CN101842975A

CN101842975A - 无源谐波抑制混频器

Info

Publication number: CN101842975A
Application number: CN200880113802A
Authority: CN
Inventors: 约翰内斯·H·A·布雷克曼斯; 赫尔本·W·德琼; 拉齐德·埃尔瓦法欧埃; 丹尼斯·约里森; 让·范辛德伦; 西蒙·Wk·李
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2007-10-29
Filing date: 2008-10-29
Publication date: 2010-09-22
Also published as: EP2206235A2; US8138817B2; WO2009057051A3; US20100253412A1; WO2009057051A2

Abstract

一种电子器件，包括无源谐波抑制混频器。该无源谐波抑制混频器具有连接至几个子混频级的输入端，并且子混频级连接至求和模块以产生输出。每一个子混频级包括选通模块和相应的放大器，该选通模块适于在控制信号的控制下选择性地传送输入信号或者反转极性的输入信号。

Description

无源谐波抑制混频器

技术领域

本发明涉及一种包括无源谐波抑制混频器的电子器件。

背景技术

已知对一次或更高次的奇数谐波具有抑制特性的开关混频器，例如参见J.A.Weldon等人，“A 1.75-GHz highly integrated narrow-bandCMOS transmitter with harmonic-rejection mixers”，IEEE Journalof Solid-State Circuits，Vol.36，No.12，Dec.2001，pp 2003-2015。谐波抑制(HR)混频器可以简化射频滤波(RF filtering)。在本领域已知的典型的HR混频器是有源(Gilbert)混频器。然而，无源混频器已知可以提供更好的l/f噪声和更高的线性。另一方面，无源HR混频器更难实现。

在2007年8月7日提交的非预先公布的欧洲专利申请07290983.1“Harmonic Rejection Mixer Unit and Method for Performing aHarmonic Rejection Mixing”(代理人案卷PH008194)中也公开了HR混频器，并且具有与本发明共同的发明人。

在本文件的附图中的图1是从EP 07290983.1复制的，并且是HR混频器100的框图。混频器100是正交混频器(quadrature mixer)。混频器100包括RF(无线/射频)输入端102和IF(中频)输出端104。输出端104提供同相输出信号“I”和相对于信号“I”相位移动了90°的正交输出信号“Q”。混频器100包括放大器106和108，其差分输入端经由开关网络连接至输入端102并且其差分输出端提供信号“I”和“Q”。在输入端102的开关网络由开关FET110、112、114、116；开关FET118、120、122、124；开关FET126、128、130、132；开关FET134、136、138、140，以及电阻器142、144、146、148、150和152组成。FET110和114的主要电流路径经由电阻器142连接至输入端102。FET112和116的主要电流路径经由电阻器144连接至输入端102。FET118、122、126和130的主要电流路径经由电阻器146连接至输入端102。FET120、124、128和132的主要电流路径经由电阻器148连接至输入端102。FET134和138的主要电流路径经由电阻器150连接至输入端102。FET136和140的主要电流路径经由电阻器152连接至输入端102。该输入网络连同电阻器154、156、158和160，配置放大器106和108作为求和放大器。

图2是用于开关FET110至140的控制信号的图200。FET126和128由信号GS10控制。FET130和132由信号GS11控制。FET118和120由信号GS3控制。FET122和124由信号GS4控制。FET110和112由信号GS8控制。FET114和116由信号GS9控制。FET134和136由信号GS6控制。FET138和140由信号GS7控制。信号202至216来自局部振荡器(未示出)。因此，信号“I”和“Q”形成开关输入信号的加权求和，实际上形成了利用局部振荡器产生的控制信号混合输入端102的输入信号的结果。

图3是信号“I”和“Q”实际产生的混合波形的图300。该混合波形被认为可以通过选择性结合图2的控制信号增大，以便接近于正弦形状。

虽然电路100运作良好，但是振荡器信号的第三和第五次谐波的抑制证明是受到由放大器106和108的有限的、频率相关的输入阻抗的阻碍。这个输入阻抗是用于产生图3的伪正弦混合波形的RF电流的权重的系数。例如，为了获得65dB的谐波抑制，输入阻抗的幅度应该少于RF串联电阻的0.3％，用于将电压转换为电流。在典型的情况下，RF串联电阻的值为100欧姆。所以输入阻抗的值应该低于0.3欧姆。这很难实现，特别是这需要保持在接收到的RF信号的频率范围及其谐波上。该输入阻抗由施加在带宽限制放大器上的反馈产生，并且该阻抗的特性典型地随着频率从电感向电容变化，峰值是在中间的一个真实值。

