JP2009135911A - 送信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】フェージング変動がある通信路や、多値変調、ＭＩＭＯ伝送を用いる通信システムにおいて、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化を行う場合に、復号時の誤り率特性を改善すること。
【解決手段】自己直交符号化部１１０は、拘束長Ｋの自己直交符号の符号化を行い、インタリーブ部１３０は、多値変調部１５０において、同一の変調シンボルが、時点ｉの情報ビットと、時点ｉの情報ビットの無相関ビットを含むように、符号語系列の並び替えるようにした。
【選択図】図４

Description

本発明は、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化して送信する送信装置に関する。

現在、運用及び検討がなされている多くの通信システムでは、通信路で発生する干渉や雑音などの妨害による伝送品質の劣化を軽減し、送信データを正しく受信側に伝送するために、送信側の装置において、送信データに対し誤り訂正符号化が行われる。誤り訂正符号の一つである畳み込み符号は、記憶器を持つ符号化器を使って情報データを逐次的に符号化する誤り訂正符号であり、符号化器の構成が簡易であることや、任意の長さの情報データの符号化を行えるなどの特徴があることから、多くの通信システムで用いられている。

誤り訂正符号である自己直交符号は、畳み込み符号の一種であり、各情報ビットに対応するパリティビットは、それぞれの情報ビットに関連する複数のパリティ検査方程式において、２つ以上のパリティ検査方程式に含まれる情報ビットが１つだけであるという条件に基づいて生成されることを特徴とする。この性質を利用することで、復号では、簡易な復号方法である多数決論理復号を用いることができる。非特許文献１には、多数決論理復号の背景や理論、及び具体的な復号方法について記載されている。

前述のように、自己直交符号は、多数決論理復号により非常に簡単な構成で復号できるため装置化しやすいという利点があるものの、多数決論理復号の誤り訂正能力については、Ｖｉｔｅｒｂｉ復号を用いた最尤復号と比較すると劣る。そこで、自己直交符号の復号を、軟判定値を用いて行う方法や、復号処理を複数回繰り返す反復復号を適用して誤り訂正能力を向上する方法が提案されている（特許文献１及び非特許文献１参照）。さらに、反復復号時の収束特性を向上するため、自己直交符号にさらなる直交性を追加した自己二重直交符号（Self-Doubly Orthogonal Code）が提案されている（特許文献２参照）。

以下では、自己直交符号の反復事後確率復号（反復ＡＰＰ（A Posteriori Probability）復号）について説明する。

図３２は、Ｊ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号の符号化器の構成を示す。ここで、Ｊは、１つの情報ビットが含まれるパリティ検査方程式の数に相当し、Ｋは、拘束長に相当する。図３２に示す符号化器１０は、１７個（（Ｋ−１）個）のシフトレジスタ１１−１〜１１−１７を備え、シフトレジスタ１１−１の入力、シフトレジスタ１１−２，１１−７，１１−１３，１１−１６，１１−１７の出力のｍｏｄ２加算（排他的論理和）をｍｏｄ２加算器１２で行うことでパリティビットを生成する。

ここで、ｍｏｄ２加算器１２とシフトレジスタとの接続は、αｊ＝｛０，２，７，１３，１６，１７｝と表される（ｊ＝１，…，６、Ｊ＝６）。ｉ番目のパリティビットｐ_ｉは、αｊを用いて、式（１）のように表される。

図３３は、この自己直交符号のパリティ検査行列Ｈを示す。図３３において、Ｈｓは、パリティ検査行列の情報ビットｕ_ｉに対応する部分に相当し、Ｈｐは、パリティ検査行列のパリティビットｐ_ｉに対応する部分に相当する。検査行列Ｈの行方向は、パリティ検査方程式を表し、列方向は情報ビット、又はパリティビットの並びを表す。

図３２の符号化器１０によって自己直交符号化されたデータは、変調部（図示せず）においてデジタル変調される。

デジタル変調方式としてＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）を用いる場合、情報ビットｕ_ｉ、パリティビットｐ_ｉそれぞれに対応する変調シンボルは、式（２−１），（２−２）で表される。

変調シンボルは、通信路を通って受信側の装置で受信される。ＡＷＧＮ（Additive White Gaussian Noise：加法性白色ガウス雑音）通信路を仮定すると、受信変調シンボルは、それぞれ、式（３−１），（３−２）で表される。ここで、ｎ_i ^u，ｎ_i ^pは、ｘ_i ^u，ｘ_i ^pに加わる平均ゼロ、分散σ^２の分布に従う加法性白色ガウス雑音成分である。

デジタル変調方式がＢＰＳＫであり、ＡＷＧＮ通信路の場合、受信ビット尤度は、式（４−１），（４−２）で表される。式（４−１），（４−２）において、ｙ_i ^u，ｙ_i ^pは、情報ビットｕ_ｉ、パリティビットｐ_ｉそれぞれに対する受信ビット尤度を表す。

情報ビットｕ_ｉ、パリティビットｐ_ｉの受信ビット尤度ｙ_i ^u，ｙ_i ^pは、反復ＡＰＰ復号器に入力される。

図３４は、反復ＡＰＰ復号器の構成を示す。図３４の反復ＡＰＰ復号器２０は、遅延器２１−１〜２１−Ｍ，２３−１〜２３−（Ｍ−１）、ＡＰＰ復号部２２−１〜２２−Ｍ、及び硬判定部２４を備えて構成される。遅延器２１−１〜２１−Ｍ，２３−１〜２３−（Ｍ−１）は、受信ビット尤度を蓄積し、各ＡＰＰ復号部２２−１〜２２−Ｍが当該受信ビット尤度を用いるタイミングで、受信ビット尤度を各ＡＰＰ復号部２２−１〜２２−Ｍに出力する。

ＡＰＰ復号部２２−１〜２２−Ｍは、情報ビット、パリティビットそれぞれの受信ビット尤度と１つ前の反復で得た事後確率値（ＡＰＰ値）を使ってＡＰＰ復号処理を行う。

ＡＰＰ復号部２２−μで得られるμ回目の反復におけるＡＰＰ値λ_i ^(μ)は式（５）で与えられる。

ａｄｄ−ｍｉｎ演算は、式（６）で与えられる演算を表す。式（６）において、sgn（ｘ）は、ｘの正負の符号を表す。

硬判定部２４は、Ｍ回の反復によって得たＡＰＰ値λ_i ^(Ｍ)の硬判定を行う。硬判定は、式（７）の基準に基づいて行われる。

自己直交符号の復号に反復ＡＰＰ復号を適用する場合、反復回数が多くなるに従い、復号性能を最尤推定性能に近づけることができる（非特許文献２参照）。

反復復号アルゴリズムを用いて畳み込み符号を復号する検討においては、自己直交符号の他に、ＬＤＰＣ−ＣＣ（Low-Density Parity-Check Convolutional Code：低密度パリティ検査畳み込み符号）を用いる場合についても検討されている。

ＬＤＰＣ−ＣＣは、低密度なパリティ検査行列により定義される畳み込み符号であり、非特許文献３又は非特許文献４に開示されている。ＬＤＰＣ−ＣＣは、その検査行列の設計方法の違いによりいくつかのグループに分けられるが、以下では、非特許文献４に開示されている、ブロック符号である疑似巡回ＬＤＰＣ符号（ＱＣ−ＬＤＰＣ符号：Quasi Cyclic Low-Density Parity-Check）を元に設計されたＬＤＰＣ−ＣＣについて、例を挙げて説明する。

式（８）は、［２１，８，６］ＱＣ−ＬＤＰＣ符号の検査行列を示す。

式（８）の検査行列Ｈにおいて、Ｉ_ｘは、７×７の単位行列の行をｘだけ左方向に巡回シフトした行列を表す。［２１，８，６］ＱＣ−ＬＤＰＣ符号は、符号長２１のブロック符号である。

式（８）で示したＱＣ−ＬＤＰＣ符号からＬＤＰＣ−ＣＣを求めるには、ブロック符号の検査行列Ｈを多項式表現に置き換え、畳み込み符号の検査行列に変換する作業を行う。式（９）は、検査行列ＨのＩ_ｘを、遅延演算子Ｄ^ｘに置き換え、多項式表現した検査行列Ｈ（Ｄ）を示す。

Ｄ^ｘは、多項式表現における遅延演算子であり、Ｄの指数ｘは時点ｘの遅延を表す。畳み込み符号の検査行列Ｈ（Ｄ）及び生成行列Ｇ（Ｄ）は、式（１０）の関係を満たすことから、生成行列Ｇ（Ｄ）は、式（１１）のようになる。

生成行列Ｇ（Ｄ）は、符号化率１／３の再帰的組織畳み込み符号のための生成行列である。

図３５は、生成行列Ｇ（Ｄ）に準じたＬＤＰＣ−ＣＣの符号化器の構成を示す。図３５のＬＤＰＣ−ＣＣ符号化器３０は、遅延器３１−１〜３１−４、ｍｏｄ２加算器３２，３３を備えて構成される。ＬＤＰＣ−ＣＣ符号化器３０は、１ビットの情報ビットｕ_ｉの入力に対し、３ビットの符号語ビットｃｍｉ（ｍ＝１，２，３）を出力する符号化器である。又、式（１１）からも分かる通り、ｃ２ｉは、情報ビットｕ_ｉに等しい。

図３６は、式（９）で与えられる検査行列Ｈ（Ｄ）を行列表現で模式的に記述した例である。なお、図３６には、検査行列Ｈ（Ｄ）のうち、時点ｉの符号語ビットに関連する部分だけを図示している。図３６の検査行列４０は、複数の２×３の行列からなる部分行列４１を繰り返して並べることにより構成される。又、２×３の行数、列数は、式（９）で示される多項式表現された検査行列Ｈ（Ｄ）の行数、列数に相当する。部分行列４１の列は、左から順にＬＤＰＣ−ＣＣ符号化器３０から出力された３ビットの符号語ビットｃｍｉに相当する。

検査行列４０において、時点ｉの３つの列（ｃ１ｉ，ｃ２ｉ，ｃ３ｉ）に着目する。各列において「１」が配置されている行を抽出すると、それぞれ上述した自己直交の条件を満たしていることが分かる。例えば、検査行列４０のｃ２ｉの列についてみると、ｐ１（ｉ＋１）とｐ２（ｉ＋６）の行に「１」が配置されており、その２行において、ｃ１ｉ以外に「１」が配置されている列は、｛ｃ３（ｉ−３），ｃ２（ｉ−１），ｃ２（ｉ＋１），ｃ３（ｉ＋３）｝の列であり、各列とも１の数は１つだけである。

このように、ＬＤＰＣ−ＣＣは、検査行列が自己直交性を持つように設計することができるので、反復復号を適用した際に、優れた誤り率特性を示すことが知られている。
特開２００２−１１１５１６号公報 米国特許第６,１６７,５５２号明細書 今井秀樹著、「符号理論」（電子情報通信学会、１９９０年刊）、p.274〜p.278 Cristian Cardinal,David Haccoun,Francois Gagnon,"Itetarive Threshold Decoding Without Interleaving for Convolutional Self-Doubly Orthogonal Codes,"IEEE Transactions on Communications,vol.51,no.8,pp.1274-1282August 2003. Yu-Cheng He,David Haccoun,"An Analysis of the Orthogonality Structures of Convolutional Codes for Iterative Decoding,"IEEE Transactions on Informatnion Theory,vol.51,no.9,pp.3247-3261,September 2005. Alberto Jimenez Felstorom. and Kamil Sh. Zigangirov."Time-Varying Periodic Convolutional Codes With Low-Density Parity-Check-Matrix".IEEE Transactions on Information Theory. Vol.45. No.6. pp.2181-2191. September 1999. R. Michael Tanner. Deepak Sridhara. Arvind Sridharan. Thomas E. Fuja. and Daniel J. Costello.Jr.."LDPC Block and Convolutional Codes Based on Circulant Matrices." IEEE Transactions on Information Theory. vol.50. no.12. December 2004.

しかしながら、これまでの自己直交符号及びＬＤＰＣ−ＣＣについての検討は、主にランダム的に誤りが発生するＡＷＧＮ通信路や二元対称通信路を対象にした検討であり、移動通信システムへの適用を想定したフェージング通信路やＭＩＭＯ通信路のような相関のある通信路を対象にした検討については、十分に行われているわけではない。

一般的に、フェージング通信路では、時間や周波数方向のフェージング変動の相関により、誤りがバースト的に発生する。畳み込み符号では、拘束長と呼ばれる長さの記憶器に情報系列を順次蓄積しながら、逐次的に符号化処理を行うので、拘束長の範囲内に誤りが集中して発生すると、誤り訂正の効果が低下してしまう。又、ＭＩＭＯ通信路では、上記の時間方向の相関、周波数方向の相関に加え、空間相関が考慮されるため、誤りの発生が、ＡＷＧＮ通信路のようにランダム的ではなくなり、誤り訂正能力を十分に発揮することができなくなる。

又、従来は、主に変調方式にＢＰＳＫ変調を用いる場合について検討がなされており、高速な通信速度を実現するための多値変調の場合については十分な考察がなされていない。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、多値変調を用いた伝送やフェージング通信路下、ＭＩＭＯ通信路下における誤り訂正能力を向上する送信装置を提供する。

本発明の送信装置は、情報シンボルに対し自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化を行い符号語シンボルを生成する符号化部と、前記符号語シンボルの順序を並び替えるインタリーバと、前記符号語シンボルを複数用いて送信シンボルを生成する送信シンボル生成部と、を具備し、前記インタリーバは、時点ｉの前記情報シンボルが含まれる前記送信シンボルの伝搬路特性と、時点ｉの前記情報シンボルの無相関シンボルが含まれる前記送信シンボルとの伝搬路特性との相関が高くなるように、前記符号語シンボルを並び替え、前記無相関シンボルは、時点ｉの前記情報シンボルの復号に用いられない前記符号語シンボルである、構成を採る。

本発明によれば、フェージング変動がある通信路や、多値変調、ＭＩＭＯ伝送を用いる通信システムにおいて、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化を行う場合に、復号時の誤り率特性を改善することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（無相関ビット）
先ず、本実施の形態の具体的な構成及び動作の説明に先立ち、本発明の根本である無相関ビットについて説明する。自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列では、時点ｉの情報ビットの復号に用いられないビットを時点ｉの情報ビットの無相関ビットと言う。以下、無相関ビットについて補足説明する。

（自己直交符号）
以下では、始めに、自己直交符号における無相関ビットについて説明する。

自己直交符号では、αｊに含まれるＪ個の整数は、完全差集合であり、αｊに含まれる任意の２つの整数の差は全て異なるという特徴がある。

図３２に示したＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号を例に挙げると、αｊ＝｛０，２，７，１３，１６，１７｝であり、αｊの任意の２つの整数の差を、式（１２−１）〜（１２−３０）に示す。

