CN101840241B - 一种差分电流采样电路及线性调压器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种差分电流采样电路及线性调压器，克服现有技术中电流采样误差较大的缺陷，涉及功率输出器件的电流采样技术。其中该差分电流采样电路包括第一电流镜电路和第二电流镜电路，该第一电流镜电路的参考支路的输出电流分流到该第二电流镜电路的第一输出支路和该功率输出器件；该第一电流镜电路的第一输出支路的输出电流作为该第二电流镜电路的参考支路的输入电流；该第一电流镜电路和/或该第二电流镜电路还包括第二输出支路，用于提供采样电流或提供采样电流的参考电流。与现有技术相比，本发明采样电路的一个实施例具有采样精确度高的优点，适用于以NMOS管作为功率输出器件的线性调压器中。

Description

一种差分电流采样电路及线性调压器

技术领域

本发明涉及功率输出器件的电流采样，具体地说，是涉及一种差分电流采样电路及一种线性调压器。

背景技术

对功率输出器件的电流采样广泛应用于各种电路系统中，如在线性调压器中。功率输出器件的采样电流可以被反馈到误差放大器以改善环路响应速度，而且还可以被用于实现过流保护功能。

图1为现有技术中对N型场效应管(MOS)功率输出器件MN3进行电流采样的电路示意图。运算放大器OP与反馈MOS管MN9(N型MOS管)连接成负反馈环路，此负反馈环路将Vs节点即MNs源极的电压调整等于VO的电压，这样MNs和功率输出器件MN3的栅极、漏极和源极的电压都相等，从而保证MNs与功率输出器件MN3的电流成正比。如果功率输出器件MN3与MNs的宽长比之比为N，则其电流之比也等于N。MNs与反馈MOS管MN9串联，所以其电流相等。采样输出MOS管MNe8(N型MOS管)与反馈MOS管MN9形成电流镜电路(以下将电流镜电路简称为电流镜)，则可以实现复制出反馈MOS管MN9电流的目的。该采样输出MOS管MNe8的漏极输出采样电流Io，功率输出器件MN3的源极一般作为线性调压器等的输出VO。MNs的栅极为功率输出器件MN3的输入控制端MPG，漏极接入电源电压VDD。

需要说明的是，所谓的电流镜是由两个或多个并联的相关电流支路组成，各支路的电流依据一定的器件比例关系而成比例的电路。在由MOS管构成的电流镜电路中，参考支路一般是指其栅极与漏极连接在一起的MOS管所形成的那条支路。相应的，栅极与漏极并未直接连接在一起的MOS管所形成的那条支路称之为输出支路。以下如未特别声明，则由MOS管构成的电流镜电路中的参考支路和输出支路皆与上述说明相同。

图1a为P型MOS管构成的电流镜电路示意图，图1b为N型MOS管构成的电流镜电路示意图，如图1a和图1b所示，电流镜电路中参考支路或输出支路与其他电路的连接均是通过其接点(图1a中所示的P1、P2以及图1b中所示N1、N2、N3)连接的。

本发明的发明人在实现本发明时，发现现有技术存在如下缺点：

(1)一般运算放大器存在输入偏差(offset)，即由于工艺失配导致Vs和VO之间存于一定偏差，此偏差会导致功率输出器件MN3和MNs的栅源电压之间存在相同的偏差。众所周知，因栅源电压的偏差导致功率输出器件MN3和MNs之间的电流镜像误差远大于由于漏源电压的偏差所导致功率输出器件MN3和MNs之间的电流镜像误差。因此运算放大器的输入偏差(offset)将导致较大的电流采样误差。

(2)运算放大器通常需要许多额外的偏置电流，这样会增加线性调压器空载下的静态电流。对很多系统而言，这样就会增加待机电流，特别是对于电池供电系统，这一缺点会导致待机时间的减小，降低了电池供电系统的工作效率。

(3)运算放大器通常设计复杂，所需要的芯片面积较大。

发明内容

本发明所要解决的技术问题，在于需要提供一种差分电流采样电路，克服现有技术中电流采样误差较大的缺陷。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种差分电流采样电路，用于对功率输出器件进行电流采样，该差分电流采样电路包括第一电流镜电路和第二电流镜电路，其中：

该第一电流镜电路的参考支路的输出电流分流到该第二电流镜电路的第一输出支路和该功率输出器件；该第一电流镜电路的第一输出支路的输出电流作为该第二电流镜电路的参考支路的输入电流；

