CN101272128A

CN101272128A - 频率转换器和无线电接收器

Info

Publication number: CN101272128A
Application number: CNA2008100868339A
Authority: CN
Inventors: 三友敏也; 伊藤类; 真木明香
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2007-03-19
Filing date: 2008-03-19
Publication date: 2008-09-24
Also published as: US20080233906A1; JP2008236135A

Abstract

公开了一种频率转换器，其包含：无源型模拟乘法器，其被配置为在电流中输出乘法结果；缓冲器，其通过对乘法结果的电流进行缓冲来输出缓冲电流；电流－电压转换器，其对缓冲电流进行电流－电压转换。作为替代的是，公开了一种频率转换器，其包含：无源型模拟乘法器，其被配置为在电流中输出乘法结果；缓冲器，其通过对乘法结果的电流进行缓冲来输出缓冲电流；积分器，其对缓冲电流进行积分，从而输出电压。

Description

频率转换器和无线电接收器

技术领域

本发明涉及一种频率转换器，其适用于将RF信号转换为具有低噪音的低频，并涉及使用此频率转换器的无线电接收器。

背景技术

近年来，无线电终端取得了蓬勃的发展，在其尺寸减小和造价降低方面已经正在取得进步。在无线电终端中，如果通过诸如基带数字处理部分中使用的CMOS IC实现RF模拟处理，则CMOS IC提供一种实现尺寸减小和造价降低的非常有效的方法，例如在一个IC芯片中完成数字/模拟处理。在RF模拟处理中，由于将天线接收的弱信号解调为基带信号，对于包含频率转换器的设备，需要低噪音特性。

已经知道，当将包含CMOS元件的有源双平衡型频率转换器用作频率转换器时，从开关晶体管输出大的低频闪烁(1/f)噪音。于是，当将此频率转换器应用于输出频率变为在DC附近的直接转换(direct conversion)接收器时，不能获得在使用双极晶体管时所能达到的程度的低噪音特性。

作为解决上述问题的一种方法，已经知道使用无源双平衡型CMOS频率转换器。在无源双平衡型中，偏置电流不流入开关晶体管，因此，可以抑制上述噪音的生成(例如，参考文档：W.Redman-White，D.M.W.Leenaerts，“1/f noise in passive CMOS mixers for low and zero IFintegrated receivers(用于低IF或零IF集成接收器的无源CMOS混合器中的1/f噪音)”，欧洲固态电路会议，Villach，Austria，2001年9月)。此外，不同于有源双平衡型，这种类型的频率转换器没有纵向装载(loadedlongitudinally)晶体管的电路，因此，其也具有优势，可以容易地应用具有低耐压电压的微细CMOS处理。

无源双平衡型频率转换器的输出实际上是电流，因此，通常需要一些电流-电压转换装置的参与以便连接到下一级的模拟基带处理部分(具体地说，低通滤波器、可变增益放大器等)。一般而言，例如，可由使用CMOS元件的运算放大器和连接到此运算放大器的反馈电阻(取代反馈电阻的也有电阻和电容并联连接的情况)组成电流-电压转换器。于是，CMOS频率转换器的输出电流流向反馈电阻，并在运算放大器输出侧成为电压输出。可在下一级将此电压输出提供给模拟基带处理部分。

如果考虑当CMOS频率转换器中使用的两个差动MOS晶体管暂时变为ON状态(电流传送中的电阻Rt变低的状态)的情况，变为这样的状态：在使用上述的CMOS频率转换器和电流-电压转换器的构造中，对于运算放大器的等效输入噪音源连接到运算放大器，此电阻Rt作为输入电阻。于是，噪音乘以Rk/Rt倍从电流-电压转换器输出。

一般而言，反馈电阻Rk为k欧姆数量级，以获取预定的转换增益，而开关的ON电阻是几欧姆到几十欧姆。于是，噪音在很大程度上被放大。即可以说，作为其孤立的特性，无源双平衡型CMOS频率转换器是低噪音的，但当其与下一级的模拟基带处理部分结合时，噪音特性在整体上劣化。此外，类似地，当诸如delta sigma(Δ∑)型AD转换器等AD转换器在下一级被连接时，由于其第一级的积分器具有与电流-电压转换器近似的构造，于是产生大的噪音。