这种对频率的依赖使得非常难以补偿输入阻抗，例如在用于电路100的电阻器的值中。

虽然其具有更好的1/f噪声和高线性，但是具有谐波抑制特性的无源开关混频器(例如混频器100)目前尚未广泛使用。原因之一是，IF放大器的输入阻抗不能使其足够小以提供在RF电流的权重中所要求的精度，这是实现谐波抑制的高数值所必须的。本发明提出了这种无源HR混频器的改良结构(topology)。

发明内容

本发明人提出通过采用分区段的方法来设计可以减小IF放大器的输入阻抗在谐波抑制方面的影响。更具体来说，本发明人提出了如权利要求1所限定的电子器件。采用独立子混频级实现混合波形的增量步骤，并且当区段的输出端结合在一起时，混频器的谐波转换产物(product)大致上互相抵消。因此，有限的IF放大器的输入阻抗没有明显降低谐波的抑制，并且放宽了IF放大器的输入阻抗的要求。

附图说明

本发明的实施例现在将以示例的方式并参考附图说明，其中：

图1是HR混频器的框图；

图2和3是说明图1的HR混频器的操作的信号图；

图4是根据本发明的第一实施例的HR混频器的框图；

图5和6是说明图4的HR混频器的操作的信号图；

图7和8是用于图4的HR混频器的元件的电路图；

图9和10是根据本发明的第二实施例的HR混频器的框图；

图11示出根据本发明的第三实施例的HR混频器的电路图和信号图；以及

图12示出根据本发明的第四实施例的HR混频器的电路图和信号图。

在这些图中，类似或对应的特征以相同的参考数字表示。

具体实施方式

图4是根据本发明的第一实施例的无源HR混频器400的框图。混频器400具有接收RF输入信号的输入端102和提供同相(I)和正交(Q)IF输出信号的输出端104。在示出的这个示例中，输入信号和输出信号是差分信号。该“I”和“Q”信号一同形成复杂信号，从该信号中可以分别提取正负的谱分量(spectral component)。在另一个示例中(未示出)，仅产生信号“I”和“Q”中的一个。混频器400包括全部具有类似配置并连接至输入端102的多个区段。为了不模糊附图，仅通过参考数字402标注了区段中的一个。

现在参考区段402讨论这些区段的配置，这适用于所有区段。区段402具有用于对差分输出信号104提供加权贡献的区段输出端404。对每一个输出信号(I或Q)混频器400包括连接至相应的区段输出端的求和模块，这里的求和模块406和408，用于对相应的加权贡献求和。区段402包括区段输入电阻器410和412，选通模块414、差分放大器416，以及权重模块418。该区段402与其他模块是一样的，除了权重模块具有不同的比例系数(k1，k2，k3或k4)。

选通模块414在通过控制模块420提供给选通模块414的控制信号的控制下，选择性地传递或阻断至放大器416的输入端的电流，该电流代表RF输入信号，并且流经区段输入电阻器410和412。该信号电流或者直接传送(+1)或者反转传送(-1)，或者阻断(“0”)。在后面一种情况下，该信号或者看到高阻抗，或者如在这个实施例中那样传递至接地端。在这个实施例中接地端是AC接地端，意味着该AC接地端经由大电容连接至地电压电位，这对本领域的熟练技术人员是显而易见的。优点是在RF输入端所见的阻抗对于选通模块的状态依赖很小。因此，选通模块414作为换向器(commutator)(其传递函数可以在+1和-1之间转换的器件)与选通器件结合，以包括状态“0”。选通模块414的操作也被描述为三态模块，或将电流乘以系数+1、系数0或系数-1的乘法器。选通模块的选择性传递和控制信号还将在下文中与图5、6和7相关地进一步讨论。

区段输入电阻器410和412用于将RF电压信号转换为选通模块416的电流信号，尽管将RF电压信号转换为电流信号的其他手段，如跨导放大器(也被称为电压至电流转换器，或gm单元)，对本领域的熟练技术人员也是显而易见的。

放大器416接收来自选通模块的信号输出并且在输出端提供放大信号至权重模块418。权重模块418通过利用比例系数k1缩放从放大器416接收到的信号，输出对输出信号404加权的贡献。区段中的每一个都有不同的比例系数(k1，k2，k3，k4)。作为使用权重模块418的替代方法，可以根据比例系数k1，k2，k3，k4设置放大器416的增益，从而不再需要权重模块418。