ここで、式（１２−１）〜（１２−３０）により得られた整数の集合をＤとすると、集合Ｄは、（−１７〜１７）の範囲の整数の集合である。ここで、（−１７〜１７）の整数の集合Ｕを考えると、集合Ｕに関しての集合Ｄの補集合は、式（１３）となる。

式（１３）において、ｂａｒ［Ｄ］は、集合Ｕに対する集合Ｄの補集合を表し、ｂａｒは、式（１３）中の記号（￣）に相当する。以下、ｂａｒ［Ｄ］をＤ￣と表記する。

ここで、ＡＰＰ復号部におけるＡＰＰ値の導出式（５）をみると、ＡＰＰ値λ_(i+αj-αk) ^(μ)のインデックスに（αｊ−αｋ）、すなわち集合Ｄの要素が現れている。このことと、集合Ｄの補集合Ｄ￣が、式（１３）により表されることを考えると、時点ｉの情報ビットのＡＰＰ復号には、時点ｉのインデックスｉに、集合Ｄの補集合Ｄ￣に含まれる整数を加算した（ｉ−１２），（ｉ−８），（ｉ＋８），及び（ｉ＋１２）をインデックスとする時点（ｉ−１２），時点（ｉ−８），時点（ｉ＋８），及び時点（ｉ＋１２）の情報ビットの受信ビット尤度、又はＡＰＰ値は用いられないことが分かる。

このように、自己直交符号では、時点ｉのＡＰＰ復号に関与しない情報ビットが存在し、これらビットが無相関ビットである。

時点ｉの無相関ビットについて、図１を用いて説明する。図１は、図３３に示したＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号の検査行列Ｈにおいて、時点ｉの情報ビットの復号に関係する部分、すなわち、時点ｉの情報ビットに「１」が配置されている行だけを抽出した行列を示している。

図１を見ると、時点（ｉ−１２），時点（ｉ−８），時点（ｉ＋８），及び時点（ｉ＋１２）の情報ビットに相当する列には「１」が配置されていないことが分かる。検査行列に「１」が配置されていないと言うことは、その列に対応する情報ビットに関する情報は、ＡＰＰ復号に用いられないことを意味する。上述したように、時点（ｉ−１２），時点（ｉ−８），時点（ｉ＋８），及び時点（ｉ＋１２）は、時点ｉのインデックスｉに集合Ｄの補集合Ｄ￣に含まれる整数を加算した値をインデックスとする時点である。すなわち、検査行列から、時点ｉの情報ビットのＡＰＰ復号においては、時点ｉのインデックスｉに集合Ｄの補集合Ｄ￣の整数を加算した値をインデックスとする時点（ｉ−１２），時点（ｉ−８），時点（ｉ＋８），及び時点（ｉ＋１２）の情報ビットは、時点ｉの情報ビットの無相関ビットとなることが分かる。

（ＬＤＰＣ−ＣＣ）
次に、ＬＤＰＣ−ＣＣにおける無相関ビットについて説明する。

ＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列は、上述したように自己直交性を有しているので、広義には、ＬＤＰＣ−ＣＣも、自己直交符号に含まれる。しかし、ＬＤＰＣ−ＣＣでは、生成多項式が、式（１１）のように表され、完全差集合でない場合も含むので、以下では、ＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列Ｈ（Ｄ）を用いて、ＬＤＰＣ−ＣＣの無相関ビットについて説明する。

図２は、式（９）で与えられるＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列Ｈ（Ｄ）を行列表現で模式的に記述した例であり、図３６と同様の部分には同一の符号を付す。

図２の検査行列４０より、ｃ１ｉの無相関ビットは、ｃ１ｉに関して「１」が配置されている列（以下、このような列を「一重相関列」と呼ぶ。）のインデックスの集合をＤｃ１としたときに、（−６〜＋６）の範囲の集合Ｕｃｃに対するＤｃ１＝｛ｃ３（ｉ−３），ｃ２（ｉ−１），ｃ２（ｉ＋１），ｃ３（ｉ＋３）｝の補集合に含まれる列に対応する時点のビットである。図２では、丸で囲まれた「１」を含む列に対応する時点のビット以外のビットが、ｃ１ｉの無相関ビットとなる。

又、ｃ２ｉに関して言えば、集合Ｕｃｃに対する一重相関列のインデックスの集合Ｄｃ２＝｛ｃ３（ｉ−２），ｃ１（ｉ＋１），ｃ１（ｉ−１），ｃ３（ｉ＋２）｝の補集合に含まれる列に対応する時点の符号語ビットが無相関ビットとなる。図２では、三角で囲まれた「１」を含む列に対応する時点のビット以外のビットが、ｃ２ｉの無相関ビットとなる。

又、ｃ３ｉに関して言えば、集合Ｕｃｃに対する一重相関列のインデックスの集合Ｄｃ３＝｛ｃ１（ｉ−３），ｃ２（ｉ−２），ｃ２（ｉ＋２），ｃ１（ｉ＋３）｝の補集合に含まれる列に対応する時点の符号語ビットが無相関ビットとなる。図２では、四角で囲まれた「１」を含む列に対応する時点のビット以外のビットが、ｃ３ｉの無相関ビットとなる。

又、ｃ１ｉ，ｃ２ｉ，ｃ３ｉ全てについて考えると、同様に無相関ビットとなる時点の集合Ｄｕは、図２において、丸、三角、又は四角で囲まれた「１」を含む列に対応する時点以外の時点であり、Ｄｕ＝｛ｃ１（ｉ−６），ｃ２（ｉ−６），ｃ３（ｉ−６），ｃ１（ｉ−５），ｃ２（ｉ−５），ｃ３（ｉ−５），ｃ１（ｉ−４），ｃ２（ｉ−４），ｃ３（ｉ−４），ｃ２（ｉ−３），ｃ１（ｉ−２），ｃ３（ｉ−１），ｃ３（ｉ＋１），ｃ１（ｉ＋２），ｃ２（ｉ＋３），ｃ１（ｉ＋４），ｃ２（ｉ＋４），ｃ３（ｉ＋４），ｃ１（ｉ＋５），ｃ２（ｉ＋５），ｃ３（ｉ＋５），ｃ１（ｉ＋６），ｃ２（ｉ＋６），ｃ３（ｉ＋６）｝となる。

このように、ＬＤＰＣ−ＣＣの場合の無相関ビットは、自己直交符号の場合と同様に、時点ｉを中心に対称に存在していることが分かる。

これら集合Ｄｕに含まれる値をインデックスとする時点のビットに対応する列には「１」が配置されていないので、時点ｉの情報ビットの復号には、集合Ｄｕに含まれる値をインデックスとする時点の符号語ビットのビット尤度は用いられないことになる。

さらに、図２の検査行列４０を用いて、ＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列の２重の自己直交性（自己二重直交性）について考える。以下では、図２において丸で囲まれた「１」を含む列に対応する符号語ビットに着目し、図３を用いて自己二重直交性について説明する。

図３は、図２の検査行列４０と同様に、式（９）で与えられるＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列Ｈ（Ｄ）を行列表現で模式的に記述した例であり、図２と同様の部分には同一の符号を付す。図３の検査行列４０において、時点ｉのｃ１ｉの列について着目すると、ｐ１（ｉ＋１）とｐ２（ｉ＋６）の行に「１」が配置されている。これら２行において、一重相関列（ｃ１ｉ以外に「１」が配置されている列）は、図３において一重丸で囲まれた「１」を含む列｛ｃ３（ｉ−３），ｃ２（ｉ−１），ｃ２（ｉ＋１），ｃ３（ｉ＋３）｝であり、各列とも「１」が配置されている数は１つだけである。

ここで、さらに一重相関列｛ｃ３（ｉ−３），ｃ２（ｉ−１），ｃ２（ｉ＋１），ｃ３（ｉ＋３）｝に含まれる各列についても、同様に「１」が配置されている行に着目すると、ｐ２（ｉ），ｐ１（ｉ＋３），ｐ２（ｉ＋４），ｐ１（ｉ＋７）の行に「１」が配置されている。これら４行において、「１」が配置されている列は、図３において、一重三角で囲まれた「１」を含む列，すなわち、｛ｃ１（ｉ−６）、ｃ２（ｉ−５）、ｃ１（ｉ−２）、ｃ３（ｉ−１）、ｃ３（ｉ＋１）、ｃ１（ｉ＋２）、ｃ２（ｉ＋５）、ｃ１（ｉ＋６）｝である。これら列の集合を、二重相関列と呼ぶ。このとき、二重相関列は、一重相関列｛ｃ３（ｉ−３），ｃ２（ｉ−１），ｃ２（ｉ＋１），ｃ３（ｉ＋３）｝と、全て重複していないので、検査行列４０は、符号語ビットｃ１ｉについて、自己二重直交性を有しているといえる。

同様に、ｃ２ｉに対する二重相関列は、｛ｃ１（ｉ−５），ｃ２（ｉ−４），ｃ３（ｉ−４），ｃ２（ｉ−２），ｃ２（ｉ＋２），ｃ２（ｉ＋４），ｃ３（ｉ＋４），ｃ１（ｉ＋５）｝である。そして、この二重相関列は、ｃ２ｉの一重相関列と重複しないため、検査行列４０は、符号語ビットｃ２ｉについても、自己二重直交性を有している。又、ｃ３ｉに対する二重相関列は、｛ｃ３（ｉ−６），ｃ２（ｉ−４），ｃ３（ｉ−４），ｃ１（ｉ−１），ｃ１（ｉ＋１），ｃ３（ｉ＋１），ｃ３（ｉ＋４），ｃ２（ｉ＋５）｝であり、この二重相関列は、ｃ３ｉの一重相関列と重複しないため、検査行列４０は、符号語ビットｃ３ｉについても、自己二重直交性を有している。

反復復号における二重相関列の意味について説明する。前述の通り、時点ｉの符号語ビットの復号には、一重相関列に相当するビットだけが用いられる。さらに、一重相関列に含まれる符号語ビットの復号に用いられるのが、二重相関列に含まれる符号語ビットである。つまり、反復復号の過程において、二重相関列に含まれる符号語ビットは、現在の反復だけでなく、１つ前の反復まで考慮した時の、時点ｉの情報ビットの復号に用いられる符号語ビットに相当する。そのため、このような自己二重直交性まで考慮して、時点ｉの符号語ビットについての無相関ビットを求めると、複数回の復号まで考慮した相関を低くすることができる。

このように、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列では、時点ｉの情報ビットの復号に用いられないビット（無相関ビット）が、時点ｉを中心とした拘束長Ｋの２倍の範囲内に存在する。

（実施の形態１）
本実施の形態では、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列において、時点ｉの情報ビットの復号に用いられないビット（無相関ビット）が、時点ｉを中心とした拘束長Ｋの２倍の範囲内に存在することに着目し、時点ｉの情報ビットと同じ変調シンボルで送信するビットを無相関ビットとする送信装置及び送信方法について説明する。

図４は、本実施の形態における送信装置の構成を示す。図４の送信装置１００は、自己直交符号化部１１０、パンクチャ部１２０、インタリーブ部１３０、制御情報生成部１４０、多値変調部１５０、無線部１６０、及び送信アンテナ１７０を備えて構成される。

又、図５は、誤り訂正符号としてＬＤＰＣ−ＣＣを用いる場合の送信装置の構成を示す。図５の送信装置１００ａは、図４の送信装置１００において、自己直交符号化部１１０をＬＤＰＣ−ＣＣの符号化処理を行うＬＤＰＣ−ＣＣ符号化部１１０ａに置き換えたものであり、本発明を実施する送信装置としての動作は送信装置１００と同様であるため、以下では送信装置１００を用いて説明する。

自己直交符号化部１１０は、送信情報系列に対し、自己直交符号の符号化処理を行い、符号語系列を生成する。本実施の形態では、自己直交符号が組織符号の場合を仮定しており、自己直交符号化部１１０は、符号語系列として、組織化ビット系列及びパリティビット系列を生成する。そして、自己直交符号化部１１０は、組織化ビット系列及びパリティビット系列をパンクチャ部１２０に出力する。

パンクチャ部１２０は、自己直交符号化部１１０からのパリティビット系列に対し、あらかじめ決められたパンクチャパターンに基づいてパンクチャを行う。パンクチャ部１２０は、パンクチャ後のパリティビット系列をインタリーブ部１３０に出力する。

インタリーブ部１３０は、組織化ビット系列及びパンクチャ後のパリティビット系列を入力し、これら符号語系列に対して、系列の順序の並び替え（インタリーブ）処理を行う。インタリーブ部１３０は、自己直交符号化部１１０において生成された時点ｉの情報ビットと同一の変調シンボルで送信されるビットが、時点ｉの情報ビットの無相関ビットとなるように、符号語系列を並び替える。インタリーブ部１３０の、並び替え（インタリーブ）処理方法については、後に詳述する。インタリーブ部１３０は、並び替え（インタリーブ）後の符号語系列を多値変調部１５０に出力する。

制御情報生成部１４０は、送信装置１００と通信相手の受信装置との間で信号を送受信するために必要な制御情報を生成する。制御情報としては、例えば、変調方式、送信情報系列長、時間・周波数同期のためのプリアンブル信号等がある。制御情報生成部１４０は、生成した制御情報を多値変調部１５０に出力する。

多値変調部１５０は、並び替え（インタリーブ）後の符号語系列を、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）、ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）等の変調方式を用いて変調し、得られた送信変調シンボル系列を無線部１６０に出力する。

無線部１６０は、送信変調シンボル系列に対して、Ｄ／Ａ（Digital to Analog）変換、周波数変換、ＲＦ（Radio Frequency）フィルタ処理などの無線変調処理を行い、送信ＲＦ信号を生成する。無線部１６０は、生成した送信ＲＦ信号を、送信アンテナ１７０を介して送信する。

図６は、本実施の形態における受信装置の構成を示す。図５の受信装置２００は、受信アンテナ２１０、無線部２２０、直交復調部２３０、チャネル変動推定部２４０、制御情報検波部２５０、対数尤度演算部２６０、デインタリーブ部２７０、デパンクチャ部２８０、及び自己直交符号復号部２９０を備えて構成される。

又、図７は、誤り訂正符号としてＬＤＰＣ−ＣＣを用いる場合の受信装置の構成を示す。図７の受信装置２００ａは、図６の受信装置２００の自己直交符号復号部２９０をＬＤＰＣ−ＣＣ復号部２９０ａに置き換えたものであり、本発明を実施する受信装置としての動作は、受信装置２００と同様であるため、以下では、受信装置２００を用いて説明をする。

