻i的信息码元的不相关码元构成时效果最大，但只要有至少1码元的不相关码元，就能够获得本实施方式的效果。

由此，时刻i的信息码元和在时刻i的信息码元的解码中不使用的不相关码元通过同一发送分组被发送，所以即使在消失分组所包含的码字码元因分组消失而全部消失时，也能够使消失码元分散在多个检查节点中，能够抑制消失校正解码时的差错率特性的劣化。

在将约束长度K的自正交码用作消失校正码时，假设由定义自正交码的完全差集的各个元素之差构成的集合为D，从-(K-1)到(K-1)为止的范围的整数的集合为U，则在距时刻i相当于对于集合U的集合D的补集(集合D的补集D^-)的数的时刻中的信息码元为时刻i的信息码元的不相关码元。另外，不仅是信息码元，在时刻i的信息码元的解码中不使用的冗余码元也同样是不相关码元。

另外，在本实施方式中，举例说明了编码率为1/2且一个发送分组中包含的码字码元数为四个的情况，但本发明并不限于此，也可以为其他的编码率和码元数。

另外，在本实施方式中，说明了使用图34所示的交织图案1700重新排列码字码元的情况，但本发明并不限于此，只要是重新排列码字码元以使在同一发送分组中存在不相关比特的交织图案，就能够获得同样的效果。

另外，同一发送分组在除了时刻i的信息码元以外的剩余的所有码元仅由时刻i的信息码元的不相关码元构成时效果最大，但只要有至少1码元的不相关码元，就能够获得本实施方式的效果。

例如，在以上的说明中，说明了以下的情况，即交织单元1613着眼于图6所示的、集合D的补集D^-所包含的四个整数{-12，-8，+8，+12}中的“-12”和“+12”，并重新排列码字码元，以使时刻i的信息码元和时刻(i+12)的信息码元通过同一发送分组被发送。

但是，并不限于该组合，交织单元1613也可以重新排列码字码元，以使用“-8”和“+8”，而通过同一发送分组发送时刻i的信息码元和时刻(i+8)的信息码元。由此，能够使通过同一发送分组发送的码字码元为不相关码元的组合，同时与使用“-12”和“+12”的情况相比，能够减小交织器的大小。

另外，在将LDPC-CC用作消失校正码时，包含时刻i的信息码元的发送分组优先包含该信息码元的单层相关列以外的码字码元。另外，也可以使用时刻i的信息码元、以及该信息码元的单层相关列以外的信息码元或该信息码元的双层相关列以外的码字码元构成发送分组。

2007年10月31日提交的特愿第2007-284345号的日本专利申请以及2008年10月29日提交的特愿第2008-278546号的日本专利申请所包含的说明书、附图以及说明书摘要的公开内容，全部引用于本申请。

工业实用性

本发明的发送装置作为适用了自正交码或LDPC-CC的通信系统中的发送装置极为有用。

Claims (15)

1.发送装置，包括：

编码单元，使用自正交码或低密度奇偶校验卷积码，对信息码元进行纠错编码，以生成码字码元；

交织器，重新排列所述码字码元的顺序；以及

发送码元生成单元，使用多个所述码字码元，生成发送码元，

所述交织器重新排列所述码字码元，以使包含时刻i的所述信息码元的所述发送码元的传播路径特性与包含时刻i的所述信息码元的不相关码元的所述发送码元的传播路径特性之间的相关较高，

所述不相关码元为时刻i的所述信息码元的解码中不使用的所述码字码元。

2.如权利要求1所述的发送装置，

在所述自正交码或所述低密度奇偶校验卷积码的约束长度为K时，

所述编码单元使用从时刻i到时刻(i+K)之间存在所述不相关码元的所述自正交码或所述低密度奇偶校验卷积码，进行纠错编码，其中，K为自然数。

3.如权利要求1所述的发送装置，

在所述编码单元使用约束长度K的所述自正交码时，基于与集合U有关的集合D的补集，设定所述不相关码元，其中，K为自然数，

所述集合U为从-(K-1)到K-1为止的范围的整数的集合，

所述集合D为由定义所述自正交码的完全差集的各个元素之差构成的集合。

4.如权利要求1所述的发送装置，

在所述编码单元使用所述低密度奇偶校验卷积码时，所述不相关码元为在低密度奇偶校验卷积码的校验矩阵中与时刻i的信息码元的单层相关列以外对应的所述码字码元。

5.如权利要求1所述的发送装置，

在所述编码单元使用所述低密度奇偶校验卷积码时，所述不相关码元为在低密度奇偶校验卷积码的校验矩阵中与时刻i的信息码元的双层相关列以外对应的所述码字码元。

6.如权利要求1所述的发送装置，

所述交织器重新排列所述码字码元，以使一组以上的时刻i的所述信息码元和所述不相关码元的组合包含于同一个所述发送码元中。

7.如权利要求3所述的发送装置，

所述不相关码元为与所述集合D的补集所包含的整数中的绝对值最小的整数k和所述i的相加值(i+k)对应的时刻(i+k)的所述码字码元。

8.如权利要求3所述的发送装置，

在所述交织器使m个所述不相关码元包含于同一个所述发送码元中时，所述不相关码元为与所述集合D的补集所包含的整数中的、(m-1)倍的值包含于所述补集中的整数k或(m-1)倍的值处于所述集合U的范围外的整数k和所述i的相加值(i+k)对应的时刻(i+k)的所述码字码元，其中，m≥3。

9.如权利要求1所述的发送装置，

所述交织器重新排列所述码字码元，以使在与发送包含时刻i的所述信息码元的所述发送码元的时刻的传播路径特性相关较高的时刻，发送包含所述不相关码元的所述发送码元。

10.如权利要求1所述的发送装置，

所述交织器重新排列所述码字码元，以通过与发送包含时刻i的所述信息码元的所述发送码元的频率的传播路径特性相关较高的频率，发送包含所述不相关码元的所述发送码元。

11.如权利要求1所述的发送装置，

所述交织器的深度为所述自正交码或所述低密度奇偶校验卷积码的约束长度K以下，其中，K为自然数。

12.如权利要求1所述的发送装置，

所述发送码元生成单元将所述码字码元映射到正弦波的相位/振幅而生成调制码元作为所述发送码元。

13.如权利要求12所述的发送装置，

所述发送装置还包括：

多个天线，发送所述调制码元；以及

分配单元，将所述调制码元分配给所述多个天线的任一个天线，

所述分配单元将在与包含时刻i的所述信息码元的所述调制码元同一时刻发送的、包含所述不相关码元的所述调制码元，分配给与发送包含时刻i的所述信息码元的调制码元的所述天线不同的所述天线。

14.如权利要求1所述的发送装置，

所述发送码元生成单元生成由所述码字码元构成的发送分组作为所述发送码元。

15.如权利要求1所述的发送装置，

还包括：

删截单元，对所述不相关码元进行删截，

所述发送码元生成单元使用删截后的所述码字码元，生成所述发送码元。

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