现在参考图5、6和7说明选通模块414的实现。图5是接近于正弦波形的混合波形的图500。可以通过选择性添加在图6中的图示600的方波产生这个近似。需要注意每一个方波可以假定三个不同的值，并且对其中值变化缓慢的正弦部分(即在正弦的顶部附近或底部附近)的形状有贡献的方波缩放小系数(k3，k4)，对其中值变化迅速(即在陡峭的侧翼)的正弦部分的有贡献的方波缩放更大的系数(k1，k2)。这些比例系数k1，k2，k3和k4的不同的归一化的值在图示600的右侧示出，并且设定这些值使得方波组合成接近正弦波形(例如在图5中所示)，这对本领域的熟练技术人员是显而易见的。

每一个区段采用相应的控制信号，并且在图示600中最上面的方波用于具有比例系数k1的区段的选通模块中，下面一个方波用于具有比例系数k2的区段的选通模块中，下面一个方波用于具有比例系数k3的区段的选通模块中，以及最下面的方波用于具有比例系数k4的区段的选通模块中。

图7示出晶体管级的选通模块414的电路图，以及施加至单个晶体管的信号的时序图700。如果信号LOg和LOm为低，并且信号LOp为高，则输出信号IFp等于输入信号RFp(在输入端102的“+”分支的RF信号)，并且输出信号IFm等于输入信号RFm(在输入端102的“-”分支的RF信号)。如果信号LOg和LOp为低，并且信号LOm为高，则输出信号IFp等于输入信号RFm并且输出信号IFm等于输入信号RFp。如果LOg为高，并且LOp和LOm为低，则输出信号IFp和IFm是浮置的的，并且输入信号RFp和RFm接地。因此，放大器416接收的差分信号经由选通模块414控制。

区段402的放大器416的输出端提供给权重模块418，以便利用适当比例系数(k1)放大信号。权重模块418的一个示例实现是在图8中示出的电压放大器电路，其中放大器804的输入端的电阻器802和803的电阻值与放大器804的输出端的电阻器806和807的电阻值的比率确定了比例系数。

当每一个区段的输出信号在求和模块406和408中结合在一起时，通过抵消可以获得混频器的谐波抑制转换产物。例如在图5中所示，由于每一个区段的选通模块采用方波控制信号，谐波分量彼此互相抵消以接近正弦波形。通过确保所有的区段彼此具有相同的传递函数(除了信号加权)，以及准确设置系数值k1，k2，k3和k4，可以改进抵消作用。区段输入电阻器410和412的电阻值优选地对每个区段都相同，选通模块和放大器同样如此。

图4的电路实现了在IF域(IF domain)中的各个区段的加权，即在RF信号下混频(down-mixed)至IF之后。由于每一个区段的传递函数相同，即使根据不同的系数值k1，k2，k3和k4，不同区段对最终IF信号的贡献相当悬殊，每一个区段也完全负载(load)RF源。

现在参考图9和10描述第二实施例，该图示出了另一混频器900的图示。这个实施例提高了混频器400的转换效率，混频器转换效率定义为IF输出信号的功率和RF输入信号的功率之间的比率。混频器900采用与图4的混频器400类似的布置的区段，然而，混频器900的区段每一个包括多个子混频级，下文中称作“单元”。单元彼此全部实质上完全相同，每一个单元包括一个选通模块和一个相应的IF放大器。

不同的区段具有不同数量的单元。例如，混频器900的区段902具有5个单元(用标记“5x”表示)，紧接着的区段具有4个单元(用标记“4x”表示)等等。由于现在大部分的加权在RF域(RF domain)中通过对每一个控制信号采用不同数量的单元来实现，独立区段对RF信号的加载更加与其对输出端104的IF信号的贡献成比例。混频器900的效率比混频器400更好，大约为其1.5倍。

图9的区段902更详细地在图10中示出，并且由在输入端102和求和模块906之间并联设置的5个单元(5x)组成，用于将RF域中粗略(整数)加权与IF域中精细(小数)加权相结合。图10的单元中的一个用参考数字1001表示。单元1001包括单元输入电阻器4121和4101(相当于混频器400的电阻器412和410)、选通模块4141(相当于选通模块414)、放大器4161(相当于放大器416)以及单元输出电阻器1002和1004，该单元输出电阻器1002和1004控制从单元1001进入求和模块906的信号的加权。需注意在混频器400中的加权和求和由模块418和模块406执行，现在由于单元输出电阻器1002和1004、以及电阻器8061好8071的配置，加权和求和结合在一起。