该第一电流镜电路和/或该第二电流镜电路还包括第二输出支路，用于提供采样电流或提供采样电流的参考电流。

优选地，该第一电流镜电路为PMOS管构成的电流镜电路，该第二电流镜电路为NMOS管构成的电流镜电路，该功率输出器件为NMOS管且漏极连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点。

优选地，该第一电流镜电路的参考支路连接到该第二电流镜电路的第一输出支路，该第一电流镜电路的第一输出支路连接到该第二电流镜电路的参考支路。

优选地，还包括一电压调节电路，连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，该第二电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，以及漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅级，用于使该对PMOS管器件的漏极电位相等。

优选地，该电压调节电路包括一偏置电阻电路及栅极互连的第一PMOS器件和第二PMOS管器件；

该第一PMOS器件的源极连接到该第一电流镜电路的参考支路，漏极连接到该偏置电阻电路的第一端；

该第二PMOS管器件的源极连接到该第一电流镜电路的第一输出支路，漏极连接到该第二电流镜电路的参考支路；

该偏置电阻电路的第一端还连接到漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅级，该偏置电阻电路的第二端连接到该第一PMOS器件和第二PMOS管器件的栅极。

优选地，所述第二输出支路还串联有一个或多个电流镜电路，所述第二输出支路用于提供采样电流的参考电流，在所述串联的最后一个电流镜电路的输出支路的接点提供采样电流。

为了解决上述技术问题，本发明还提供了一种差分电流采样电路，用于对功率输出器件进行电流采样，该差分电流采样电路包括第一电流镜电路、第二电流镜电路和一限流电路，其中：

该第一电流镜电路的参考支路的输出电流分流到该限流电路及该第二电流镜电路的第一输出支路，该第一电流镜电路的第一输出支路的输出电流作为该第二电流镜电路的参考支路的输入电流；

该限流电路与该第一电流镜电路的参考支路和该功率输出器件相连接，该限流电路的电流与该功率输出器件的电流成比例且小于该功率输出器件的电流；

该第一电流镜电路和/或该第二电流镜电路还包括第二输出支路，用于提供采样电流或提供采样电流的参考电流。

优选地，该第一电流镜电路为PMOS管构成的电流镜电路，该第二电流镜电路为NMOS管构成的电流镜电路，该功率输出器件为NMOS管；

该限流电路包括一宽长比小于该功率输出器件的NMOS管器件，该NMOS管器件与该功率输出器件以共栅极共源极的方式连接，该NMOS管器件的漏极连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点，该功率输出器件的漏极连接到电源电压。

优选地，该第一电流镜电路的参考支路连接到该第二电流镜电路的第一输出支路，该第一电流镜电路的第一输出支路连接到该第二电流镜电路的参考支路。

优选地，还包括一电压调节电路，连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，该第二电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，以及漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅级，用于使该对PMOS管器件的漏极电位相等。

优选地，该电压调节电路包括一偏置电阻电路及栅极互连的第一PMOS器件和第二PMOS管器件；

该第一PMOS器件的源极连接到该第一电流镜电路的参考支路，漏极连接到该偏置电阻电路的第一端；

该第二PMOS管器件的源极连接到该第一电流镜电路的第一输出支路，漏极连接到该第二电流镜电路的参考支路；

该偏置电阻电路的第一端还连接到漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅级，该偏置电阻电路的第二端连接到该第一PMOS器件和第二PMOS管器件的栅极。

优选地，所述第二输出支路还串联有一个或多个电流镜电路，所述第二输出支路用于提供采样电流的参考电流，在所述串联的最后一个电流镜电路的输出支路的接点提供采样电流。

本发明所要解决的另一技术问题，在于需要提供一种线性调压器，解决其中采样电路的电流采样误差较大的缺陷。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种线性调压器，包括功率输出器件、过流保护电路以及误差放大器，该线性调压器还包括如权利要求如前所述的任一种差分电流采样电路，其中：

所述电流采样电路，连接所述功率输出器件、过流保护电路以及误差放大器，用于对所述功率输出器件进行电流采样，获得采样电流提供给所述误差放大器及过流保护电路。

与现有技术相比，本发明采样电路的一个实施例具有采样精确度高的优点。本发明采样电路的另一个实施例不需要额外的偏置电流，节约了电能，降低了功耗。本发明采样电路的还一个实施例电路结构简单，节省了芯片空间。本发明的差分电流采样电路，特别适用于以N型场效应管(NMOS)作为功率输出器件的线性调压器中。