受信アンテナ２１０は、送信装置１００から送信された送信ＲＦ信号を受信し、無線部２２０に出力する。

無線部２２０は、ＲＦフィルタ処理、周波数変換、Ａ／Ｄ（Analog to Digital）変換等の無線復調処理を行い、無線復調処理後のベースバンド信号を直交復調部２３０に出力する。

直交復調部２３０は、無線部２２０から出力される無線復調処理後のベースバンド信号から、Ｉチャネル、Ｑチャネルそれぞれのベースバンド信号を検出し、各ベースバンド信号をチャネル変動推定部２４０、制御情報検波部２５０、及び対数尤度演算部２６０に出力する。

チャネル変動推定部２４０は、ベースバンド信号に含まれる既知信号を利用して、送信装置１００と受信装置２００との間の無線伝搬路におけるチャネル変動を推定する。

制御情報検波部２５０は、ベースバンド信号に含まれる制御信号を検出し、検出した制御信号を対数尤度演算部２６０に出力する。

対数尤度演算部２６０は、ベースバンド信号から、送信された各符号語ビットの対数尤度比を求め、デインタリーブ部２７０に出力する。

デインタリーブ部２７０は、送信装置１００でのインタリーブ部１３０で行った並び替え処理と逆の処理を用いて、対数尤度比の系列の順序を並び替える。

デパンクチャ部２８０は、送信装置１００のパンクチャ部１２０においてパンクチャされたパリティビットのデパンクチャを行う。具体的には、デパンクチャ部２８０は、パンクチャしたパリティビットの対数尤度比に０を代入する。

自己直交符号復号部２９０は、対数尤度比系列を用いて自己直交符号の復号を行い、復号結果の硬判定値を受信装置２００の復号結果として出力する。

以下、上述のように構成された送信装置１００及び受信装置２００の動作について主にインタリーブ部１３０及び多値変調部１５０の動作を中心に説明する。なお、以下では、自己直交符号化部１１０は、図３２に示した符号化率１／２、Ｊ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号を用いるものとして説明を行う。又、送信装置１００は、送信モードとして、符号化率が１／２であり、変調方式が１６ＱＡＭの送信モードで動作する場合について説明する。

自己直交符号化部１１０では、送信情報系列ｕ_ｉ（ｉ＝１，…，ｎ）に対し、自己直交符号化が施され、送信情報系列と同じ組織化ビット系列ｕ_ｉと、パリティビット系列ｐ_ｉから成る符号語系列が生成される。

パンクチャ部１２０では、あらかじめ決められた送信モードに従って、自己直交符号化部１１０から出力される符号語系列の決められた位置のビットをパンクチャする。本実施の形態では、自己直交符号化部１１０の符号化率が１／２なので、送信モードが、符号化率１／２、１６ＱＡＭの場合、パンクチャ部１２０では、パンクチャは行われず、パンクチャ部１２０からは、符号語系列がそのままインタリーブ部１３０に出力される。

インタリーブ部１３０では、符号語系列の並び替え処理が行われる。ここで、本発明の送信装置１００では、時点ｉの情報ビットと同じ変調シンボルで送信するビットが無相関ビットとなるように送信するため、インタリーブ部１３０において、この条件を満たすようにする。

つまり、インタリーブ部１３０は、後段の多値変調部１５０において、同一の変調シンボル内に、自己直交符号化部１１０における時点ｉの情報ビットと、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとを含むように、符号語系列を並び替える。

なお、同一の変調シンボルは、時点ｉの情報ビット以外の残りの全ビットが、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関ビットが、少なくとも１ビットあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

図８は、インタリーブ部１３０の並び替え（インタリーブ）処理について説明する図である。図８は、インタリーブ部１３０におけるインタリーブパターンの一例を示す図である。図８のインタリーブパターン３００は、符号化率１／２の場合のインタリーブパターンの一例である。インタリーブパターン３００は、組織化ビットパターン３１０及びパリティビットパターン３２０により構成される。ここで、組織化ビットパターン３１０は、組織化ビット系列のためのインタリーブパターンであり、パリティビットパターン３２０は、パリティビット系列のためのインタリーブパターンである。なお、組織化ビットｕ_ｉ及びパリティビット系列ｐ_ｉは、上述の図１に示したＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号により、符号化された符号語系列であり、各パターン中に記されている数字は、組織化ビットｕ_ｉ及びパリティビット系列ｐ_ｉのビットのインデックスｉを表す。

組織化ビットパターン３１０は、長さ１２のインタリーバであり、インタリーブ部１３０内のメモリに図８の縦方向の順にビットが書き込まれていく様子を示している。つまり、インタリーブ部１３０内のメモリには、ｕ０，ｕ１，ｕ２，…，ｕ１１の順に組織化ビットが書き込まれる。そして、１２番目のビットｕ１２は次の列の一番上に書き込まれる。これにより、時点ｉの情報ビットｕ０と時点（ｉ＋１２）のビットｕ１２とが、横並びとなるように並び替えられる。上述したように、時点（ｉ＋１２）のビットｕ１２は、時点ｉの情報ビットｕ０の無相関ビットである。このように、組織化ビットパターン３１０は、時点ｉの情報ビットｕ０と、当該ビットｕ０の無相関ビットであるｕ１２とを横並びにする。

同様に、パリティビットパターン３２０は、長さ１２のインタリーバである。パリティビットパターン３２０は、組織化ビットパターン３１０を下方向に巡回シフトしたものになっている。

図８に示す例では、パリティビットパターン３２０は、パリティビットｐ６，ｐ１８と、ビットｕ０，ｕ１２と、を横並びにする。パリティビットｐ６，ｐ１８は、ビットｕ０，ｕ１２の復号に用いられないパリティビットであり、又、パリティビットｐ１２は、パリティビットｐ６の無相関ビットである。このように、パリティビットパターン３２０は、時点ｉの情報ビットｕ０及び時点（ｉ＋１２）のビットｕ１２の復号に用いられないパリティビットｐ６を横並びならびにする。さらに、パリティビット６０２は、当該パリティビットｐ６の無相関ビットであり、時点ｉの情報ビットｕ０及び時点（ｉ＋１２）のビットｕ１２の復号に用いられないパリティビットｐ１８を横並びにする。

このように並び替えられた符号語系列は、インタリーブパターン３００の横方向に順に多値変調部１５０に出力される。したがって、符号語系列は、インタリーブ部１３０から、例えば、ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８，ｕ１，ｕ１３、…という順に多値変調部１５０に出力されるようになる。

多値変調部１５０では、インタリーブ部１３０から出力されるビット系列に対し、多値変調処理が施される。多値変調部１５０において、変調方式として１６ＱＡＭが用いられる場合、連続して入力される４ビットが１つの変調シンボルとして変調される。

従って、インタリーブパターン３００を用いる場合、変調シンボルをｘｊとすると、それぞれのシンボルを構成するビットは、ｘ０＝｛ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８｝，ｘ１＝｛ｕ１，ｕ１３，ｐ７，ｐ１９｝，…，ｘ１１＝｛ｕ１１，ｕ２３，ｐ５，ｐ１７｝となる。

送信変調シンボルｘｊは、無線部１６０によって、送信ＲＦ信号に変換され、送信ＲＦ信号は、送信アンテナ１７０を介して、受信装置２００に送信される。

送信アンテナ１７０から送信された送信ＲＦ信号は、無線通信路においてフェージング、干渉などの影響を受け、受信装置２００の受信アンテナ２１０において受信される。

受信アンテナ２１０は、送信装置１００から送信された送信ＲＦ信号を受信し、無線部２２０に出力する。

無線部２２０では、受信アンテナ２１０によって受信された受信信号に対し、ＲＦフィルタ処理、周波数変換、Ａ／Ｄ変換などの無線復調処理が行われ、その後、直交復調部２３０で、Ｉチャネル、Ｑチャネルそれぞれのベースバンド信号が検出される。

チャネル変動推定部２４０では、ベースバンド信号に含まれる既知信号を利用して、送信装置１００と受信装置２００との間の無線伝搬路におけるチャネル変動が推定される。

又、制御情報検波部２５０では、ベースバンド信号に含まれる制御信号が検出され、制御信号は、対数尤度演算部２６０に出力される。

対数尤度演算部２６０では、ベースバンド信号から、送信された各符号語ビットの対数尤度比が求められ、得られた対数尤度比は、デインタリーブ部２７０に出力される。

デインタリーブ部２７０では、送信装置１００でのインタリーブ部１３０で行った並び替え処理の逆の処理を用いて、対数尤度比の系列の順序が並び替えられる。

デパンクチャ部２８０では、送信装置１００のパンクチャ部１２０でパンクチャしたパリティビットのデパンクチャが行われる。具体的には、パンクチャしたパリティビットの対数尤度比に０が代入される。

自己直交符号復号部２９０では、対数尤度比系列が用いられて、自己直交符号の復号が行われ、復号結果の硬判定値が復号結果として出力される。自己直交符号の復号については、式（５）で示した各ビットのＡＰＰ値を反復復号で更新していくことで実現できる。

ここで、無線通信路でのフェージング変動の影響により、ある送信変調シンボルｘｊの受信レベルが落ち込んだ場合を考える。このとき、受信装置２００の無線部２２０において発生する熱雑音が加わると、変調シンボルｘｊのＳＮＲ（Signal to Noise Ratio）は低くなる。一般的に、変調シンボルのＳＮＲが低いと、変調シンボルに含まれるビットの対数尤度比の絶対値が小さくなることが分かっている。

従って、送信変調シンボルｘｊが無相関ビットでないビットの組み合わせから構成される場合には、復号特性が劣化する場合がある。例えば、送信変調シンボルｘ０が｛ｕ０，ｕ１，ｐ０，ｐ２｝という組み合わせにより形成される場合を考える。式（５）とαｊとから分かるように、ｕ０のビットの復号には、ｕ１，ｐ０，ｐ２が必要となる。そのため、フェージング変動の影響により、送信変調シンボルｘ０の受信レベルが落ち込むと、ｕ０，ｕ１，ｐ０，ｐ２の対数尤度比が同時に小さい絶対値をとってしまう。このように、送信変調シンボルｘ０が無相関ビット以外のビットの組み合わせにより形成される場合、情報ビットｕ０の復号に関係する情報ビットｕ１，ｐ０，ｐ２の対数尤度比の絶対値が同時に小さくなってしまうため、特性が著しく劣化する場合がある。

これに対し、本実施の形態では、例えば、図８のインタリーブパターン３００を用いて符号語系列が並び替えることにより、送信変調シンボルｘ０は、｛ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８｝の組み合わせにより形成される。このとき、ｕ１２，ｐ６，ｐ１８は、ｕ０の無相関ビットであり、ｕ０の復号には、ｕ１２，ｐ６，ｐ１８は用いられないビットである。そのため、無相関ビットの組み合わせから構成される変調シンボルｘｊの受信レベルが小さく、ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８の対数尤度比が、同時に小さい絶対値となったとしても、ｕ０の復号には、情報ビットｕ１２，ｐ６，ｐ１８の対数尤度比は用いられないので、情報ビットｕ０の復号には影響しない。

このように、本実施の形態では、時点ｉの情報ビットが送信される変調シンボルに、時点ｉの情報ビットの無相関ビットを優先的に割り当てるようにした。このようにすることで、フェージング変動の影響により、ある送信変調シンボルｘｊの受信レベルが落ち込んだ場合においても、復号特性の劣化を抑圧することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、自己直交符号化部１１０は、拘束長Ｋの自己直交符号の符号化を行い、多値変調部１５０は、時点ｉの情報ビットと、時点ｉの情報ビットの復号に用いられない無相関ビットとを、同一の変調シンボルで変調するようにした。

又、インタリーブ部１３０は、後段の多値変調部１５０において、同一の変調シンボルが、時点ｉの情報ビットと、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットと、を含むように、符号語系列の並び替えるようにした。

なお、同一の変調シンボルは、時点ｉの情報ビット以外の残りの全ビットが、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関ビットが、少なくとも１ビットあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

自己直交符号の場合、自己直交符号を定義する完全差集合の各要素の差からなる集合Ｄとし、−（Ｋ−１）から（Ｋ−１）の範囲の整数の集合Ｕとすると、集合Ｕに対する集合Ｄの補集合（集合Ｄの補集合Ｄ￣）の数だけ、時点ｉから離れている時点における情報ビットが、時点ｉの情報ビットの無相関ビットとなる。又、組織化ビットだけでなく、時点ｉの情報ビットの復号に用いられないパリティビットは、同様に、無相関ビットとなる。

このようにすることで、フェージング変動の影響により、送信変調シンボルの受信レベルが低下したような場合においても、対数尤度比の絶対値が小さくなることによる復号性能の劣化の影響を分散させることができ、ＡＰＰ復号全体としての伝送誤り率特性の劣化を抑圧することができる。

なお、本実施の形態では、送信モードとして、符号化率１／２、変調方式１６ＱＡＭの場合を例に説明したが、その他の送信モードであってもよい。以下では、一例として、符号化率３／４の場合について説明する。

符号化率３／４の場合、パンクチャ部１２０は、自己直交符号化により得られたパリティビットに対し、パンクチャを行う。

インタリーブ部１３０は、符号化率１／２の場合と同様に、後段の多値変調部１５０において、変調シンボル内に、自己直交符号化部１１０における時点ｉの情報ビットと、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットと、が含まれるように、符号語系列を並び替える。

なお、同一の変調シンボルは、時点ｉの情報ビット以外の残りの全ビットが、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関ビットが、少なくとも１ビットあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

図９は、インタリーブパターンの一例を示す図である。図９のインタリーブパターン４００は、符号化率３／４の場合のインタリーブパターンの一例であり、インタリーブパターン４００は、組織化ビットパターン４１０及びパリティビットパターン４２０により構成される。ここで、組織化ビットパターン４１０は、組織化ビット系列のためのインタリーブパターンであり、パリティビットパターン４２０は、パリティビット系列のためのインタリーブパターンである。なお、各パターン中に記されている数字は組織化ビットｕ_ｉ及びパリティビット系列ｐ_ｉのビットのインデックスｉを表す。なお、組織化ビットｕ_ｉ及びパリティビット系列ｐ_ｉは、上述の図１に示したＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号により、符号化された符号語系列である。

図９のインタリーブパターン４００を用いることにより、変調シンボルｘ０は、｛ｕ０，ｕ１２，ｕ２４，ｐ１８｝から構成される。上述したように、この組み合わせは、無相関ビットにより構成されているので、同様の効果を得ることができる。その他の符号化率、変調方式の場合でも、同一の変調シンボルに、時点ｉの情報ビットと当該情報ビットの無相関ビットとが含まれるように構成することで、同様の効果を得ることができる。