对于所有区段，单元输入电阻器4121、4101、4122、4102、4123、4103、4124、4104、4125和4105的电阻值彼此全部相同。在替代的实现中，按照与上述描述的有关混频器400的区段输入电阻器类似的方式，单元输入电阻器可以由其他的电压至电流转换装置代替。

区段902具有五个单元，包括五个选通模块4141、4142、4143、4144、4145，以及五个相应的放大器4161、4162、4163、4164、4165。选通模块中的每一个相应的一个连接至放大器中相应的一个。放大器4161、4162、4163、4164、4165的输出端各自经由相应的成对单元输出电阻器1002和1004、1006和1008、1010和1012、1014和1016、以及1018和1020连接至求和模块906。这些在区段902中的单元输出电阻器1002、1004、1006、1008、1010、1012、1014、1016和1018的电阻值彼此全部相同，虽然这些电阻器的电阻值根据该区段信号加权需求可以对于每一个区段不同设置。

如同在混频器400中，混频器900的每一个区段提供相应的控制信号。因此在区段(例如1001)中的所有单元的选通模块(例如4141、4142、4143、4144和4145)都提供相同的控制信号。对区段的控制信号全部通过类似于混频器400的控制模块420的控制模块产生的。

可以说，区段的每一个单元对区段输出端贡献“粗略”的加权，而区段中的单元数量越多，区段对输出信号的贡献越大。可以说，成对单元输出电阻器对区段输出端贡献“精细”加权。如稍早提到的，在区段中的单元输出电阻器全部具有彼此相同的电阻值，并且这个值用于精细调节区段对输出信号的贡献。总之，区段中单元越多，区段的单元输出电阻器越小，则从该区段对最终的输出信号有贡献的电流越大。

现在对于各个区段采用与第一实施例(参考图6)相同的值k1＝1.0000，k2＝0.8478，k3＝0.5665，以及k4＝0.1989，将描述在混频器900中的各个区段的加权。如果每一个单元贡献0.2的粗略加权，那么在k1＝1的加权区段902的情况下，需要5个单元(0.2*5＝1)给出系数k1＝1。不需要单元输出电阻器的进一步加权。

在k2＝0.8478的区段的情况下，需要4个单元(0.2*4＝0.8)给出0.8的粗略加权，然后需要设置单元输出电阻器给出0.8478/0.8＝1.0598的精细加权(放大)。因此，k2区段的单元输出电阻器设置为k1区段的单元输出电阻器的值的1/1.0598＝0.9436倍。

同样地，对于k3＝0.5665的区段，需要3个单元(0.2*3＝0.6)给出0.6的粗略加权，然后需要设置单元输出电阻器给出0.5665/0.6＝0.9442的精细加权(放大)。因此，k3区段的单元输出电阻器设置为k1区段的单元输出电阻器的值的1/0.9442＝1.0591倍。

再次，对于k4＝0.1989的区段，需要1个单元(0.2*1＝0.2)给出0.2的粗略加权，然后需要设置单元输出电阻器给出0.1989/0.2＝0.9945的精细加权(放大)。因此，k4区段的单元输出电阻器被设置为k1区段的单元输出电阻器的值的1/0.9945＝1.0055倍。

在图9的实施例中，如上文直接描述的，单元全部相同，除了单元输出电阻器对不同的区段具有不同的值。一种替代现将使所有单元输出电阻器的值彼此完全相同，并且在每一个区段输出端和求和放大器之间增加另一对电阻器。然后，另一对电阻器的电阻值可以针对每一个区段根据该区段所需的精细加权设置。

对本领域的熟练技术人员而言显而易见的是：可以在选通模块和IF放大器之前和之后采用区段/单元输入电阻器和/或单元输出电阻器的许多不同的布置，只要净终结果是通过每一个区段的信号对用于该区段的选通模块中的特定的控制信号正确加权即可。更具体地，区段加权的结果应当是RF信号实际上与一个近似正弦波形的信号混频。通过控制区段/单元输入电阻器和/或区段/单元输出电阻器的电阻值可以控制加权。如果使用跨导放大器(gm单元)代替成对电阻器，那么可以控制V/I比从而控制加权。