附图说明

图1为现有技术中对功率输出器件进行电流采样的电路示意图；

图1a为P型MOS管构成的电流镜电路示意图；

图1b为N型MOS管构成的电流镜电路示意图；

图2为本发明差分电流采样电路第一实施例的电路示意图；

图2a为本发明差分电流采样电路第二实施例的电路示意图；

图3为本发明差分电流采样电路第三实施例的电路示意图；

图4为本发明差分电流采样电路第四实施例的电路示意图；

图5为本发明线性调压器第一实施例的电路示意图；

图6为本发明线性调压器第一应用实例的组成示意图；

图7为本发明线性调压器第二应用实例的组成示意图；

图8为本发明线性调压器第二实施例的电路示意图。

具体实施方式

以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。

图2为本发明差分电流采样电路第一实施例的电路示意图。如图2所示，本实施例包括功率输出器件MN3(N型MOS管)，还包括第一电流镜电路210以及第二电流镜电路220，其中：

该第一电流镜电路210的参考支路的输出电流，流入到该功率输出器件MN3及该第二电流镜电路220的第一输出支路，该第一电流镜电路210的第一输出支路的输出电流作为该第二电流镜电路220的参考支路的输入电流；

该第二电流镜电路220还包括第二输出支路，用于提供采样电流。

在其他实施例中，该第一电流镜电路210还包括第二输出支路(此时可以取消第一电流镜电路的第二输出支路，也可以保留)，用于提供采样电流或提供采样电流的参考电流。该第二电流镜电路220的第二输出支路，也可用于提供采样电流的参考电流。

如图2所示，本实施例中的第一电流镜电路210主要由两个P型MOS管构成，该两个P型MOS管分别为MP1和MP2。

该MP1为第一电流镜电路210的参考支路，MP2为该第一电流镜电路210的第一输出支路。该第一电流镜电路210中，MP1(P型MOS管)在漏极上提供一注入电流Ia。在该第一电流镜电路210中，MP1的栅极连接该MP2的栅极，MP1的源极与该MP2的源极，均接入电源电压VCC。MP2的漏极作为第一电流镜电路210的第一输出支路，用于接入该第二电流镜电路220中。

该MP1与该MP2宽长比之比可调。通过调整该MP1与该MP2宽长比之比，既可以通过由该MP2提供一小电流来获得一较大的注入电流Ia，从而降低了对MP1的性能要求。

如图2所示，该第一电流镜电路210的参考支路连接到该第二电流镜电路220的第一输出支路，该第一电流镜电路210的第一输出支路连接到该第二电流镜电路220的参考支路。

如图2所示，本第一实施例中的第二电流镜电路220主要由MOS管MN1、MN2以及采样输出MOS管MNe9一起构成。

该MN1为该第二电流镜电路220的第一输出支路，其漏极连接该第一电流镜电路210的参考支路；MN2为该第二电流镜电路220的参考支路，其漏极连接该第一电流镜电路210的第一输出支路；采样输出MOS管MNe9为该第二电流镜电路220的第二输出支路，其漏极提供该采样电流Io。

在该第二电流镜电路220中，MN1的漏极连接该MP1的漏极，栅极连接MN2的栅极和漏极，源极接地(GND)。该MN2的漏极连接第一电流镜电路210中MP2的漏极，源极接地。采样输出MOS管MNe9的栅极连接该MN2的漏极，源极接地，漏极输出采样电流Io。

上述第二电流镜电路220，实现了采样电流Io对抽取电流Ib的复制。

通过第一电流镜电路210提供一注入电流Ia，同时又通过第二电流镜电路220从功率输出器件MN3的漏极抽走一抽取电流Ib，由基尔霍夫电流定律(KCL)可知，功率输出器件MN3漏极上的输出电流I_N3等于注入电流Ia与抽取电流Ib之差，根据注入电流Ia与抽取电流Ib，可实现对功率输出器件MN3的输出电流I_N3(被采样电流)的采样。

另外，通过设定注入电流Ia和抽取电流Ib的比例关系，使得通过直接复制注入电流Ia或抽取电流Ib，即可得到与功率输出器件MN3的电流成比例的采样电流。

该MN1与该MN2宽长比之比可调。通过调整该MN1与该MN2宽长比之比，既可以通过由该MN2提供一小电流来获得一较大的抽取电流Ib，从而降低了对MN1的性能要求。采样输出MOS管MNe9主要用于提供采样电流的输出。