なお、本実施の形態では、図８、図９に示したインタリーブパターン３００，４００を用いて符号語系列を並び替える場合について説明したが、これに限るものではなく、同一の変調シンボルに、無相関ビットが存在するように符号語系列を並び替えるようなインタリーブパターンであれば、同様の効果を得ることができる。

なお、同一の変調シンボルは、時点ｉの情報ビット以外の残りの全ビットが、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関ビットが、少なくとも１ビットあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

例えば、以上の説明では、インタリーブ部１３０が、集合Ｄの補集合Ｄ￣に含まれる４つの整数｛−１２，−８，＋８，＋１２｝のうち、「−１２」と「＋１２」に着目し、時点ｉの情報ビットと時点（ｉ＋１２）のビットが同一の変調シンボルで送信されるように、符号語系列を並び替える場合について説明した。しかし、この組み合わせに限るものではなく、「−８」と「＋８」を用いて時点ｉの情報ビットと時点（ｉ＋８）のビットとを同一の変調シンボルで送信されるように、インタリーブ部１３０が、符号語系列を並び替えるようにしてもよい。このようにすることで、同一の変調シンボルで送信するビットを無相関ビットの組み合わせにすることができるとともに、「−１２」と「＋１２」を用いる場合に比べて、インタリーバのサイズを小さくすることができる。

図１０に、送信モードが符号化率３／４、変調方式１６ＱＡＭの場合に、インタリーバのサイズを８とした場合のインタリーブパターンの一例を示す。図１０のインタリーブパターン５００に従うと、例えば、１つの１６ＱＡＭシンボルに含まれるビットは｛ｕ０，ｕ８，ｕ１６，ｐ１２｝となり、すべてのビットが無相関ビットとなる組み合わせではなくなってしまう。したがって、１つの変調シンボルに、所望の数の情報ビットの無相関ビットを含めるためには、以下の条件を考慮する必要がある。

（１）同一変調シンボルに２つの情報ビットの無相関ビットを含める場合
集合Ｄの補集合Ｄ￣に含まれる整数のうち、絶対値が最も小さい整数を用いて、無相関ビットを選ぶ。上述した例では、「＋８」，「−８」を選択した場合が相当する。この場合には、小さいサイズのインタリーバで無相関ビットの組み合わせを作ることができる。

（２）同一変調シンボルにｍ個（ｍ≧３）の情報ビットの無相関ビットを含める場合
集合Ｄの補集合Ｄ￣に含まれる整数のうち、（ｍ−１）倍した値は、補集合Ｄ￣に含まれる整数から選ばれる。若しくは、（ｍ−１）倍した値が集合Ｕの範囲外にある整数を選ぶ。図９に示す例では、｛−１２，＋１２｝を２倍した値が集合Ｕの範囲外にあるので、サイズ１２のインタリーバを用いることにより、図９に示すように変調シンボルｘ０を構成するビットを全て無相関ビットとすることができる。

誤り訂正符号にＬＤＰＣ−ＣＣを用いる場合には、時点ｉの情報ビットが含まれる変調シンボルは、当該情報ビットの一重相関列以外のビットを優先的に含めるようにする。さらに、変調シンボルは、時点ｉの情報ビットと、当該情報ビットの一重相関列以外のビット又は当該情報ビットの二重相関列以外のビットを用いて、構成されるようにしてもよい。

（実施の形態２）
本実施の形態では、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列において、時点ｉの情報ビットの復号に用いられないビット（無相関ビット）が時点ｉを中心とした拘束長の２倍の範囲内に存在することに着目し、時点ｉの情報ビットの無相関ビットを、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルと時間的に連続した変調シンボルで送信する送信装置及び送信方法について説明する。本実施の形態の送信装置及び送信方法によれば、時間的なフェージング変動がある場合、その変動の落ち込みによるバースト的な受信ＳＮＲの落ち込みを回避し、効果的に誤り訂正復号を行うことができる。

図１１は、本実施の形態における送信装置の構成を示す。なお、図１１の本実施の形態に係る送信装置において、図４と共通する構成部分には、図４と同一の符号を付して説明を省略する。図１１の送信装置６００は、図４の送信装置１００のインタリーブ部１３０に代えて、インタリーブ部６１０を備えて構成される。

インタリーブ部６１０は、時点ｉの情報ビットの無相関ビットが、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルと時間的に連続した変調シンボルで送信されるよう符号語系列を並び替える。以下、インタリーブについて、図１２を用いて説明する。

図１２は、インタリーブ部６１０におけるインタリーブパターンの一例を示している。図１２のインタリーブパターン７００は、送信モードが、符号化率１／２、変調方式１６ＱＡＭの場合のインタリーブパターンの一例であり、組織化ビットパターン７１０は、組織化ビット系列のためのインタリーブパターンであり、パリティビットパターン７２０は、パリティビット系列のためのインタリーブパターンである。なお、各パターン中に記されている数字はビットのインデックスを表す。

組織化ビットパターン７１０は、長さ２４のインタリーバであり、インタリーブ部６１０内のメモリに図示されているインデックスの順にビットが書き込まれていく様子を示している。そして、２４番目のビットｕ２４は次の列の一番上に書き込まれる。これにより、時点ｉの情報ビットｕ０と時点（ｉ＋２４）のビットｕ２４とが、横並びとなるように並び替えられる。上述したように、時点（ｉ＋２４）のビットｕ２４は、時点ｉの情報ビットｕ０の無相関ビットである。

又、組織化ビットパターン７１０を用いることにより、時点ｉの情報ビットｕ０と時点（ｉ＋１２）のビットｕ１２とが、縦並びとなるように並び替えられる。上述したように、時点（ｉ＋１２）のビットｕ１２は、時点ｉの情報ビットｕ０の無相関ビットである。

同様に、パリティビットパターン７２０は、長さ２４のインタリーバである。パリティビットパターン７２０では、組織化ビットパターン７１０を下方向に巡回シフトしたものになっている。

図１２に示す例では、パリティビットパターン７２０は、パリティビットｐ９，ｐ３３と、ビットｕ０，ｕ２４と、を横並びにする。パリティビットｐ９，ｐ３３は、ビットｕ０，ｕ２４の復号に用いられないパリティビットであり、又、パリティビットｐ３３は、パリティビットｐ９の無相関ビットである。

又、パリティビットパターン７２０を用いることにより、時点（ｉ＋９）のパリティビットｐ９と時点（ｉ＋２１）のパリティビットｐ２１とが、縦並びとなるように並び替えられる。時点（ｉ＋２１）のパリティビットｕ２１は、時点（ｉ＋９）のパリティビットｐ９の無相関ビットである。

このように並び替えられた符号語系列は、インタリーブパターン７００の横方向に順に多値変調部１５０に出力される。したがって、符号語系列は、インタリーブ部６１０から、例えば、ｕ０，ｕ２４，ｐ９，ｐ３３，ｕ１２，ｕ３６，ｐ２１，ｐ４５，…という順に多値変調部１５０に出力されるようになる。

多値変調部１５０では、インタリーブ部６１０から出力されるビット系列に対し、多値変調処理が施される。多値変調部１５０において、変調方式として１６ＱＡＭが用いられる場合、連続して入力される４ビットが１つの変調シンボルとして変調される。

したがって、インタリーブパターン７００を用いる場合、変調シンボルをｘｊとすると、それぞれのシンボルを構成するビットは、ｘ０＝｛ｕ０，ｕ２４，ｐ９，ｐ３３｝，ｘ１＝｛ｕ１２，ｕ３６，ｐ２１，ｐ４５｝，…，となる。

このようにすることで、４ビットごとに１６ＱＡＭ変調を行っていった際、時点ｉの情報ビットが含まれる同一の変調シンボル内に含まれるビットを無相関ビットとすることができるとともに、時点ｉの情報ビットが含まれる変調シンボルに対して、時間軸上で連続する変調シンボル内に含まれるビットを無相関ビットとすることができる。

なお、同一の変調シンボルは、時点ｉの情報ビット以外の残りの全ビットが、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関ビットが、少なくとも１ビットあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

このように、インタリーブ部６１０は、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルと時間的に連続して送信する変調シンボルに、時点ｉの情報ビットの無相関ビットが含まれるように、送信符号語系列を並び替える。

以上のように、本実施の形態によれば、自己直交符号化部１１０は、自己直交符号の符号化を行うことにより符号化ビットを取得し、多値変調部１５０は、符号化ビットを変調シンボルに変換し、インタリーブ部６１０は、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルと時間的に連続して送信される変調シンボルに、時点ｉの情報ビットの無相関ビットが含まれるように、符号化ビットを並び替えるようにした。このようにすることで、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルと、時点ｉの情報ビットの無相関ビットを含む変調シンボルとが時間的に連続して送信されるので、時間的なフェージング変動によりバースト的に、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボル及び時点ｉの情報ビットの無相関ビットを含む変調シンボルの受信レベルが落ち込むような場合であっても、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルと時間的に連続して送信される変調シンボルには、時点ｉの情報ビットの復号には関与しない無相関ビットが含まれるので、対数尤度比の絶対値が小さくなることによる復号性能の劣化の影響を分散させることができ、ＡＰＰ復号全体としての伝送誤り率特性の劣化を抑圧することができる。

なお、時点ｉの情報ビットが含まれる変調シンボルと、時点ｉの情報ビットの無相関ビットが含まれる変調シンボルとは、必ずしも時間的に連続して送信する必要はなく、フェージング変動の影響により受信レベルがバースト的に落ち込む時間帯に、これら変調シンボルが送信されるような並び替えであっても、同様の効果を得ることができる。

なお、本実施の形態では、図１２に示したインタリーブパターン７００を用いて符号語系列を並び替える場合を例に説明したが、これに限るものではなく、時間的に連続して送信する変調シンボルに無相関ビットが含まれるように符号語系列を並び替えるようなインタリーブパターンであれば同様の効果を得ることができる。図１３は、別のインタリーブパターンの一例を示す。図１３に示すインタリーブパターン８００を用いた場合にも、同一の変調シンボルを無相関ビットにより構成し、又、時間的に連続して送信される変調シンボルに無相関ビットが含まれるようになる。

このようにすることで、実施の形態１で述べた効果に加え、フェージング変動の影響により、時間的に連続して、複数の変調シンボルの受信レベルが落ち込んだ場合においても、復号特性の劣化を抑圧することができる。

（実施の形態３）
本実施の形態では、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列において、時点ｉの情報ビットの復号に用いられないビット（無相関ビット）が時点ｉを中心とした拘束長の２倍の範囲内に存在することに着目し、マルチキャリア信号送信時に時点ｉの情報ビットの無相関ビットを、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルと隣接した周波数の変調シンボルで送信する送信装置及び送信方法について説明する。本実施の形態の送信装置及び送信方法によれば、周波数フェージングがある場合、周波数特性の落ち込みによるバースト的な受信ＳＮＲの落ち込みを回避し、効果的に誤り訂正復号を行うことができる。

図１４は、本実施の形態における送信装置の構成を示す。なお、図１４の本実施の形態に係る送信装置において、図４と共通する構成部分には、図４と同一の符号を付して説明を省略する。図１４の送信装置９００は、マルチキャリア信号（ＯＦＤＭ信号）の送信装置であり、図４の送信装置６００に対し、インタリーブ部１３０に代えて、インタリーブ部９１０を備え、ＯＦＤＭ形成部９２０を追加した構成を採る。

ＯＦＤＭ形成部９２０は、Ｓ／Ｐ（Serial to Parallel）変換部９２１、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部９２２、及びガード区間挿入部９２３を備えて構成される。Ｓ／Ｐ変換部９２１は、多値変調部１５０から出力される変調シンボルを、マルチキャリア信号の各周波数にマッピングするためのシリアル・パラレル変換を行う。Ｓ／Ｐ変換部９２１は、シリアル・パラレル変換後の変調シンボルをＩＦＦＴ部９２２に出力する。ＩＦＦＴ部９２２は、パラレルで入力されてきた変調シンボルに対し、ＩＦＦＴを用いてマルチキャリア変調を行い、時間領域信号を生成し、生成した時間領域信号をガード区間挿入部９２３に出力する。ガード区間挿入部９２３は、ＩＦＦＴ部９２２から出力されたマルチキャリア変調信号にカード区間を挿入し、ガード区間挿入後の時間領域信号を無線部１６０に出力する。

インタリーブ部９１０は、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルを送信する周波数と隣接する周波数で、時点ｉの情報ビットの復号に用いられない無相関ビットを含む変調シンボルが送信されるように、符号語系列を並び替える。以下、インタリーブは、図１５を用いて説明する。

図１５は、インタリーブ部９１０におけるインタリーブパターンと、周波数軸上へのマッピングの一例を示している。図１５のインタリーブパターン１０００は、送信モードが、符号化率１／２、変調方式１６ＱＡＭの場合のインタリーブパターンの一例であり、組織化ビットパターン１０１０は、組織化ビット系列のためのインタリーブパターンであり、パリティビットパターン１０２０は、パリティビット系列のためのインタリーブパターンである。又、各パターン中に記されている数字はビットのインデックスを表す。なお、図１５のインタリーブパターン１０００は、実施の形態２で説明したインタリーブパターン７００と同様である。

インタリーブ部９１０は、インタリーブパターン１０００を用いて、時点ｉの情報ビットの無相関ビットが、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルを送信する周波数に隣接した周波数の変調シンボルで送信されるように、符号語系列を並び替える。

実施の形態２と同様に、符号語系列は、インタリーブ部９１０から、例えば、ｕ０，ｕ２４，ｐ９，ｐ３３，ｕ１２，ｕ３６，ｐ２１，ｐ４５，…という順に多値変調部１５０に出力されるようになる。

したがって、インタリーブパターン１０００を用いる場合、変調シンボルをｘｊとすると、それぞれの変調シンボルを構成するビットは、ｘ０＝｛ｕ０，ｕ２４，ｐ９，ｐ３３｝，ｘ１＝｛ｕ１２，ｕ３６，ｐ２１，ｐ４５｝，…，となる。

このようにすることで、多値変調部１５０において、４ビットごとに１６ＱＡＭ変調を行っていった際、時点ｉの情報ビットが含まれる同一の変調シンボル内に含まれるビットを無相関ビットとすることができるとともに、ＯＦＤＭ形成部９２０において、変調シンボルが周波数軸上にマッピングされてマルチキャリア信号を生成する際、時点ｉの情報ビットが含まれる変調シンボルと周波数方向に連続する変調シンボル内に含まれるビットを無相関ビットとすることができる。