可以通过使所有的控制信号彼此相同(除了相移)获得混频器的谐波抑制的进一步改善。由于驱动混频器的控制信号影响了混频器的传递函数，使得所有的控制信号相同，导致谐波混频器产物的更加完全的抵消，所以IF放大器输入阻抗对混频器的谐波抑制性能上的劣化作用更小。本发明的第三和第四实施例均采用了相同的控制信号，现在将参考图11和图12描述本发明的第三和第四实施例。

图11示出了根据本发明的第三实施例的混频器1100和信号图1101。混频器1100包括七个区段，每一个区段表示为具有5、9、12或13个单元。与第一和第二实施例一样，每一个单元包括连接至一个相应的放大器的一个选通模块。

这七个区段每一个接收控制信号CS1，CS2，CS3，CS4，CS5，CS6和CS7中之一，并且该区段接收的控制信号用于控制该区段的单元的所有的选通模块。控制信号CS1至CS7由类似于混频器400的控制模块420的控制模块产生。从时序图1101中可以看出，控制信号CS1至CS7的波形彼此完全相同，并且彼此具有不同的相移。

控制信号以与上述图5、6和7相关描述的方式类似的方式控制选通模块。当控制信号为正，选通模块传送RF输入信号，当控制信号为零，选通模块阻断RF信号，并且当控制信号为负，选通模块传送反转极性的RF输入信号。

控制信号CS1至CS7用于控制区段，使得RF输入信号有效混频，具有近似正弦波形的信号1110。例如，区段1102具有五个单元并且由控制信号CS1控制该区段，而区段1103具有九个单元并且由控制信号CS2控制。在第一时间段T1期间，控制信号CS1信号为正，并且所有其他控制信号为零。正控制信号CS1施加至区段1102的五个单元的五个选通模块，所以区段1102的每一个单元对输出信号有贡献，给出相对的加权5。零控制信号CS2至CS7施加至其他区段，所以这些区段的选通模块阻断RF输入信号，所以这些区段的单元对输出信号无贡献。因此，正如从信号1110可以看出，在时间段T1期间，RF输入信号有效混频，相对幅度为5。

在第二时间段T2期间，控制信号CS2信号为正，并且所有其他控制信号为零。正控制信号CS2施加至区段1103的九个单元的九个选通模块，所以区段1103的每一个单元对输出信号有贡献，给出相对加权9。零控制信号CS1和CS3至CS7施加至其他区段，所以这些区段的选通模块阻断RF输入信号，所以这些区段的单元对输出信号无贡献。因此，正如从信号1110可以看出，在时间段T2期间，RF输入信号有效混频，给出相对幅度9。

在时间段T3至T7期间，其他区段各自具有一个时间段，在该时间段区段的单元对输出信号有贡献。区段中的单元的数量控制了区段对输出信号的贡献的大小，从而通过信号1110使RF输入信号混频。在时间段T8期间，对应于信号1110近似正弦波形过零，对输出信号没有贡献。

在时间段T9期间，控制信号CS1信号为负，这意味着区段1102的单元的选通模块传送反转极性的输入信号，对输出信号有贡献，给出相对加权-5。在时间段T10期间，控制信号CS2信号为负，对输出信号有贡献，给出相对加权-9。

图11的权重模块K1，K2，K3和K4可以彼此不同设置，以精细调节不同区段的贡献，以使信号1101的幅度更近似正弦波形。如果谐波抑制要求更宽松，那么权重模块完全可以省略。

求和模块1105将混频器1100的区段的输出求和而给出输出信号I。通过图11中的电路的复制电路(duplicate circuitry)(未示出)还产生输出信号Q。

图12示出了根据本发明的第四实施例的混频器1200和信号图1201。混频器1200包括八个区段，每一个区段表示为具有1、3、4或5个单元。与前述的实施例一样，每一个单元包括连接至一个相应的放大器的一个选通模块。

八个区段各自接收控制信号LO_1，LO_2，LO_3，LO_4，LO_5，LO_6，LO 7和LO_8中之一，并且该区段接收的控制信号用于控制该区段的单元的所有的选通模块。控制信号LO_1至LO_8由类似于混频器400的控制模块420的控制模块1206产生。从时序图1201中可以看出，控制信号LO_1至LO_8的波形彼此完全相同(这些信号除了相移之外完全相同)。

在这个实施例的选通模块和前面实施例的选通模块之间重要的区别在于，这个实施例的选通模块或者传送输入信号，或者传送反转极性的输入信号。这个实施例的选通模块不实现阻断输入信号。代替地，这个实施例的选通模块简单地将输入信号电流乘以或者1或者-1的系数。其结果是控制信号LO_1至LO_8不再具有零态，而是简单地在正(用于传送输入信号)和负(用于传送反转极性的输入信号)之间转换。省略了阻断状态简单化了选通模块和控制模块。