在本第一实施例中，MP1与MP2的宽长比之比为M∶1(MP2漏极上的电流为Ia/M)，MN2和MN1的宽长比之比为K∶1(MN2漏极上的电流为K*Ib)，则注入电流Ia＝(M*K)Ib(MP2漏极及MN2漏极流经相同的电流，因此Ia/M＝K*Ib)。因功率输出器件MN3的输出电流I_N3＝Ia-Ib＝(MK-1)Ib，采样输出MOS管MNe9和MN1的宽长比为P，则Io＝Ib*P，P＝1时，Io＝Ib＝I_N3/(MK-1)。由于参数M和参数K都是器件比例，在集成电路制造中是准确度非常高的值，所以图2所示的本实施例可以实现准确的电流采样。

本实施例中，注入电流大于抽取电流，参数M和参数K满足M*K＞1。

需要说明的是，本发明技术方案中如未特别说明，则所有的MOS管的衬底与该MOS管自身的源极相连。

一个电流镜的一个分支可由多个NMOS或P型场效应(PMOS)管串接/并接构成，并不只限于一个NMOS管和PMOS管。

在图2所示的实施例中，第一电流镜电路210和第二电流镜电路220均是采用简单的基本结构电流镜，在其他实施例中，也可以采用共源共栅结构电流镜，dmcm(dy-namic matching current mirror)结构电流镜及其他各种结构的电流镜。

另外，第一电流镜电路210和/或第二电流镜电路220的第二输出支路，还可以串联有一个或多个电流镜电路，第一电流镜电路210和/或第二电流镜电路220的第二输出支路用于提供采样电流的参考电流，在所串联的最后一个电流镜电路的输出支路的接点提供采样电流。图2a为本发明差分电流采样电路第二实施例的电路示意图。如图2a所示，图2a所示实施例与图2所示实施例相比，进一步包括PMOS管MPf1、MPf2和MPf3、NMOS管MNf1和MNf2，其中：

MPf1、MPf2以及MPf3的源极，均接入电源电压VCC；

MNf2以及MNf1的源极接地；

MPf1的漏极连接采样输出MOS管MNe9的漏极；

MPf2的漏极连接MNf1的漏极；

MPf2的栅极连接MPf1的栅极，并连接MPf1的漏极；

MPf3的栅极连接MP1的栅极，漏极连接MPf2的漏极；

MNf1的栅极连接MNf2的栅极，并与自身的漏极连接；

其中，MPf3为第一电流镜电路210的第二输出支路，MPf1与MPf2构成第三电流镜，MNf1与MNf2构成第四电流镜。

MPf3与MP1的宽长比之比为x，因此MPf3的漏极电流为x*Ia。

在第二电流镜电路220中，采样输出MOS管MNe9与MN1的宽长比之比为y1，因此采样输出MOS管MNe9漏极上的电流为y1*Ib。

在第三电流镜中，MPf1为参考支路，MPf2为输出支路；MPf2与MPf1的宽长比之比为y2。由于MPf1漏极上的电流即为采样输出MOS管MNe9漏极上的电流，因此MPf2漏极上的电流为y1*y2*Ib。

在第四电流镜中，MNf1为参考支路，MNf2为输出支路；MNf2与MNf1的宽长比之比z。由于MNf1漏极上的电流为MPf2漏极上的电流与MPf3漏极上的电流之和即y1*y2*Ib+x*Ia，因此MNf2漏极上的电流为Io＝z*(y1*y2*Ib+x*Ia)＝z*x*Ia+z*y1*y2*Ib。

通过以上对图2a所示实施例的分析可知，采样电流Io与注入电流Ia和抽取电流Ib为线性关系。通过调整前述的宽长比x、y1、y2以及z中的部分或全部，可以调整采样电流Io与注入电流Ia和抽取电流Ib的比例关系。

特别需要说明的是，在本发明的实施例中，也可以仅对注入电流Ia或者抽取电流Ib进行复制，如同样可以在MNf2漏极上获得采样电流Io。而且，也可以在如图2a所示的P型MOS管的漏极(如MPf3的漏极)获得采样电流。

另外，在图2a所示的实施例中，也可以通过其它数量的电流镜对注入电流Ia和/或抽取电流Ib进行复制来获得采样电流Io。

在图2a中，由MPf1和MPf2这两个P型MOS管构成的第三电流镜，以及由MNf1和MNf2这两个N型型MOS管构成的第四电流镜，是串联在MNe9后的两个电流镜电路，由MPf1和MPf2构成的第三电流镜是串联在MPf3后的一个电流镜电路，由MNe9和MPf3提供采样电流的参考电流，在串联的最后一个电流镜电路的输出支路(MNf2)的接点提供采样电流。