发明内容

根据本发明一实施形态的频率转换器包含：无源型模拟乘法器，其被配置为在电流中输出乘法结果；缓冲器，其通过对乘法结果的电流进行缓冲来输出缓冲电流；电流-电压转换器，其对缓冲电流进行电流-电压转换。

也就是说，将电流输出型和无源型设备用于具有频率转换功能的模拟乘法器，并使用电流-电压转换器获取电压输出。此处，在模拟乘法器和电流-电压转换器之间提供对模拟乘法器生成的电流进行缓冲并生成缓冲电流的缓冲器，并将流经此缓冲器的缓冲电流导向电流-电压转换器。于是，对于电流-电压转换器的输入端的等效串联电阻Rs成为缓冲器的输出阻抗，并且，相比于上面介绍的开关的ON电阻，可以实现非常高的值，并可以大大抑制电流-电压转换器的等效输入噪音源的噪音增益。于是，频率转换器将RF信号转换为低频是有益的。

此外，根据本发明另一实施形态的频率转换器包含：无源型模拟乘法器，其被配置为在电流中输出乘法结果；缓冲器，其通过对乘法结果的电流进行缓冲来输出缓冲电流；积分器，其对缓冲电流进行积分，从而输出电压。

也就是说，将电流输出和无源型设备用于具有频率转换功能的模拟乘法器，并且使用积分器获取电压输出。此处，在模拟乘法器和积分器之间提供对由模拟乘法器生成的电流进行缓冲并生成缓冲电流的缓冲器，并且将流经此缓冲器的缓冲电流导向积分器。于是，对于积分器的输入端的等效串联电阻Rs成为缓冲器的输出阻抗，相比于上面介绍的开关的ON电阻，可以实现非常高的值，并且可大大抑制积分器的等效输入噪音源的噪音增益。于是，频率转换器将RF信号转换为低频是有益的。

此外，根据本发明又一实施形态的无线电接收器包含：天线，其捕获无线电波以输出RF信号；正交振荡器，其输出两个相互正交的振荡波形；第一频率转换器，其具有无源型第一模拟乘法器、第一缓冲器以及第一电流-电压转换器，无源型第一模拟乘法器被配置为在第一电流中输出第一信号和第二信号相乘的结果，第一缓冲器通过对第一电流进行缓冲来输出第一缓冲电流，第一电流-电压转换器对第一缓冲电流进行电流-电压转换，其中，RF信号被指定为第一信号，两个振荡波形之一被指定为第二信号，并在第一电流-电压转换器的输出上获得第一基带信号；第二频率转换器，其具有无源型第二模拟乘法器、第二缓冲器以及第二电流-电压转换器，无源型第二模拟乘法器被配置为在第二电流中输出第三信号和第四信号相乘的结果，第二缓冲器通过对第二电流进行缓冲来输出第二缓冲电流，第二电流-电压转换器对第二缓冲电流进行电流-电压转换，其中，RF信号被指定为第三信号，两个振荡波形中的另外一个被指定为第四信号，并在第二电流-电压转换器的输出上获得第二基带信号；基带信号处理器，其被配置为对第一和第二基带信号进行信号处理。

此无线电接收器为这样的接收器：其中，通过正交的两轴，将上述频率转换器用作解调器。

附图说明

图1为一构造图，其示出根据一实施例的频率转换器；

图2为一构造图，其更为具体地示出了图1所示的频率转换器；

图3为一构造图，其示出了在Δ∑型AD转换器的输入侧布置根据另一实施例的频率转换器的情况；

图4为一框图，其示出了根据一实施例的无线电接收器的构造。

具体实施方式

(实施例介绍)