なお、同一の変調シンボルは、時点ｉの情報ビット以外の残りの全ビットが、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関ビットが、少なくとも１ビットあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

このように、インタリーブ部９１０は、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルを送信する周波数に隣接した周波数の変調シンボルに、時点ｉの情報ビットの無相関ビットが含まれるように、符号語系列を並び替える。このようにすることで、周波数選択性フェージングの影響により、ある周波数領域で送信された送信変調シンボルｘｊの受信レベルが落ち込んだ場合においても、復号特性の劣化を抑圧することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、自己直交符号化部１１０は、自己直交符号の符号化を行うことにより符号化ビットを取得し、多値変調部１５０は、符号化ビットを変調シンボルに変換し、インタリーブ部９１０は、時点ｉの情報ビットを含む変調シンボルを送信する周波数と隣接する周波数で、時点ｉの無相関ビットを含む変調シンボルを送信するようにした。このようにすることで、周波数軸上で連続する２つの変調シンボル内に含まれるビットが無相関ビットとなるので、実施の形態１の効果に加えて、周波数選択性フェージングの落ち込みによる誤り率特性の劣化を回避するという効果が得られる。

なお、本実施の形態では、図１５に示したインタリーブパターン１０００を用いて符号語系列を並び替える場合を例に説明したが、これに限るものではなく、周波数軸上で連続して送信する変調シンボルに無相関ビットが含まれるように符号語系列を並び替えるようなインタリーブパターンであれば、同様の効果を得ることができる。

（実施の形態４）
本実施の形態では、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化を行うことにより得られた符号語系列をパンクチャする送信装置及びパンクチャ方法について説明する。本実施の形態の送信装置及びパンクチャ方法によれば、時点ｉの情報ビットの復号に必要なパリティビットがパンクチャされないので、ランダムもしくは、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの構成を考慮せずに規則的にパリティビットをパンクチャする場合に比し、復号誤り率特性が良くなる。

本実施の形態における送信装置の構成は、図４と同様であるので、以下では、主にパンクチャ部１２０におけるパンクチャ方法について説明する。なお、以下では、符号化率１／２、Ｊ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号をパンクチャして符号化率３／４にする場合を例に説明をする。

パンクチャ部１２０は、自己直交符号化部１１０で得られた符号語系列のうち、パリティビット系列ｐ_ｉをパンクチャする。ここで、パンクチャ部１２０は、式（１４）で表されるパンクチャマトリクスＰを用いてパンクチャを行う。

パンクチャマトリクスＰは、２×１８（＝Ｋ（拘束長））の行列であり、１行目は組織化ビット系列ｕ_ｉに対するパンクチャパターンを示し、２行目はパリティビット系列ｐ_ｉに対するパンクチャパターンを示す。なお、式（１４）のパンクチャマトリクスＰにおいて、要素「１」に対応するビットはパンクチャされず、要素「０」に対応するビットがパンクチャされることを表す。

式（１４）に示すパンクチャマトリクスＰを用いることにより、一番左の列に対応するパリティビットをｐ０とすると、｛ｐ１，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６，ｐ８，ｐ９，ｐ１０，ｐ１１，ｐ１２，ｐ１４，ｐ１５｝がパンクチャされる。

図３３のＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号の検査行列から分かるように、ｕ０の復号に用いられるパリティビットは、｛ｐ０，ｐ２，ｐ７，ｐ１３，ｐ１６，ｐ１７｝のみであり、｛ｐ１，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６，ｐ８，ｐ９，ｐ１０，ｐ１１，ｐ１２，ｐ１４，ｐ１５｝は無相関ビットである。そのため、これらビットがパンクチャされたとしても、時点ｉの情報ビットｕ０の復号に与える影響は少ない。

図１６は、パンクチャ部１２０の構成の一例を示す。パンクチャ部１２０は、ＳＷ１２１、制御部１２２、及び出力制御部１２３を備えて構成される。

ＳＷ１２１は、制御部１２２から出力されるパンクチャパターンに従って、パンクチャビットｐ_ｉの出力を切り替える。具体的には、制御部１２２から、「１」の信号が出力される場合には、ｐ_ｉを出力し、「０」の信号が出力される場合には、ｐ_ｉを出力しない。

制御部１２２は、パンクチャマトリクスＰにしたがって、パンクチャマトリクスＰの列数の周期のパターンでＳＷ１２１に「１」又は「０」の信号を送信する。

このように、パンクチャ部１２０は、式（１４）のパンクチャマトリクスＰに従って、拘束長Ｋごとに１つ現れる時点ｉの情報ビットに関しての無相関ビットとなるパリティビットをパンクチャする。このようにすることで、時点ｉの情報ビットの復号に必要なビットはパンクチャされないので、パンクチャ処理が施されたにもかかわらず、時点ｉの情報ビットは、パンクチャされる前の符号化率１／２の状態で復号することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、パンクチャ部１２０は、拘束長Ｋごとに１つ現れる時点ｉの情報ビットに関しての無相関ビットとなるパリティビットをパンクチャするパンクチャマトリクスに従って、パンクチャ処理を行うようにした。このようにすることで、時点ｉの情報ビットの復号に必要なビットはパンクチャされずにいるので、パンクチャ処理が施されたにもかかわらず、パンクチャされる前の符号化率１／２の状態で復号することができる。さらに、反復復号を行うことにより、符号化率１／２の状態で復号することができる時点ｉの情報ビットの符号化利得が、他のビットに伝播していくので、誤り率特性の改善や、収束までに必要な反復回数の削減といった効果を得ることができる。なお、時点ｉの情報ビットと同じく符号化率１／２の状態で復号できるビットは、パンクチャマトリクスの列数と等しい周期で出現する。

なお、本実施の形態では、パンクチャ部１２０が、式（１４）に示したパンクチャＰを用いて符号語系列をパンクチャする場合を例に説明したが、これに限るものではなく、時点ｉの情報ビットｕ_ｉに関して無相関ビットとなるパリティビットをパンクチャするパンクチャマトリクスであれば、同様の効果を享受することができる。

又、本実施の形態では、式（１４）に示すように、パリティビット系列ｐ_ｉのみをパンクチャするパンクチャマトリクスＰを用いる場合を例に説明したが、これに限るものではなく、組織化ビット系列及びパリティビット系列の双方をパンクチャするパンクチャマトリクスを用いた場合でも、同様の効果を享受することができる。例えば、式（１５）に示すようなパンクチャマトリクスＰを用いてパンクチャ処理を行う場合においても、同様の効果を得ることができる。

式（１５）は、図１に示したＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号により生成された符号語系列のうち、組織化ビット系列及びパリティビット系列に対しパンクチャを行う場合のパンクチャマトリクスの一例である。

式（１５）のパンクチャマトリクスＰにより、符号化率１／２の符号語が、符号化率４／５の符号語にパンクチャされる。このとき、式（１５）のパンクチャマトリクスＰを用いる場合、最左列を時点ｉの情報ビットｕ_ｉとすると、パンクチャされる組織化ビットは、ｕ_ｉ＋８、ｕ_ｉ＋１２であり、これらは時点ｉの情報ビットｕ_ｉの無相関ビットである。又、パンクチャされるパリティビットは、上述したように、｛ｐ１，ｐ３，ｐ４，ｐ５，ｐ６，ｐ８，ｐ９，ｐ１０，ｐ１１，ｐ１２，ｐ１４，ｐ１５｝であり、同様に、時点ｉの情報ビットｕ_ｉの無相関ビットとなっている。

なお、図１７は、式（１５）のパンクチャマトリクスＰを用いてパンクチャ処理を行うパンクチャ部１２０の構成の一例を示す。図１７のパンクチャ部１２０は、ＳＷ１２１、ＳＷ１２４、制御部１２２、及び出力制御部１２３から構成される。

ＳＷ１２４は、制御部１２２から出力されるパンクチャパターンにしたがって、ｕ_ｉの出力を切り替える。具体的には、制御部１２２から、「１」の信号が出力されてきた場合には、ｕ_ｉを出力し、「０」の信号が出力されてきたときにはｕ_ｉの出力を行わない。

ＳＷ１２１は、制御部１２２から出力されるパンクチャパターンに従って、ｐ_ｉの出力を切り替える。具体的には、制御部１２２から、「１」の信号が出力されてきたときには、ｐ_ｉを出力し、「０」の信号が出力されてきたときには、ｐ_ｉの出力を行わない。

制御部１２２は、パンクチャマトリクスＰに従って、パンクチャマトリクスＰの列数の周期のパターンで、ＳＷ１２４及びＳＷ１２１のそれぞれに「１」又は「０」の信号を出力する。

このようにすることで、パンクチャ部１２０は、式（１５）のパンクチャマトリクスＰに従って、時点ｉの情報ビットｕ_ｉに関しての無相関ビットとなる組織化ビット及びパリティビットをパンクチャすることができる。

（実施の形態５）
実施の形態４で述べたように、パンクチャ部１２０において、式（１４）に示すように、時点ｉの情報ビットに関する無相関ビットがパンクチャされるようなパンクチャマトリクスが用いられることにより、時点ｉの情報ビットは、パンクチャされる前のオリジナルの符号化率で復号される。一方、時点ｉ以外の他のビットは、オリジナルの符号化率に比し高い符号化率で復号されるので、時点ｉの情報ビットは、他のビットに比し、誤り訂正能力が高いと言える。以下では、パンクチャされる前のオリジナルの符号化率で復号される時点ｉの情報ビットビットを、原復号可能ビットと呼ぶ。

本実施の形態では、このように、符号語系列において、ビットごとに誤り訂正能力が異なるような場合のマッピング方法について説明する。

（マッピング方法）
以下では、多値変調方式が１６ＱＡＭの場合を例に説明する。１６ＱＡＭでは、４つのビットの組み合わせに応じて、ＩＱ平面上の１６個の候補信号点のいずれか１点に配置されて１つの変調シンボルが形成される。４つのビットの組み合わせと信号点との対応は、用いるマッピング方法によって異なる。

図１８は、マッピングの一例として、グレイマッピングを示す。グレイマッピングは、ＩＥＥＥ８０２．１１準拠の無線ＬＡＮなどで使われているマッピングである。図１８に示すように、４つのビットの組み合わせにより、各変調シンボルはＩＱ平面上のいずれかの信号点に配置される。

グレイマッピングでは、図１８に示すように、隣接する信号点間の４つのビットの組み合わせの違いは、１ビットのみであるという規則に従うマッピング方法であり、良い誤り率特性を示すことが知られている。

さらに、グレイマッピングでは、１つの変調シンボルを構成する４つのビットｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４それぞれの誤り率特性が異なることが知られている。図１８から分かるように、例えば、ｂ１及びｂ３は、各々が「０」と「１」であるマッピング位置が平均的に離れている。それに対し、ｂ２及びｂ４は、ｂ１又はｂ３に比べ、「０」と「１」のマッピング位置が隣接している場合が多い。このことから、対数尤度演算部で得られるｂ２及びｂ４の尤度は、ｂ１又はｂ３に比べ、その絶対値が小さい傾向となる。そのため、ｂ２及びｂ４は、ｂ１又はｂ３に比べて誤りやすいと言える。このように、ＩＱ平面上の信号点を構成する４つのビットにおいて、誤りやすいビットが存在する。

又、実施の形態４で述べたように、時点ｉの情報ビットに関する無相関ビットをパンクチャする場合、時点ｉの情報ビットは、パンクチャされる前のオリジナルの符号化率で復号される一方、時点ｉ以外の他のビットは、オリジナルの符号化率に比し高い符号化率で復号されるので、符号語系列において、ビットごとに誤り訂正能力が異なるような場合がある。

そこで、本実施の形態では、符号語系列において、ビットごとに誤り訂正能力が異なる点、及び、ＩＱ平面上の信号点を構成する４つのビットのうち誤りやすいビットがある点を考慮して、符号語系列のうち、パンクチャされる前の符号化率で復号される原復号可能ビットを、ＩＱマッピング時に誤りやすいビットに割り当てるようにする。図１８に示す例では、ｂ２及びｂ４が、誤りやすいビットとなる。

このようにすることで、誤りやすいビットに誤り耐性の強いビットが配置されるようになるので、システム全体の誤り率特性を改善することができるようになる。

なお、以上の説明では、多値変調におけるマッピング方法として、グレイマッピングを用いた場合を例に説明したが、これに限るものではなく、その他のマッピング方法であっても良い。例えば、ＢＩＣＭ−ＩＤ（Bit Interleaved Coded Modulation-Iterative Decoding）におけるＭＳＰ（Modified Set Partitioning：修正セットパーティショニング）マッピングにおいて誤りやすい固定ビットに、原復号可能ビットを割り当てるようにしてもよい。

ＢＩＣＭ−ＩＤシステムの送信方法及び受信方法の詳細は、非特許文献６に詳しく説明されているので、以下では簡単に説明する。

図１９は、ＢＩＣＭ−ＩＤシステムにおける送信装置の構成を示す。図１９の送信装置１１００は、自己直交符号化部１１０、パンクチャ部１２０、インタリーブ部１１１０、多値変調部１１２０、制御情報生成部１４０、無線部１６０、送信アンテナ１７０から構成される。

図２０は、ＢＩＣＭ−ＩＤシステムにおける受信装置の構成を示す。図２０の受信装置１２００は、受信アンテナ２１０、無線部２２０、直交復調部２３０、チャネル変動推定部２４０、制御情報検波部２５０、対数尤度演算部１２１０、外部値演算部１２２０，１２４０、デインタリーブ部１２３０、デパンクチャ部２８０、自己直交符号復号部２９０、パンクチャ部１２０、及びインタリーブ部１１１０から構成される。

ＢＩＣＭ−ＩＤシステムでは、図２０に示すように、受信装置１２００は、対数尤度算出処理（デマッピング）と誤り訂正符号の復号処理を繰り返し行うことが特徴である。このような通信システムにおいて、畳み込み符号を用いる場合、マッピング方法としてグレイマッピングを用いる場合より、ＭＳＰなどの別のマッピング方法を適用した方が、反復受信後の誤り率特性が良好であることが非特許文献６などに示されている。

図２１は、ＭＳＰマッピングの一例を示す。図２１（ａ）は、ｂ１以外の他の３ビット（ｂ２，ｂ３，ｂ４）が決定している場合の、ｂ１が０である信号点と１である信号点の距離を示し、同様に、図２１（ｂ）は、ｂ２以外の３ビット（ｂ１，ｂ３，ｂ４）が決定している場合の、ｂ２が０である信号点と１である信号点の距離を示し、図２１（ｃ）は、ｂ３以外の３ビット（ｂ１，ｂ２，ｂ４）が決定している場合の、ｂ３が０である信号点と１である信号点の距離を示し、図２１（ｄ）は、ｂ４以外の３ビット（ｂ１，ｂ２，ｂ３）が決定している場合の、ｂ４が０である信号点と１である信号点の距離を示している。