图3为本发明采样电路第三实施例的电路示意图，本实施例中的采样电路还包括电压调节电路310。该电压调节电路310连接到该第一电流镜电路210的参考支路的接点和第一输出支路的接点，该第二电流镜电路220的参考支路的接点和第一输出支路的接点，以及漏极分别作为该第一电流镜电路210的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅级(在图3所示的实施例中，该对PMOS管器件即为MP1和MP2)，用于使该对PMOS管器件的漏极电位相等。

如图3所示，该电压调节电路310主要包括由一偏置电阻电路(图中以偏置电阻R1示出)及栅极互连的第一PMOS器件MP3和第二PMOS管器件MP4。

该MP3的源极连接到该第一电流镜电路210的参考支路，漏极连接到该偏置电阻电路的第一端；

该MP4的源极连接到该第一电流镜电路210的第一输出支路，漏极连接到该第二电流镜电路220的参考支路；

该偏置电阻电路的第一端还连接到漏极分别作为该第一电流镜电路210的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件(即MP1和MP2)的栅级，该偏置电阻电路的第二端连接到该MP3和MP4的栅极。

该MP3和MP4通过调制使得MP1的漏极电位和MP2的漏极电位相等，这样MP1和MP2的电流会复制的更准确，从而提高了第一电流镜电路210的复制精度。

图3所示采样电路第三实施例的电路，无需额外的偏置电流，所以当功率输出器件MN3的电流为零时，此采样电路的电流消耗也为零。

在该第三实施例中，MN2和MN1宽长比相等，以及MP3和MP4的宽长比也相等，是本发明图3所示电路结构的一种具体实现方案。在实际应用中，MN2和MN1的宽长比，以及MP3和MP4的宽长比，也可以选取其他比值。

图2以及图2a所示的第一电流镜电路210的参考支路连接到该功率输出器件MN3的漏极，仅是本发明采样电路中的一种实现方式。图3所示的采样电路第三实施例中，MP1的电流与功率输出器件MN3的电流处于同一数量级，通常功率输出器件MN3的电流很大，这样MP1也需设计很大的尺寸，而且采样电路的功耗较大。为了改进这一问题，在如图4所示的本发明差分采样电路第四实施例中，采样电路包含一限流电路，该限流电路与该第一电流镜电路210的参考支路和该功率输出器件MN3相连接，该限流电路的电流与该功率输出器件MN3的电流成比例且小于该功率输出器件MN3的电流。该第一电流镜电路210的参考支路的输出电流分流到该限流电路及该第二电流镜电路220的第一输出支路。

在图4示出的实施例中，该限流电路包括一宽长比小于该功率输出器件MN3的NMOS管器件MNs，该NMOS管器件MNs与该功率输出器件MN3以共栅极共源极的方式连接，该NMOS管器件MNs的漏极连接到该第一电流镜电路210的参考支路的接点，该功率输出器件MN3的漏极连接到电源电压。

该NMOS管器件MNs的宽长比小于MN3的宽长比(或者说MNs与MN3的宽长比之比小于1)，通过该MNs来复制功率输出器件MN3的电流，这样使得MP1的电流能小于MN3的电流，缩小整个采样电路的整体尺寸，降低整个采样电路的功耗。

如图4所示，MNs(N型MOS管)与功率输出器件MN3构成第五电流镜，MN3的漏极连接电源电压VCC，MNs的漏极连接MP1的漏极(接入注入电流中抽走抽取电流之后的部分)且与MN3共源共栅，即源极连接MN3的源极，栅极连接MN3的栅极即MN3的输入控制端MPG。

与现有技术不同的是，图4所示的采样电路第四实施例中，MNs和功率输出器件MN3的源级连接在一起，栅极也连接在一起，这样保证了MNs的栅源电压与MN3的栅源电压总是相等。而MNs漏源电压与MN3漏源电压的差异所导致的电流差异远小于栅源电压差异导致的电流差异，下面详细阐述这一结论。在图4中，电压调节电路可以取消，构成本发明的另一实施例。

在其他实施例中，该MNs管也可以采用多于一个的MOS管搭建的MOS管电路进行替换。另外，如果功率输出器件为PMOS管，则相应地该NMOS管器件MNs应该换为PMOS管器件。