控制信号LO_1至LO_8全部具有50％的占空比，这改善了混频器的稳健性，因为控制信号在上升和下降时间中的变化对有效的混频波形的影响更小。

与第二和第三实施例一样，每个区段的单元的数量设置为使得RF输入信号有效混频，具有近似正弦波形的信号1210。例如，在时间段T1、T8和T9期间，具有最大数量单元的区段1202和1209分别由控制信号LO_1和LO_8控制，形成信号1210的陡峭的侧边。在时间段T3、T4和T5期间，具有最小数量单元的区段1203和1204由控制信号LO_4和LO_5分别控制形成信号1210的正峰。

求和模块1205将混频器1200的区段的输出求和，以给出输出信号I。通过图12中的电路的复制电路(未示出)还产生输出信号Q。

根据本发明的实施例的混频器适合用于，例如，用于电缆调制解调器的RF调谐器、DVD录像机、机顶盒、RF装置、用于收发器功能的上转换混频器以及其他电子装置。

总之，提供了一种包括无源谐波抑制混频器的电子器件。该无源谐波抑制混频器具有连接至几个子混频级的输入端，并且该子混频级连接至求和模块以产生输出。每一个子混频级包括选通模块和相应的放大器，该选通模块在控制信号的控制下选择性地传送输入信号或者反转极性的输入信号。

Claims

1.一种电子器件，包括无源谐波抑制混频器，该无源谐波抑制混频器具有用于接收输入信号的输入端和用于提供输出信号的输出端，其中

-所述混频器包括连接至输入端的多个区段；

-所述区段中的每一个相应的区段具有用于为输出信号提供相应贡献的相应的区段输出端；

-所述混频器包括连接至相应的区段输出端的求和模块，用于对相应的贡献求和，以产生输出信号；

-每一个相应的区段包括相应的选通模块和相应的放大器；

-每一个相应的选通模块具有连接至输入端的选通输入端，用于接收输入信号；

-每一个相应的放大器具有连接至相应的选通模块的选通输出端的放大器输入端；

-每一个相应的放大器具有连接至相应的区段输出端的放大器输出端；

-每一个相应的选通模块操作为在控制信号的控制下，选择性地将输入信号或者反转极性的输入信号传送到选通输出端。

2.根据权利要求1所述的电子器件，其中每一个相应的选通模块进一步操作为在控制信号的控制下，选择性地阻断输入信号而不到达选通输出端。

3.根据权利要求2所述的电子器件，其中每一个相应的放大器输出端经由相应的权重模块连接至相应的区段输出端，所述相应的权重模块操作为对于对输出信号的贡献进行加权。

4.根据权利要求3所述的电子器件，其中每一个相应的权重模块是相应的一对电阻器、相应的跨导放大器、或相应的电压放大电路。

5.根据权利要求1、2、3或4所述的电子器件，其中每一个相应的选通模块的选通输入端经由相应的一对电阻器、或经由相应的跨导放大器连接至输入端，用于接收输入信号。

6.根据权利要求1、3、4或5所述的电子器件，其中

-所述区段中至少一个特定区段包括另一个选通模块和另一个放大器，其中

-所述另一个选通模块具有连接至输入端的选通输入端，用于接收输入信号；

-所述另一个放大器具有连接至所述另一个选通模块的选通输出端的放大器输入端，以及连接至区段输出端的放大器输出端。

7.根据权利要求6所述的电子器件，其中对于每一个相应的区段，相应的放大器和相应的选通模块形成该区段的一个单元，并且其中对于所述区段中的每一个特定区段，所述另一个选通模块和所述另一个放大器形成该区段的另一个单元，并且其中单元电路配置彼此全部相同。

8.根据权利要求7所述的电子器件，其中不同的区段包括不同数量的单元，区段中单元的数量根据该区段对输出信号的贡献大小来确定。

9.根据权利要求7或8所述的电子器件，其中每一个相应的区段由相应的控制信号控制，并且其中区段的控制信号按照相同的方式施加到该区段的所有选通模块。

10.根据前述任一项权利要求所述的电子器件，还包括用于向选通模块提供控制信号的控制模块。

11.根据权利要求10所述的电子器件，其中控制模块向相应的区段提供相应的控制信号，所述相应的控制信号全部具有彼此相同的波形，并且彼此相对相移。