ＢＩＣＭ−ＩＤでは、デマッピング時に復号器から出力される尤度と、求めたいビット以外の３ビットの外部値とを用いて該当求めたいビットの尤度を算出する。そのため、一般的には、該当求めたいビット以外の３ビットが、全て確定された条件下での信号点間距離に基づいて、各ビットの誤りやすさを評価することができる。

図２１の例では、ｂ１の最小信号点間距離は２√２であり、ｂ２の最小信号点間距離は２であり、ｂ３の最小信号点間距離は√２であり、ｂ４の最小信号点間距離は√５であるので、最小信号点間距離が最も小さいｂ３が最も誤りやすいビットであることが分かる。すなわち、多値変調シンボルを構成する複数のビットのうちの１ビット以外のビットが、全て同じ値を採る場合に、当該１ビットの信号点間距離が最小となるビットが誤りやすいビットとなる。なお、誤りやすいビットは、マッピング方法に応じて固定的に定まる。

そこで、本実施の形態では、インタリーブ部１１１０は、後段の多値変調部１１２０において、原復号可能ビットをこのような誤りやすいビットｂ３に割り当てるように、パンクチャ後の符号語系列を並び替える。このようにすることで、多値変調部１１２０は、原復号可能ビットを最小点間距離が小さいビットに割り当てて多値変調を行うので、受信側では、反復復号を用いることにより誤り率特性を改善することができる。

なお、以上の説明では、多値変調として１６ＱＡＭを用いた場合を例に説明したが、これに限るものではなく、その他の多値変調方式であっても良い。例えば、図２２（ａ）に示すように、変調方式がＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）の場合、ｂ１に比べｂ２は「０」と「１」のマッピング位置が隣接している場合が多く、ｂ１が同じ値を採る場合の信号点間距離が小さいため、ｂ２はｂ１より誤りやすい傾向がある。この場合には、インタリーブ部１１１０が、原復号可能ビットが、ｂ１に比し誤りやすいｂ２に割り当てられるように、符号語系列を並び替え、誤り耐性が強い原復号可能ビットを、誤りやすいｂ２に割り当て多値変調することにより、ビット誤り率特性を改善することができる。

又、多値変調方式は、図２２（ｂ）に示すように、４ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）であってもよい。４ＡＳＫ変調の場合、ｂ１に比しｂ２は「０」と「１」のマッピング位置が隣接している場合が多く、ｂ１が同じ値を採る場合の信号点間距離が小さいため、ｂ２はｂ１に比べ誤りやすい傾向がある。そこで、インタリーブ部１１１０は、原復号可能ビットが、ｂ１に比し誤りやすいｂ２に割り当てられるように、符号語系列を並び替え、誤り耐性が強い原復号可能ビットを、誤りやすいｂ２に割り当て多値変調することにより、ビット誤り率特性を改善することができる。

（実施の形態６）
本実施の形態では、ＭＩＭＯ伝送を行う通信システムにおいて、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化された符号語系列を伝送する際、同一の空間チャネルで伝送される変調シンボルを構成するビットを無相関ビットにする送信装置及び送信方法について説明する。本実施の形態の送信装置及び送信方法によれば、フェージング変動の落ち込みや空間チャネルの相関により、復号誤り率特性を改善することができる。

図２３は、本実施の形態における送信装置の構成を示す。なお、図２３の本実施の形態に係る送信装置において、図４と共通する構成部分には、図４と同一の符号を付して説明を省略する。図２３の送信装置１３００は、２つの送信系列を２つの送信アンテナから送信する送信装置の構成の一例を示している。

送信装置１３００は、自己直交符号化部１１０、パンクチャ部１２０、ストリームパーサー１３１０、第１送信系列形成部１３２０−１、第２送信系列形成部１３２０−２、及び送信アンテナ１３３０−１，１３３０−２を備えて構成される。

第１送信系列形成部１３２０−１は、インタリーブ部１３２１−１、多値変調部１３２２−１、無線部１３２３−１から構成される。同様に、第２送信系列形成部１３２０−２は、インタリーブ部１３２１−２、多値変調部１３２２−２、無線部１３２３−２から構成される。

以下では、符号化率１／２、Ｊ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号で符号化された符号語を、２本の送信アンテナ１３３０−１，１３３０−２から送信する場合を例に説明する。又、以下では、送信モードが、符号化率１／２、変調方式が２つの送信系列ともにＱＰＳＫの場合を例に説明する。

送信情報系列をｕ_ｉ（ｉ＝１，…，ｋ）とすると、自己直交符号化部１１０は、送信情報系列に自己直交符号化を施し、符号語系列ｃｉ（ｉ＝１，…，ｎ）を出力する。ここで、ｃｉは、ｕ１，ｐ１，ｕ２，ｐ２，…というように、組織化ビットとパリティビットが交互に並んでいる。送信モードが符号化率１／２の場合を想定しているので、パンクチャ部１２０は、パンクチャ処理を行わず、符号語系列ｃｉをストリームパーサー１３１０に出力する。

ストリームパーサー１３１０は、パンクチャ部１２０によりパンクチャされた後の符号語系列ｃｉを、２つの送信系列に分割し、それぞれ第１送信系列形成部１３２０−１及び第２送信系列形成部１３２０−２に出力する。

具体的には、ストリームパーサー１３１０は、符号語系列ｃｉを先頭から順に、２ビットずつ各送信系列に振り分けていく。例えば、第１送信系列として｛ｕ１，ｐ２，ｕ３，ｐ４，ｕ５，ｐ６，ｕ７，ｐ８，ｕ９，ｐ１０，ｕ１１，ｐ１２，ｐ１３，ｕ１４，ｐ１５，ｕ１６，ｐ１７，ｕ１８，ｐ１９，ｕ２０，ｐ２１，ｕ２２，ｐ２３，ｕ２４，…｝を振り分け、第２送信系列として｛ｐ１，ｕ２，ｐ３，ｕ４，ｐ５，ｕ６，ｐ７，ｕ８，ｐ９，ｕ１０，ｐ１１，ｕ１２，ｕ１３，ｐ１４，ｕ１５，ｐ１６，ｕ１７，ｐ１８，ｕ１９，ｐ２０，ｕ２１，ｐ２２，ｕ２３，ｐ２４，…｝を振り分ける。

なお、ストリームパーサー１３１０は、第１送信系列に振り分けたビットの無相関ビットを第２送信系列に振り分ける。例えば、ストリームパーサー１３１０は、第１送信系列に振り分けたビットｕ１の無相関ビットｕ１３、第２送信系列に振り分ける。

第１送信系列に対し、インタリーブ部１３２１−１は、図２４（ａ）に示すインタリーブパターンを用いてインタリーブを行い、並び替え（インタリーブ）後の系列｛ｕ１，ｐ１９，ｕ１４，ｐ８，ｕ３，ｐ２１，…｝を多値変調部１３２２−１に出力する。多値変調部１３２２−１は、インタリーブ部１３２１−１から出力されてきた符号語系列を先頭から順に２ビットずつ取ってＱＰＳＫ変調を行い、ｘ１ｉを得る。

第２送信系列に対し、インタリーブ部１３２１−２は、図２４（ｂ）に示すインタリーブパターンを用いてインタリーブを行い、並び替え（インタリーブ）後の系列｛ｕ１３，ｐ７，ｕ２，ｐ２０，ｕ１５，ｐ９，…｝を多値変調部１３２２−２に出力する。多値変調部１３２２−２は、インタリーブ部１３２１−２から出力されてきた符号語系列を先頭から順に２ビットずつ取ってＱＰＳＫ変調を行い、ｘ２ｉを得る。

第１送信系列、第２送信系列、それぞれの系列に対するＱＰＳＫ変調信号ｘ１ｉ，ｘ２ｉは、無線部１３２３−１，１３２３−２によって、送信ＲＦ信号に変換され、送信アンテナ１３３０−１、１３３０−２を介して送信される。

このように、ストリームパーサー１３１０が、第１送信系列に振り分けたビットの無相関ビットを第２送信系列に振り分け、インタリーブ部１３２１−１，１３２１−２は、無相関ビットが、同一時刻に送信される変調シンボルｘ１ｉ，ｘ２ｉに含まれるように並ぶ換えすることにより、同一時刻に送信される変調シンボルｘ１ｉ，ｘ２ｉに含まれるビットを、互いにＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号における無相関ビットの組み合わせにすることができる。この結果、フェージング変動の落ち込みや、空間相関がある場合のＭＩＭＯ受信品質の劣化や、ＭＩＭＯ受信の失敗時における誤りの影響を低減することができる。

なお、本実施の形態では、２送信のＭＩＭＯ伝送、符号化率１／２のＪ＝６，Ｋ＝１８の自己直交符号、ＱＰＳＫ変調を用いた場合を例に説明したが、これに限るものではなく、時点ｉの情報ビットと同一時刻に空間多重して伝送するビットを、時点ｉの情報ビットの無相関ビットにすればよい。

なお、同一の変調シンボルは、時点ｉの情報ビット以外の残りの全ビットが、時点ｉの情報ビットに対する無相関ビットとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関ビットが、少なくとも１ビットあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

なお、本実施の形態では、ストリームパーサー１３１０を使って、符号語系列を各送信系列に分割した後に、それぞれ独立してインタリーブを行う構成としたが、ストリームパーサー１３１０の前段にインタリーブ部を備える構成としても良い。

図２５は、この場合の送信装置の構成例を示す。図２５の送信装置１４００は、自己直交符号化部１１０、パンクチャ部１２０、インタリーブ部１４１０、ストリームパーサー１４２０、制御情報生成部１４０、第１送信系列形成部１４３０−１、第２送信系列形成部１４３０−２、及び送信アンテナ１３３０−１，１３３０−２を備えて構成される。

図２６は、インタリーブ部１４１０のインタリーブパターンの一例を示す。図２６に示すインタリーブパターン１５００は、長さ１２、深さ４のインタリーブを行うパターンである。インタリーブ部１４１０は、インタリーブパターン１５００に従って、｛ｕ１，ｕ１３，ｐ１９，ｐ７，ｕ２，ｕ１４，ｐ２０，ｐ８，…｝の順に符号語系列を、ストリームパーサー１４２０に出力する。

ストリームパーサー１４２０は、インタリーブ部１４１０から出力される符号語系列のビットを第１送信系列と第２送信系列とに交互に振り分ける。

このようにすることで、同一時刻に空間多重して送信されるビットを優先的に無相関ビットにすることができるので、復号側の誤り率特性を改善することができる。

なお、本実施の形態では、送信装置１３００は、同一時刻に空間多重して伝送する変調シンボルに含まれるビットを優先的に無相関ビットにする場合を例に説明したが、実施の形態２で説明したように、時間的に連続する変調シンボルで送信するビットを優先的に無相関ビットにすることで、フェージング変動に時間変化がある場合の誤り率特性をさらに改善することができる。

なお、本実施の形態では、本発明をシングルキャリア伝送に適用した例を説明したが、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア伝送方式の通信に適用した場合でも同様に実施することができる。この場合、実施の形態３で説明したように、隣接する周波数で送信するビットを優先的に無相関ビットにすることで、周波数選択性フェージング環境下での誤り率特性をさらに改善することができる。

（実施の形態７）
本実施の形態では、パケット消失訂正符号化及び復号を行う通信システムに本発明を適用する場合について説明する。パケット消失訂正符号化及び復号は、ビット単位ではなく、複数の符号語ビットから構成される符号語シンボルのシンボル単位で行われる。

よって、符号語シンボルが１ビットの符号語ビットから構成される場合には、パケット消失訂正符号化及び復号はビット単位で行われる。また、符号語シンボルが複数の符号語ビットから構成される場合には、パケット消失訂正符号化及び復号はシンボル単位で行われる。

本実施の形態では、検査行列の各列及びタナーグラフにおける各変数ノードを１つの符号語シンボルに対応させて、パケット消失訂正符号化及び復号を行う。

実施の形態１から実施の形態６は、物理層に本発明を適用した場合であり、検査行列の各列及びタナーグラフにおける各変数ノードを例えば１つの符号語ビットに対応させた。これに対し、本実施の形態は、物理層の上位レイヤに本発明を適用した場合であり、検査行列の各列及びタナーグラフにおける各変数ノードを１つの符号語シンボルに対応させる。

したがって、本実施の形態における符号語シンボルは、概念的には、実施の形態１から実施の形態６の説明における符号語ビットに対応する。そのため、本実施の形態における符号語シンボルは、例えば、実施の形態１における変調シンボルとは異なるものである。なお、物理層は、実施の形態１から実施の形態６のいずれかを適用し、物理層の上位レイヤは、本実施の形態を適用してもよい。

本実施の形態では、時点ｉの情報シンボルと同一の送信パケットで送信する符号語シンボルを、時点ｉの情報シンボルの無相関シンボルとする送信装置及び送信方法について説明する。ここで、無相関シンボルとは、時点ｉの情報シンボルの復号に用いられない符号語シンボルをいう。

なお、同一の送信パケットは、時点ｉの情報シンボル以外の残りの全シンボルが、時点ｉの情報シンボルに対する無相関シンボルとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関シンボルが、少なくとも１シンボルあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

図２７は、本実施の形態における通信システムの全体構成図を示す。図２７において、シンボル生成部１６１１、消失訂正符号化部１６１２、インタリーブ部１６１３、パケット生成部１６１４及び送信部１６１５は、送信装置１６１０に対応する。また、図２７において、受信部１６３１、シンボル生成部１６３２、デインタリーブ部１６３３、消失訂正復号部１６３４及び情報復元部１６３５は、受信装置１６３０に対応する。

シンボル生成部１６１１は、送信情報源（図示せぬ）から出力される送信情報から数バイトで構成される情報シンボルを生成する。図２８は、情報シンボルのフォーマットの一例を示す。図２８のフォーマットに従う場合、シンボル生成部１６１１は、送信情報から、Ｓバイトで構成されるシンボルを生成し、必要に応じて、情報シンボルのインデックス等が記述されたヘッダを各情報シンボルに付加する。このようにして、シンボル生成部１６１１は、複数の情報ビットから構成される情報シンボルを生成する。シンボル生成部１６１１は、生成した情報シンボルを消失訂正符号化部１６１２に出力する。

消失訂正符号化部１６１２は、シンボル生成部１６１１から出力される情報シンボルに対し消失訂正符号化を行う。具体的には、消失訂正符号化部１６１２は、情報シンボルに対しシンボル単位で自己直交符号化又はＬＤＰＣ−ＣＣ符号化を行う。すなわち、消失訂正符号化部１６１２は、検査行列の各列及びタナーグラフにおける各変数ノードを１つの情報シンボルに対応させて消失訂正符号化を行う。