需要说明的是，图2a所示的实施例，同样可以进一步包括如图3所示的电压调节电路，和/或图4所示的MNs。具体连接关系此处不再详细赘述，请结合图3以及图4理解。

在一般线性调压器中，功率输出器件MN3工作在饱和区，根据饱和区MOS管的电流-电压公式：

$I=\frac{1}{2}\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right){(V_{\mathrm{GS}}-V_T)}^2(1+{\mathrm{\λV}}_{\mathrm{DS}})$ 式(1)

${\mathrm{\ΔI}|}_{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{GS}}}=\frac{\∂I}{{\∂V}_{\mathrm{GS}}}{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{GS}}=\mathrm{gm}{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{GS}}$ 式(2)

${\mathrm{\ΔI}|}_{{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{DS}}}=\frac{\∂I}{{\∂V}_{\mathrm{DS}}}{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{DS}}=\left[\frac{1}{2}(V_{\mathrm{GS}}-V_T)\mathrm{\λ}\right]\mathrm{gm}{\mathrm{\ΔV}}_{\mathrm{DS}}$ 式(3)

其中：

$\mathrm{gm}=\mathrm{\μ}{C}_{\mathrm{OX}}\left(\frac{W}{L}\right)(V_{\mathrm{GS}}-V_T)(1+{\mathrm{\λV}}_{\mathrm{DS}})$ 式(4)

其中：

I，漏极电流；

μ，迁移率；

C_OX，单位栅氧电容；

，宽长比；

V_GS，栅源电压；

V_T，阈值电压；

λ，沟长调制系数；

V_DS，漏源电压。

一般λ约为0.1/V，(V_GS-V_T)一般小于2V，则小于0.1，所以漏源电压差异导致的电流差异远小于栅源电压差异导致的电流差异。

MNs和功率输出器件MN3栅极连接在一起，源极也连接在一起，构成电流镜。如果MNs和功率输出器件MN3的宽长比之比为1∶N，则其电流之比也等于1∶N。如前分析，如果MP2和MP1的宽长比之比为1∶M，MN2和MN1的宽长比之比等于K∶1，则MN1的漏极电流I_N2，MNs的漏极电流I_Ns，和MN3的漏极电流I_N3满足下式：

(MK-1)I_N2＝I_Ns＝I_N3/N    式(5)

MP1的漏极电流I_P1为：

$I_{P1}={\mathrm{MKI}}_{N2}=\frac{\mathrm{MK}}{N(\mathrm{MK}-1)}{I}_{N3}$ 式(6)

根据MOS管的I/V关系，可得MP1的漏极电流I_P1和MP3的漏极电流I_P3分别为：

$I_{P1}=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_{P1}{C}_{\mathrm{OXP}1}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{P1}{\left(\right|V_{\mathrm{GSP}1}|-|V_{\mathrm{TP}1}\left|\right)}^2(1+{\mathrm{\λ}}_{P1}|V_{\mathrm{DSP}1}\left|\right)$ 式(7)

$I_{P3}=\frac{1}{2}{\mathrm{\μ}}_{P3}{C}_{\mathrm{OXP}3}{\left(\frac{W}{L}\right)}_{P3}{\left(\right|V_{\mathrm{GSP}3}|-|V_{\mathrm{TP}3}\left|\right)}^2(1+{\mathrm{\λ}}_{P3}|V_{\mathrm{DSP}3}\left|\right)$ 式(8)

其中：

μ_P1和μ_P3分别为MP1和MP3的迁移率；

C_OXP1和C_OXP3分别为MP1和MP3的单位栅氧电容；

和分别为MP1和MP3的宽长比；

V_GSP1和V_GSP3分别为MP1和MP3的栅源电压；

V_TP1和V_TP3分别为MP1和MP3的阈值电压；

λ_P1和λ_P3分别为MP1和MP3的沟长调制系数；

V_DSP1和V_DSP3分别为MP1和MP3的漏源电压。

而|V_GSP1|＝|V_DSP1|+|V_DSP3|，并且|V_GSP3|＝I_P3.R1+|V_DSP3|，由此可见：

减小或R1都有助于增加V_DSP3，从而有助于减小V_DSP1；

增加也有助于减小V_DSP1；

减小V_DSP1有助于MNs和功率输出器件MN3的源漏电压差更接近，这样可以提高MNs复制功率输出器件MN3电流的精度。

图5为采用了本发明电流采样电路第四实施例的线性调压器第一实施例电路示意图。如图5所示，该线性调压器第一实施例主要包括功率输出器件MN3、电流采样电路510、分压电路520、过流保护电路530以及误差放大器540，其中：

电流采样电路510，与功率输出器件MN3、过流保护电路530及误差放大器540连接，用于对功率输出器件MN3进行电流采样，获得采样电流提供给误差放大器540以及过流保护电路530；