将参照附图介绍本发明的实施例，但是这些附图仅出于说明性目的而提供，并不是为了对本发明进行限制。

作为频率转换器的一种形式，模拟乘法器可具有两组，即第一组和第二组CMOS晶体管对，它们根据作为乘法对象输入的第一信号和第二信号之一的变化互补地切换，并且在模拟乘法器中，可根据第一信号和第二信号中另一个的变化向第一组CMOS晶体管和第二组CMOS晶体管提供互补的电流。也就是说，使用双平衡型模拟乘法器。

此外，作为一种形式，缓冲器可以是共栅极放大器。根据共栅极放大器，可以通过电流进行信号输入，并且相比于前面提到的导通电阻，显著提高了输出阻抗，因此，可以容易地大大抑制电流-电压转换器或积分器的等效输入噪音源的噪音增益。

基于以上所述，下面参照附图对实施例进行介绍。图1示出了根据一实施例的频率转换器。如图1所示，此频率转换器具有模拟乘法器13、缓冲器16、运算放大器17以及反馈电阻18、19。

模拟乘法器13以差动方式从被乘信号输入端11、12(端子11是加侧，端子12是减侧)接收将要被乘的信号(电压)。此外，模拟乘法器13以差动方式从乘法信号输入端14、15(端子14是加侧，端子15是减侧)接收乘法信号(电压)。被乘信号和乘法信号在模拟乘法器13的内部相乘，得到对应于乘法结果的信号，该信号作为差动电流信号被提供给缓冲器16。

所提供的差动电流信号在缓冲器16中进行缓冲，且其缓冲电流以差动方式输出。运算放大器17和缓冲器16的输出电流被提供于其上的反馈电阻18、19组成电流-电压转换器。也就是说，由于运算放大器17的正/负输入端的输入阻抗分别足够大，几乎所有从缓冲器16输出的电流都流向反馈电阻18、19。因此，在运算放大器17的正/负输出端分别生成与电流成比例的输出电压。将这些电压导向输出端20、21。

在如上所述的频率转换器中，运算放大器17的等效输入噪音源的噪音在被放大Rf/Rs倍的同时被输出，其中，缓冲器16的输出阻抗是Rs，反馈电阻18、19分别是Rf。此处，由于缓冲器的特性，可以将缓冲器16的输出阻抗设置得非常大。于是，可以通过使Rf/Rs小来实现具有低噪音特性的频率转换器。当与不提供缓冲器16且模拟乘法器13的输出电流直接连接到由运算放大器17和反馈电阻18、19组成的电流-电压转换器(具体而言，在模拟乘法器13内部的所有开关都开通时)的情况相比较时，差别很明显。也就是说，在没有提供缓冲器16时，出现模拟乘法器13的输出阻抗变得非常低的状态，因此，运算放大器17的等效输入噪音源的噪音被大大放大。

顺带地，一般存在由缓冲器16本身生成的噪音，但缓冲器16的电流增益不是必然地很大，因此，总体而言，由于安装缓冲器16而实现低噪音的效果明显很大。

接下来，图2更为具体地示出图1所示的频率转换器。在图2中，与图1中相同的参考号码和符号用来表示相同和对应的元件，且不对其重复进行介绍。

如图2所示，模拟乘法器13具有电压控制型电流源J1(其中，来自输入端11、12的差动电压为控制电压(也就是说，电流源J1是跨导体))、电容器C1与C2、一对CMOS晶体管Q1与Q2、另一对CMOS晶体管Q3与Q4。

此外，缓冲器16具有由CMOS晶体管Q5、电流源J2、负载阻抗Z1组成的共栅极放大器以及由CMOS晶体管Q6、电流源J3、负载阻抗Z2组成的另一共栅极放大器。

在模拟放大器13中，电流源J1的输出电流的方向根据来自输入端11、12的差动电压的变化以每个半波和下一个半波改变。经由电容器C1、C2向由晶体管Q1与Q2组成的第一开关对和由晶体管Q3与Q4组成的第二开关对提供上述交变电流，故而，电流的方向相互反向。在晶体管Q1、Q2处，将要开启的晶体管根据来自输入端14、15的差动电压的变化以每个半波和下一个半波改变。此外，同样地在晶体管Q3、Q4处，将要开启的晶体管类似地根据来自输入端14、15的差动电压的变化以每个半波和下一个半波改变。