消失訂正符号化部１６１２は、消失訂正符号化により、冗長シンボルを得る。消失訂正符号化部１６１２は、情報シンボル及び冗長シンボルをインタリーブ部１６１３に出力する。以降、情報シンボル及び冗長シンボルは、符号語シンボルと呼ぶ。このようにして、消失訂正符号化部１６１２は、符号語シンボルを生成する。

インタリーブ部１６１３は、消失訂正符号化部１６１２から出力される符号語シンボルの順序を並び替える処理（インタリーブ）を行う。インタリーブ部１６１３は、消失訂正符号化部１６１２において生成された時点ｉの符号語シンボルと同一の送信パケットで送信される符号語シンボルが、時点ｉの符号語シンボルと無相関シンボルとなるように、符号語シンボルを並び替える。

なお、同一の送信パケットは、時点ｉの情報シンボル以外の残りの全シンボルが、時点ｉの情報シンボルに対する無相関シンボルとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関シンボルが、少なくとも１シンボルあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

上述したように、無相関シンボルは、時点ｉの情報シンボルの復号に用いられない符号語シンボルである。インタリーブ部１６１３での並び替え（インタリーブ）処理方法については、後に詳述する。インタリーブ部１６１３は、順序を並び替え（インタリーブ）後の符号語シンボルをパケット生成部１６１４に出力する。

パケット生成部１６１４は、インタリーブ部１６１３から出力される符号語シンボルから送信パケットを生成する。パケット生成部１６１４では、ＮＰ個（ＮＰは自然数）の符号語シンボルを１つにまとめ、このＮＰ個の符号語シンボルに、パケット送信に必要な情報を記述したヘッダを付加して送信パケットとする。パケット生成部１６１４は、生成した送信パケットを送信部１６１５に出力する。

送信部１６１５は、パケット生成部１６１４から出力される送信パケットを、通信路１６２０に用いる媒体に応じて送信可能な形態に変換し、通信路１６２０を介して受信装置１６３０に送信する。

通信路１６２０は、送信部１６１５から送信された信号が、受信部１６３１で受信されるまでに通る経路を示す。通信路１６２０の媒体として、イーサネット（登録商標）、電力線、メタルケーブル、光ファイバ、無線、光（可視光、赤外線など）や、これらを組み合わせたものを使用することができる。

受信部１６３１は、通信路１６２０を経て到着する送信部１６１５からの信号を受信し、受信した信号を送信パケットのフォーマットに応じてパケットに変換する。以降、このパケットは、受信パケットと呼ぶ。このとき、通信路１６２０の状況によっては、送信パケットと受信パケットとが一致しない、すなわち、送信パケットに対応した受信パケットが受信されない場合がある（パケット消失）。受信部１６３１は、受信パケットをシンボル生成部１６３２に出力する。

シンボル生成部１６３２は、受信パケットからヘッダを除去し、受信符号語シンボルを生成する。シンボル生成部１６３２は、生成した受信符号語シンボルをデインタリーブ部１６３３に出力する。なお、このとき、シンボル生成部１６３２は、後段のデインタリーブ部１６３３及び消失訂正復号部１６３４が、どの受信符号語シンボルが消失シンボルであるかを検出することができるようにして、受信符号語シンボルをデインタリーブ部１６３３に出力する。

例えば、シンボル生成部１６３２が、受信符号語シンボルのヘッダに消失シンボルであることを表す情報を付加し、ヘッダと、受信符号語シンボルとしてダミーデータとを出力するようにする。デインタリーブ部１６３３及び消失訂正復号部１６３４は、入力されたヘッダとダミーデータとから、消失シンボルを検出することができる。

又、送信装置１６１０が、送信パケットに連続的にシーケンス番号を付加して送信するような場合には、シンボル生成部１６３２は、受信符号語シンボルとしてダミーデータを出力しない。次にここでンタリーブ部１６３３及び消失訂正復号部１６３４は、シーケンス番号の欠番を検出することにより、どの受信符号語シンボルが消失シンボルであるか検出するようにしてもよい。

デインタリーブ部１６３３は、シンボル生成部１６３２から出力される受信符号語シンボルの順序を並び替える（デインタリーブ）。このとき、デインタリーブ部１６３３は、送信側のインタリーブ部１６１３で行った並び替えと逆の処理を用いて、受信符号語シンボルの順序を並び替える。デインタリーブ部１６３３は、並び替え後の受信符号語シンボルを消失訂正復号部１６３４に出力する。

消失訂正復号部１６３４は、デインタリーブ部１６３３から出力される受信符号語シンボル中に消失シンボルがある場合は、符号化側の消失訂正符号化部１６１２で付加された冗長シンボルを利用して、消失シンボルの消失訂正復号を行う。消失訂正復号部１６３４での消失訂正復号処理の一例は、以下に説明する。

自己直交符号及びＬＤＰＣ−ＣＣを用いて消失訂正符号化された受信符号語シンボルの消失訂正復号には、一般に、反復復号アルゴリズムが用いられる。消失シンボルを消失訂正復号するための反復復号アルゴリズムの一例は、図３０及び図３１を用いて、以下に説明する。

図３０は、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列に対するタナーグラフである。図３０において、変数ノードは、検査行列の列方向の関係を表し、検査ノードは、検査行列の行方向の関係を表す。変数ノードと検査ノードとは、検査行列の要素が１である場合に線（エッジ）で接続される。なお、変数ノードは、消失訂正符号化後の各受信符号語シンボルに対応する。

図３１は、反復復号アルゴリズムのフローチャートを示す。図中、ＳＴはフローの各ステップを示す。反復復号アルゴリズムは、図３１のフローチャートを用いて、以下に説明する。

ＳＴ１１では、消失シンボルを含んだ受信符号語シンボルを対応する変数ノードに入力する。ＳＴ１２では、検査ノードに接続される変数ノードの消失数が１の検査ノードを抽出する。消失数が１の検査ノードが抽出された場合（ＳＴ１３：ＹＥＳ）、ＳＴ１４で、抽出された消失数１の検査ノードにおいて、正しく受信された（消失していない）変数ノード値をＸＯＲ（排他的論理和）演算する。そして、ＳＴ１５では、ＳＴ１４で得られたＸＯＲ演算結果を、消失した変数ノードに入力し、ＳＴ１２に戻る。

一方、消失数が１の検査ノードが抽出されなかった場合（ＳＴ１３：ＮＯ）、ＳＴ１６は、全ての検査ノードに消失がないか否かチェックする。ここで、ＳＴ１６は、消失がなければ消失訂正成功として復号アルゴリズムを終了し（ＳＴ１６：ＹＥＳ）、消失があれば消失訂正失敗として復号アルゴリズムを終了する（ＳＴ１６：ＮＯ）。

このように、反復復号アルゴリズムでは、検査ノードに接続される変数ノードの消失数が１つだけの場合、消失訂正することができる。一方、検査ノードに接続される変数ノードの消失数が２つ以上の場合、消失訂正が困難となる。よって、効果的に消失訂正するには、検査ノードに接続される複数の変数ノードの消失数が多くても１つとなるようにするのが好ましい。

又、同じ検査ノードに接続されている複数の変数ノードは、互いに復号に影響しあう関係の変数ノードである。このため、これら同じ検査ノードに接続されている複数の変数ノードに対応する符号語シンボルは、互いに復号に影響しあう関係のシンボルであり、無相関シンボルではない。換言すると、互いに異なる検査ノードに接続されている複数の変数ノードに対応する符号語シンボルの組み合わせが、無相関シンボル同士の組み合わせとなる。

このようにして、図２７の消失訂正復号部１６３４は、消失シンボルを消失訂正復号し、受信符号語シンボルを取得し、受信符号語シンボルに含まれる情報シンボルのみを情報復元部１６３５に出力する。なお、消失シンボルがない場合、消失訂正復号部１６３４は、消失訂正復号を行わず、受信符号語シンボルに含まれる情報シンボルのみを情報復元部１６３５に出力する。

情報復元部１６３５は、情報シンボルを、受信情報処理部（図示せぬ）が解読可能な形態に変換して受信情報処理部に出力する。例えば、情報シンボルが図２８のフォーマットに従う場合、情報復元部１６３５は、各情報シンボルに付加されているヘッダを取り除き、情報シンボルを連結して受信情報処理部に出力する。

以下では、上述のように構成された送信装置１６１０及び受信装置１６３０の動作について、主にインタリーブ部１６１３及びパケット生成部１６１４の動作を中心に説明する。なお、以下では、消失訂正符号化部１６１２が、図３２に示した符号化率１／２、Ｊ＝６、Ｋ＝１８の自己直交符号を用いた消失訂正符号化を行うものとして説明を行う。又、以下では、パケット生成部１６１４が、４つの符号語シンボルから１つの送信パケットを生成する場合を例に説明する。

消失訂正符号化部１６１２では、情報シンボルｕ_ｉ（ｉ＝１，…，ｎ）に対し、自己直交符号による消失訂正符号化が施され、情報シンボルｕ_ｉ及び冗長シンボルｐ_ｉから成る符号語シンボルが生成される。生成された符号語シンボルは、インタリーブ部１６１３に出力される。

インタリーブ部１６１３では、符号語シンボルの並び替え（インタリーブ）処理が行われる。具体的には、後段のパケット生成部１６１４において、同一の送信パケット内に、消失訂正符号化部１６１２における時点ｉの情報シンボルと、時点ｉの情報シンボルの無相関シンボルと、が含まれるように、符号語シンボルが並び替えられる。

なお、同一の送信パケットは、時点ｉの情報シンボル以外の残りの全シンボルが、時点ｉの情報シンボルに対する無相関シンボルとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関シンボルが、少なくとも１シンボルあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

インタリーブ部１６１３での並び替え（インタリーブ）処理は、図２９を用いて、以下に説明する。図２９は、インタリーブ部１６１３におけるインタリーブパターンの一例を示す図である。図２９のインタリーブパターン１７００は、自己直交符号の符号化率が１／２の場合のインタリーブパターンの一例である。インタリーブパターン１７００は、情報シンボルインタリーブパターン１７１０及び冗長シンボルインタリーブパターン１７２０により構成される。

ここで、情報シンボルインタリーブパターン１７１０は、情報シンボルのためのインタリーブパターンであり、冗長シンボルインタリーブパターン１７２０は、冗長シンボルのためのインタリーブパターンである。なお、情報シンボルｕ_ｉ及び冗長シンボルｐ_ｉは、上述の図１に示したＪ＝６、Ｋ＝１８の自己直交符号により、符号化された符号語シンボルであり、各パターン中に記されている数字は、情報シンボルｕ_ｉ及び冗長シンボルｐ_ｉのシンボルのインデックスｉを表す。

情報シンボルインタリーブパターン１７１０は、長さ１２のインタリーバであり、インタリーブ部１６１３内のメモリに図２９の縦方向の順に符号語シンボルが書き込まれていく様子を示している。つまり、インタリーブ部１６１３内のメモリには、ｕ０，ｕ１，ｕ２，…，ｕ１１の順に情報シンボルが書き込まれる。そして、１２番目の情報シンボルｕ１２は次の列の一番上に書き込まれる。

これにより、時点ｉの情報シンボルｕ０と時点（ｉ＋１２）の情報シンボルｕ１２とが、横並びとなるように並び替えられる。実施の形態１で説明したように、時点（ｉ＋１２）の情報シンボルｕ１２は、時点ｉの情報シンボルｕ０の無相関シンボルである。このように、情報シンボルインタリーブパターン１７１０は、時点ｉの情報シンボルｕ０と、当該シンボルｕ０の無相関シンボルであるｕ１２とを横並びにする。

冗長シンボルインタリーブパターン１７２０は、同様に、長さ１２のインタリーバである。冗長シンボルインタリーブパターン１７２０は、情報シンボルインタリーブパターン１７１０を下方向に巡回シフトしたものになっている。

図２９に示す例では、冗長シンボルインタリーブパターン１７２０は、冗長シンボルｐ６，ｐ１８と、情報シンボルｕ０，ｕ１２と、を横並びにする。冗長シンボルｐ６，ｐ１８は、情報シンボルｕ０，ｕ１２の復号に用いられない冗長シンボルであり、又、冗長シンボルｐ１２は、冗長シンボルｐ６の無相関シンボルである。

このように、冗長シンボルインタリーブパターン１７２０は、時点ｉの情報シンボルｕ０及び時点（ｉ＋１２）の情報シンボルｕ１２の復号に用いられない冗長シンボルｐ６を横並びにする。さらに、冗長シンボルｐ１８は当該冗長シンボルｐ６の無相関シンボルであるので、時点ｉの情報シンボルｕ０及び時点（ｉ＋１２）の情報シンボルｕ１２の復号に用いられない冗長シンボルｐ１８を横並びにする。

このように並び替えられた符号語シンボルは、インタリーブパターン１７００の横方向に順にパケット生成部１６１４に出力される。従って、符号語シンボルは、インタリーブ部１６１３から、例えば、ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８，ｕ１，ｕ１３、…という順にパケット生成部１６１４に出力されるようになる。

図２７のパケット生成部１６１４では、インタリーブ部１６１３から出力される符号語シンボルを用いて送信パケットが生成される。上述したように、パケット生成部１６１４は、４つの符号語シンボルから１つの送信パケットを生成する。従って、インタリーブパターン１７００を用いる場合、送信パケットをｘｊとすると、それぞれの送信パケットを構成するシンボルは、ｘ０＝｛ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８｝、ｘ１＝｛ｕ１，ｕ１３，ｐ７，ｐ１９｝、…、ｘ１１＝｛ｕ１１，ｕ２３，ｐ５，ｐ１７｝となる。

ここで、通信路１６２０でパケット消失が発生し、送信パケットｘｊが消失した場合を考える。１つの送信パケットは、４つの符号語シンボルから生成されるので、パケット消失が１つ発生すると、４つの符号語シンボルが同時に消失する。消失した４つの符号語シンボルに対応する変数ノードが、タナーグラフにおいて同一の検査ノードに接続される場合、消失数が２以上になるので、前述の通り消失訂正が困難となる。

例えば、送信パケットｘ０が｛ｕ０，ｕ１，ｐ０，ｐ２｝の組み合わせにより形成される場合を考える。なお、ｐ０，ｐ２は、図１に示すシンボルであり、検査行列Ｈｐにおいて、時点ｉのパリティシンボルがｐ０に相当し、ｐ２は、時刻ｉ+２が相当する。ここで、検査行列Ｈｐにおける無相関シンボルは、時点ｉ＋１，ｉ＋３〜ｉ＋６，ｉ＋８〜ｉ＋１２，ｉ＋１４，ｉ＋１５となる。