分压电路520，与该误差放大器540及该功率输出器件MN3相连，用于对功率输出器件MN3提供的输出电压VO进行分压，得到分压信号SF发送给误差放大器540；

过流保护电路530，与该电流采样电路510及误差放大器540连接，用于根据电流采样电路510提供的采样电流对功率输出器件MN3进行过流保护；

误差放大器540，与该电流采样电路510、分压电路520及过流保护电路530相连，接收一参考电压VR，用于根据该采样电流为提供功率输出器件MN3的输入控制端MPG，通过比较分压信号SF与参考电压VR来控制输出功率器件MN3；具体地，根据参考电压VR调整分压信号SF，将分压信号SF调整至与参考电压VR相等。

把功率输出器件MN3的电流以一定比例反馈到误差放大器540中，有助于改善负载响应，减小负载电流的跳变导致的输出电压的跳变，且同时可以维持较小的空载静态功耗，原因在于当负载电流较大时，一部分负载电流被复制叠加在恒流源I1上，增加了误差放大器540的工作电流。误差放大器540的工作电流越大，对其输出节点MPG的充放电速度越快，线性调压器的响应速度就越快。

图5示出的实施例中，误差放大器540在另一电源VBAT(误差放大器的电源)下工作。但是该另一电源VBAT也可以与电源电压VDD连接在一起，即误差放大器540与电流采样电路510及功率输出器件MN3等其他电路采用同一电源。

图6为本发明线性调压器应用实例的组成示意图。下边结合图6所示应用实例，详细说明上述线性调压器第一实施例各组成部分之间的电耦合关系。结合图5所示线性调压器第一实施例，图6所示应用实例中的分压电路520，包括第一分压电阻Rf1和第二分压电阻Rf2，其中：

第一分压电阻Rf1和第二分压电阻Rf2串联后，连接在MN3的源极和MN1的源极之间(即输出电压VO与地之间)；

分压信号SF从第一分压电阻Rf1和第二分压电阻Rf2的连接点J1引出。

结合图5所示线性调压器第一实施例，图6所示应用实例中的过流保护电路530，包括MPL1(P型MOS管)、MPL2(P型MOS管)、MNL1(N型MOS管)以及导通电阻RL1，其中：

MPL1的源极连接MP2的源极，栅极连接MP2的栅极，漏极连接MPL2的源极；

MPL2的栅极连接MP4的栅极，漏极连接MNL1的栅极；

MNL1的漏极连接功率输出器件MN3的栅极，源极接地，栅极还经导通电阻RL1接地；漏极为前述的输入控制端MPG。

MPL1的电流为电流采样电路510提供的采样电流，与功率输出器件MN3的电流成正比。当MPL1电流流经导通电阻RL1，会在导通电阻RL1上形成一定电压降，当此电压降超过MNL1的阈值电压时，MNL1导通，将输入控制端MPG的节点电压拉低，输入控制端MPG控制着功率输出器件MN3的栅极，从而功率输出器件MN3的栅极电压降低，导致功率输出器件MN3的电流减小。这样就实现了限制功率输出器件MN3最大电流的功能。功率输出器件MN3为栅极控制器件，NMOS的栅极和源级电压差增大，其电流增大，反之，NMOS的栅极和源级电压差减小，其电流减小。

结合图5所示线性调压器第一实施例，图6所示应用实例中的误差放大器540，包括MPe1(P型MOS管)、MPe2(P型MOS管)、MNe2(N型MOS管)、MNe3(N型MOS管)以及恒流源I1，其中：

MPe1的源极连接VBAT，栅极连接漏极；

MPe2的源极连接VBAT，栅极连接MPe1的漏极；

MNe2的漏极连接MPe1的漏极，栅极连接VR，源极经恒流源I1接地，衬底直接接地；

MNe3的漏极连接MPe2的漏极，栅极连接分压电路520，接入分压信号SF，源极连接MNe2的源极，衬底连接MNe2的衬底。

上述误差放大器540，选用的是现有技术中常用的一种误差放大器，本发明的电流采样电路510可以结合其他多种结构的误差放大器，组成本发明的线性调压器。

图6所示的线性调压器第一应用实例，误差放大器540通过MNe1进行电流采样，该MNe1和恒流源I1并联。过流保护电路530中的MPL1和MPL2也复制了电流采样电路510的采样电流，此采样电流流经导通电阻RL1形成电压降，当复制的电流太大使得导通电阻RL1上的电压降超过MNL1的阈值电压时，MNL1导通，将误差放大器540中的输入控制端MPG节点电压下拉，使得功率输出器件MN3栅极电压下降，功率输出器件MN3的电流就会减小。据此，就实现了过流保护功能。假设MPL1与MP2的宽长比之比为A，根据式(5)可得MP2的电流I_P2满足：