从而，在晶体管Q1和晶体管Q4的源极的连接节点处生成电流，从而对应于来自电流源J1的差动电流的变化和来自输入端14、15的差动电压的变化的乘积(逻辑积)。此外，在晶体管Q3和晶体管Q2的源极的连接节点处也生成电流，从而对应于极向与上述乘积完全相反的乘积。这些生成的电流成为模拟乘法器13的差动电流输出。

向被用作缓冲器16的共栅极放大器的晶体管Q5、Q6的各个栅极提供公共偏置电压，并且将模拟乘法器13的输出电流导向晶体管Q5、Q6的源极。由于电流源J2、J3的缘故，这些被导向的电流不流向地，而是从源极流向晶体管Q5、Q6的漏极侧。由于由运算放大器17和反馈电阻18、19组成的电流-电压转换器的输入阻抗低，这些流向漏极侧的电流是输入到避免了负载阻抗Z1与Z2的、反馈电阻18、19的电流。由负载阻抗Z1、Z2和晶体管Q5、Q6确定的阻抗分别对应于缓冲器16的输出阻抗Rs。

此模式是CMOS频率转换器，其由具有电流源J1的跨导体、一对晶体管Q1与Q2以及一对晶体管Q3与Q4组成双平衡类型。此外，其也是无源型，其中，恒定电流(偏置电流)不流入晶体管对Q1与Q2以及晶体管对Q3与Q4，因此，可以防止生成大的低频闪烁(1/f)噪音。于是，这尤其适用于将频率转换器应用于输出频率变为在DC附近的直接转换接收器的情况。此外，模拟乘法器13没有纵向装载晶体管的电路，因此，可以简单地应用具有低耐压电压的微细CMOS处理。

接下来，图3示出了在Δ∑型AD转换器的输入侧布置根据另一实施例的频率转换器时的构造。在图3中，已经介绍的附图中相同的参考号码和符号用来表示相同的和对应的元件，不再对其进行介绍。

在这种模式下，在缓冲器16A的输出处提供由运算放大器17、反馈阻抗元件18A与19A组成的积分器。将积分器的差动电压输出导向数字化电路31。在数字化电路31中，将输入的差动电压转换为具有预定采样频率的数字信号。将此数字信号输出导向数字信号输出端32。

将电容器或电容器与高阻电阻器的并联用于反馈阻抗元件18A、19A，以获取积分特性。在如上所述的积分器的情况下，因为运算放大器17的输入阻抗很大，类似于图2所示的电流-电压转换器的情况，从缓冲器16A输出的几乎所有电流都流入反馈阻抗元件18A、19A。

也将数字化电路31的数字信号输出导向缓冲器16A处所提供的电流源J2A、J3A。例如，可以使得电流源J2A、J3A成为多个电流源的并联连接。根据被导向的数字信号所示的数值控制这些多个电流源中每一个的ON/OFF状态，并且作为一个整体对晶体管Q5、Q6的偏置电流进行调节。通过在上述状态下进行Δ∑调制，噪音整形成为可能。

如上所述，当将频率转换器应用于AD转换器时，通过充分增大缓冲器16A的负载阻抗Z1、Z2，有效抑制用于积分器的运算放大器17的等效输入噪音源的影响。

接着，参照图4介绍将上面介绍的频率转换器应用于例如蜂窝电话听筒的无线电发送器/接收器时的情况。图4示出了根据一实施例的无线电接收器的构造(注意，其为具有无线电发送器的多功能设备)。在此实例中，示出了通过分时来进行发送/接收切换的TDD(时分复用)方法，也可采用FDD(频分复用)方法。

如图4所示，这种多功能设备具有发送信号生成处理器51、发送/接收开关52、天线53、带通滤波器54、低噪音放大器55、带通滤波器56、频率转换器57与58、正交振荡器59以及基带信号处理器(用于接收)60。根据上述各个实施例的频率转换器可以分别用于频率转换器57、58。