実施の形態１で既に述べたように、式（５）とαｊとから、情報シンボルｕ０の復号には、ｕ１，ｐ０，ｐ２が必要となることが分かる。換言すると、ｕ０に対応する変数ノードと接続される検査ノードの集合には、ｕ１，ｐ０，ｐ２に対応する変数ノードと接続している検査ノードが含まれる。

そのため、パケット消失により、ｕ０，ｕ１，ｐ０，ｐ２の全てが消失すると、接続される変数ノードの消失数が２つ以上となる検査ノードが生じるため、この検査ノードを用いた消失訂正復号が困難となる。また、他の検査ノードを用いた消失訂正復号を先に行い、接続される変数ノードの消失数が１つだけになってから消失訂正復号する場合には、復号処理遅延時間の増加につながる。

これに対し、本実施の形態では、例えば、図２９のインタリーブパターン１７００を用いて符号語シンボルを並び替えることにより、送信パケットｘ０が｛ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８｝の組み合わせにより形成される。このとき、ｕ１２，ｐ６，ｐ１８は、情報シンボルｕ０の復号に用いられない符号語シンボルであり、ｕ１２，ｐ６，ｐ１８は、ｕ０の無相関シンボルである。したがって、｛ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８｝の組み合わせにより形成される送信パケットｘ０が消失し、ｕ０，ｕ１２，ｐ６，ｐ１８の全てが受信されなかったとしても、符号語シンボルｕ１２，ｐ６，ｐ１８は、情報シンボルｕ０の復号に用いられないので、情報シンボルｕ０の復号は影響を受けない。

このように、本実施の形態では、時点ｉの情報シンボルが送信される送信パケットに、時点ｉの情報シンボルの復号に用いられない無相関シンボルを優先的に割り当てる。このようにすることで、パケット消失により、消失パケットを形成する符号語シンボルが全て消失した場合においても、消失シンボルを複数の検査ノードに分散させることができるので、効果的に消失訂正復号することができる。

以上のように、本実施の形態によれば、消失訂正符号化部１６１２は、情報シンボルに対し消失訂正符号化を行い、インタリーブ部１６１３は、後段のパケット生成部１６１４において、同一の送信パケットに、時点ｉの情報シンボルと、時点ｉの情報シンボルの無相関シンボルと、が含まれるように、符号語シンボルを並び替える。

なお、同一の送信パケットは、時点ｉの情報シンボル以外の残りの全シンボルが、時点ｉの情報シンボルに対する無相関シンボルとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関シンボルが、少なくとも１シンボルあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

これにより、時点ｉの情報シンボルと、時点ｉの情報シンボルの復号に用いられない無相関シンボルとが、同一の送信パケットで送信されるようになるので、パケット消失により、消失パケットに含まれる符号語シンボルが全て消失した場合においても、消失シンボルを複数の検査ノードに分散させることができ、消失訂正復号時の誤り率特性の劣化を抑圧することができる。

消失訂正符号に拘束長Ｋの自己直交符号を用いる場合、自己直交符号を定義する、完全差集合の各要素の差からなる集合Ｄとし、−（Ｋ−１）から（Ｋ−１）の範囲の整数の集合Ｕとすると、集合Ｕに対する集合Ｄの補集合（集合Ｄの補集合Ｄ￣）の数だけ、時点ｉから離れている時点における情報シンボルが、時点ｉの情報シンボルの無相関シンボルとなる。又、情報シンボルだけでなく、時点ｉの情報シンボルの復号に用いられない冗長シンボルは、同様に、無相関シンボルとなる。

なお、本実施の形態では、符号化率として１／２、又、１つの送信パケットに含まれる符号語シンボル数が４つの場合を例に説明したが、これに限られず、他の符号化率、シンボル数であってもよい。

又、本実施の形態では、図２９に示したインタリーブパターン１７００を用いて符号語シンボルを並び替える場合について説明したが、これに限られず、同一の送信パケットに、無相関ビットが存在するように、符号語シンボルを並び替えるインタリーブパターンであれば、同様の効果を得ることができる。

なお、同一の送信パケットは、時点ｉの情報シンボル以外の残りの全シンボルが、時点ｉの情報シンボルに対する無相関シンボルとのみで構成される場合が、最も効果的であるが、無相関シンボルが、少なくとも１シンボルあれば、本実施の形態の効果を得ることが出来る。

例えば、以上の説明では、インタリーブ部１６１３が、図１に示した、集合Ｄの補集合Ｄ￣に含まれる４つの整数｛−１２、−８、＋８、＋１２｝のうち、「−１２」と「＋１２」に着目し、時点ｉの情報シンボルと時点（ｉ＋１２）の情報シンボルが同一の送信パケットで送信されるように、符号語シンボルを並び替える場合について説明した。

しかし、この組み合わせに限るものではなく、「−８」と「＋８」を用いて時点ｉの情報シンボルと時点（ｉ＋８）の情報シンボルとを同一の送信パケットで送信されるように、インタリーブ部１６１３が、符号語シンボルを並び替えるようにしてもよい。このようにすることで、同一の送信パケットで送信する符号語シンボルを無相関シンボルの組み合わせにすることができるとともに、「−１２」と「＋１２」を用いる場合に比べて、インタリーバのサイズを小さくすることができる。

又、消失訂正符号にＬＤＰＣ−ＣＣを用いる場合に、時点ｉの情報シンボルが含まれる送信パケットは、当該情報シンボルの一重相関列以外の符号語シンボルを優先的に含めるようにする。さらに、送信パケットは、時点ｉの情報シンボルと、当該情報シンボルの一重相関列以外の情報シンボル又は当該情報シンボルの二重相関列以外の符号語シンボルを用いて、構成するようにしてもよい。

本発明に係る送信装置は、自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを適用した通信システムにおける送信装置として有用である。

無相関ビットの説明に供する図 ＬＤＰＣ−ＣＣの自己一重直交性の説明に供する図 ＬＤＰＣ−ＣＣの自己二重直交性の説明に供する図 本実施の形態１における送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１における送信装置の別の構成を示すブロック図 実施の形態１における受信装置の構成を示すブロック図 実施の形態１における受信装置の別の構成を示すブロック図 実施の形態１におけるインタリーブパターンの一例を示す図 実施の形態１における別のインタリーブパターンの一例を示す図 実施の形態１におけるインタリーブパターンの一例を示す図 本実施の形態２における送信装置の別の構成を示すブロック図 実施の形態２におけるインタリーブパターンの一例を示す図 実施の形態２における別のインタリーブパターンの一例を示す図 本実施の形態３における送信装置の別の構成を示すブロック図 実施の形態３におけるインタリーブパターンの一例を示す図 本実施の形態４におけるパンクチャ部の構成の一例を示すブロック図 実施の形態４におけるパンクチャ部の別の構成の一例を示すブロック図 グレイマッピングを示す図 本実施の形態５における送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態５における受信装置の構成を示すブロック図 グレイマッピングを示す図 （ａ）ＱＰＳＫ変調時のマッピングの一例を示す図（ｂ）４ＡＳＫ変調時のマッピングの一例を示す図 本実施の形態６における送信装置の構成を示すブロック図 実施の形態６におけるインタリーブパターンの一例を示す図 実施の形態６における送信装置の別の構成を示すブロック図 実施の形態６におけるインタリーブパターンの一例を示す図 本実施の形態７における通信システムの全体構成図を示すブロック図 情報シンボルのフォーマットの一例を示す図 実施の形態７におけるインタリーブパターンの一例を示す図 自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列に対するタナーグラフを示す図 反復復号アルゴリズムの処理フローを示す図 自己直交符号の符号化器の構成の一例を示す図 自己直交符号のパリティ検査行列Ｈの一例を示す図 反復ＡＰＰ復号器の構成の一例を示す図 ＬＤＰＣ−ＣＣの符号化器の構成の一例を示す図 自己直交符号のパリティ検査行列Ｈの一部を示す図

符号の説明

１００，１００ａ，６００，９００，１１００，１３００，１４００，１６１０ 送信装置
１１０ 自己直交符号化部
１１０ａ ＬＤＰＣ−ＣＣ符号化部
１２０ パンクチャ部
１３０，６１０，９１０，１１１０，１３２１−１，１３２１−２，１６１３ インタリーブ部
１４０ 制御情報生成部
１５０，１１２０，１３２２−１，１３２２−２ 多値変調部
１６０，２２０，１３２３−１，１３２３−２ 無線部
１７０，１３３０−１，１３３０−２ 送信アンテナ
２００，２００ａ，１２００，１６３０ 受信装置
２１０ 受信アンテナ
２３０ 直交復調部
２４０ チャネル変動推定部
２５０ 制御情報検波部
２６０ 対数尤度演算部
２７０，１２３０，１６３３ デインタリーブ部
２８０ デパンクチャ部
２９０ 自己直交符号復号部
２９０ａ ＬＤＰＣ−ＣＣ復号部
９２０ ＯＦＤＭ形成部
１２１０ 対数尤度演算部
１２２０，１２４０ 外部値演算部
１３１０，１４２０ ストリームパーサー
１３２０−１ 第１送信系列形成部
１３２０−２ 第２送信系列形成部
１６１１ シンボル生成部
１６１２ 消失訂正符号化部
１６１４ パケット生成部
１６１５ 送信部
１６２０ 通信路
１６３１ 受信部
１６３２ シンボル生成部
１６３４ 消失訂正復号部
１６３５ 情報復元部

Claims (15)

1. 情報シンボルに対し自己直交符号又はＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化を行い符号語シンボルを生成する符号化部と、
   前記符号語シンボルの順序を並び替えるインタリーバと、
   前記符号語シンボルを複数用いて送信シンボルを生成する送信シンボル生成部と、を具備し、
   前記インタリーバは、時点ｉの前記情報シンボルが含まれる前記送信シンボルの伝搬路特性と、時点ｉの前記情報シンボルの無相関シンボルが含まれる前記送信シンボルとの伝搬路特性との相関が高くなるように、前記符号語シンボルを並び替え、
   前記無相関シンボルは、時点ｉの前記情報シンボルの復号に用いられない前記符号語シンボルである、
   送信装置。
2. 前記自己直交符号又は前記ＬＤＰＣ−ＣＣの拘束長がＫ（Ｋは自然数）の場合に、
   前記符号化部は、時点ｉから時点（ｉ＋Ｋ）に前記無相関シンボルが存在する前記自己直交符号又は前記ＬＤＰＣ−ＣＣを用いて誤り訂正符号化を行う、
   請求項１に記載の送信装置。
3. 前記符号化部が、拘束長Ｋ（Ｋは自然数）の前記自己直交符号を用いる場合、前記無相関シンボルは、集合Ｕに関する集合Ｄの補集合に基づいて設定され、
   前記集合Ｕは、−（Ｋ−１）からＫ−１の範囲の整数の集合であり、
   前記集合Ｄは、前記自己直交符号を定義する完全差集合の各要素の差からなる集合である、
   請求項１に記載の送信装置。
4. 前記符号化部が、前記ＬＤＰＣ−ＣＣを用いる場合、前記無相関シンボルは、ＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列において時点ｉの情報シンボルの一重相関列以外に対応する前記符号語シンボルである、
   請求項１に記載の送信装置。
5. 前記符号化部が、前記ＬＤＰＣ−ＣＣを用いる場合、前記無相関シンボルは、ＬＤＰＣ−ＣＣの検査行列において時点ｉの情報シンボルの二重相関列以外に対応する前記符号語シンボルである、
   請求項１に記載の送信装置。
6. 前記インタリーバは、同一の前記送信シンボルに、時点ｉの前記情報シンボルと、前記無相関シンボルとの組み合わせが１組以上含まれるように、前記符号語シンボルを並び替える、
   請求項１に記載の送信装置。
7. 前記無相関シンボルは、前記集合Ｄの補集合に含まれる整数のうち、絶対値が最も小さい整数ｋと前記ｉとの加算値（ｉ＋ｋ）に対応する時点（ｉ＋ｋ）の前記符号語シンボルである、
   請求項３に記載の送信装置。
8. 前記インタリーバが、同一の前記送信シンボルに前記無相関シンボルをｍ個（ｍ≧３）含める場合、
   前記無相関シンボルは、前記集合Ｄの補集合に含まれる整数のうち、（ｍ−１）倍した値が前記補集合に含まれる整数ｋ、又は、（ｍ−１）倍した値が前記集合Ｕの範囲外にある整数ｋと前記ｉとの加算値（ｉ＋ｋ）に対応する時点（ｉ＋ｋ）の前記符号語シンボルである、
   請求項３に記載の送信装置。
9. 前記インタリーバは、時点ｉの前記情報シンボルを含む前記送信シンボルを送信する時刻と伝搬路特性の相関が高い時刻に、前記無相関シンボルを含む前記送信シンボルが送信されるように前記符号語シンボルを並び替える、
   請求項１に記載の送信装置。
10. 前記インタリーバは、時点ｉの前記情報シンボルを含む前記送信シンボルを送信する周波数と伝搬路特性の相関が高い周波数で送信されるように、前記無相関シンボルを含む前記送信シンボルが前記符号語シンボルを並び替える、
    請求項１に記載の送信装置。
11. 前記インタリーバの深さは、前記自己直交符号又は前記ＬＤＰＣ−ＣＣの拘束長Ｋ（Ｋは自然数）以下である、
    請求項１に記載の送信装置。
12. 前記送信シンボル生成部は、前記送信シンボルとして、前記符号語シンボルを正弦波の位相・振幅にマッピングして変調シンボルを生成する、
    請求項１に記載の送信装置。
13. 前記送信装置は、
    前記変調シンボルを送信する複数のアンテナと、
    前記変調シンボルを前記複数のアンテナのいずれか１つに割り当てる割り当て部と、をさらに具備し、
    前記割り当て部は、時点ｉの前記情報シンボルを含む前記変調シンボルと同一時刻に、前記無相関シンボルを含む前記変調シンボルを、時点ｉの前記情報シンボルを含む変調シンボルが送信される前記アンテナと異なる前記アンテナに割り当てる、
    請求項１２に記載の送信装置。
14. 前記送信シンボル生成部は、前記送信シンボルとして、前記符号語シンボルから構成される送信パケットを生成する、
    請求項１に記載の送信装置。
15. 前記無相関シンボルをパンクチャするパンクチャ部、をさらに具備し、
    前記送信シンボル生成部は、パンクチャ後の前記符号語シンボルを用いて前記送信シンボルを生成する、
    請求項１に記載の送信装置。

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