用各个组件的功能介绍此多功能设备的运行。在发送信号生成处理器51处进行各种处理，例如生成正交和同相基带发送信号、由这些信号进行载波波形正交调制和合成及其功率放大。在发送/接收开关52被切换到发送和接收的发送侧的状态下，向天线53提供已经进行了功率放大的信号。提供到天线53的信号作为无线电波被放射。

在接收时，由天线53捕获作为无线电波放射到空中的信号，并且，在发送/接收开关52被切换到接收侧的状态下，将其作为RF信号导向带通滤波器54。在带通滤波器54处移除不希望的频率成分，在低噪放大器55处，在低噪特性下对输出进行放大。将受到低噪音放大的RF信号导向带通滤波器56，从而移除不希望的频率成分，并且将作为其输出的RF信号输入到两个频率转换器57、58。这两个频率转换器57、58作为正交解调器运行。

也就是说，在频率转换器57、58处，利用来自正交振荡器59的振荡波形(也称为本地(local)信号或本地振荡信号)通过正交的两个轴对输入的RF信号进行解调。此振荡波形具有和所输入的RF信号的载波频率相同的频率。将通过解调获得的解调二相(two-phased)基带信号导向基带信号处理器(用于接收)60，并在基带信号处理器60处进行预定的基带处理，从而再现所发送的信息。

在此实施例的无线电接收器中，根据已经介绍的实施例的频率转换器被用作频率转换器57、58，因此，可以将RF信号转换为具有低噪音的基带信号。

本领域技术人员可以容易地想到其它优点和修改。因此，本发明在其更为宽广的实施形态上不限于这里示出和介绍的具体细节和代表性实施例。于是，在不脱离由所附权利要求等限定的一般发明构思的精神和范围的情况下，可以做出多种修改。

Claims

1.一种频率转换器，其包含：

无源型模拟乘法器，其被配置为在电流中输出乘法结果；

缓冲器，其通过对所述乘法结果的电流进行缓冲来输出缓冲电流；以及

电流-电压转换器，其对所述缓冲电流进行电流-电压转换。

2.根据权利要求1所述的频率转换器，

其中，所述模拟乘法器具有两组，即第一组和第二组CMOS晶体管对，它们根据作为乘法对象输入的第一信号和第二信号之一的变化互补地切换，且在所述模拟乘法器中，根据所述第一信号和所述第二信号中另一个的变化向所述第一组CMOS晶体管和所述第二组CMOS晶体管提供互补电流。

3.根据权利要求1所述的频率转换器，其中所述缓冲器是共栅极放大器。

4.一种频率转换器，其包含：

无源型模拟乘法器，其被配置为在电流中输出乘法结果；

积分器，其对所述缓冲电流进行积分以输出电压。

5.根据权利要求4所述的频率转换器，

6.根据权利要求4所述的频率转换器，其中所述缓冲器是共栅极放大器。

7.一种无线电接收器，其包含：

天线，其捕获无线电波，从而输出RF信号；

正交振荡器，其输出两个相互正交的振荡波形；

第一频率转换器，其具有：无源型第一模拟乘法器，其被配置为在第一电流中输出第一信号和第二信号相乘的结果；第一缓冲器，其通过对所述第一电流进行缓冲来输出第一缓冲电流；第一电流-电压转换器，其对所述第一缓冲电流进行电流-电压转换，其中，所述RF信号被指定为所述第一信号，两个振荡波形之一被指定为所述第二信号，并且在所述第一电流-电压转换器的输出上获得第一基带信号；

第二频率转换器具有：无源型第二模拟乘法器，其被配置为在第二电流中输出第三信号和第四信号相乘的结果；第二缓冲器，其通过对所述第二电流进行缓冲来输出第二缓冲电流；第二电流-电压转换器，其对所述第二缓冲电流进行电流-电压转换，其中，所述RF信号被指定为所述第三信号，所述两个振荡波形中的另外一个被指定为所述第四信号，并且在所述第二电流-电压转换器的输出上获得第二基带信号；以及

基带信号处理器，其被配置为对所述第一和第二基带信号进行信号处理。