$I_{P2}={\mathrm{KI}}_{N2}=\frac{K}{N(\mathrm{MK}-1)}{I}_{N3}$ 式(9)

其中：

MPL1的电流I_PL1满足：

$I_{\mathrm{PL}1}={\mathrm{AI}}_{P2}=\frac{\mathrm{AK}}{N(\mathrm{MK}-1)}{I}_{N3}$ 式(10)

其中：

A为MPL1与MP2的宽长比之比；

I_P2为MP2的漏极电流。

则过流保护发生时：

I_PL1RL1＝V_TN                        式(11)

其中：

RL1为导通电阻RL1的电阻值；

V_TN为MNL1的阈值电压。

由式(10)和式(11)可获得：

$I_{N3\mathrm{th}}=\frac{N(\mathrm{MK}-1)}{\mathrm{AK}}\·\frac{V_{\mathrm{TN}}}{\mathrm{RL}1}$ 式(11)

此I_N3th即为功率输出器件MN3的过流保护阈值。

本发明除了可以通过MNe1复制电流，还可以通过MPL1和MPL2复制电流。当然，在其他的实施例中，也可以通过NMOS电流镜复制。如图7所示的线性调压器第二应用实例，MPL1的栅极改为连接MPL5(P型MOS管)的栅极；MPL5的源极接入电源电压VDD，漏极连接自身的栅极以及MPL6(P型MOS管)的源极；MPL2的栅极改为连接MPL6的栅极；MPL6的漏极连接MNL3的漏极；MNL3的栅极连接MP4的漏极。

MNL3与MN2、MN1构成电流镜，MNL3复制抽取电流Ib。MPL5和MNL3串联，所以流经MPL5和MNL3的电流相等。MPL1与MPL5构成电流镜，所以MPL1的电流复制了MPL5的电流，间接地复制了抽取电流Ib。MPL1与导通电阻RL1串联，流经MPL1与导通电阻RL1的电流相等，所以导通电阻RL1的电流间接第复制了抽取电流Ib。当导通电阻RL1的电流达到MNL1的阈值电压V_TN时，MNL1导通并下拉功率输出器件MN3的栅极电压，从而实现限制功率输出器件MN3电流的作用。前述电流镜的复制比例可以根据设计需要而定。MPL2和MPL6构成级联电流镜电路，使MPL1和MPL5构成的电流镜复制比例更准确。

MPL1和MPL2复制采样电流，是因为MNL3与MN1、MN2的栅极、源级电压都相等，所以MNL3和MN1、MN2构成电流镜，形成复制关系；MPL1和MPL2的栅极、源级电压都相等，所以也构成电流镜，其电流比例等于两器件的宽长比之比，形成复制关系。

图7所示线性调压器第二应用实例的其余部分，请参考图6所示第一应用实例进行理解，此处不再赘述。

需要说明的是，本发明线性调压器中的电流采样电路，也可以选用如图2、图2a或者图3所示的电流采样电路实施例。图8为采用图2所示电流采样电路实施例所实现的线性调压器第二实施例，请结合图2所示电流采样电路实施例以及图5所示线性调压器第一实施例进行理解，此处不再赘述。

本发明的电流采样电路在负载电流为零时消耗电流接近于零，克服了现有技术中较大的待机电流，提高了电池供电系统的工作效率。另外，现有技术中的差分电流采样电路会导致电流采样结果不准确，与实际功率器件的电流比例在不同芯片间存在较大差异，本发明减小了电流采样误差。电流采样结果通常会被用于做过流保护，电流采样误差过大会导致过流保护保护阈值不准确，本发明的技术方案通过减小电流采样误差，可以提高过流保护阈值的精度。

虽然本发明所揭露的实施方式如上，但所述的内容只是为了便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所揭露的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (13)

1.一种差分电流采样电路，用于对功率输出器件进行电流采样，其特征在于，该差分电流采样电路包括第一电流镜电路和第二电流镜电路，其中：

该第一电流镜电路的参考支路的输出电流分流到该第二电流镜电路的第一输出支路和该功率输出器件；该第一电流镜电路的第一输出支路的输出电流作为该第二电流镜电路的参考支路的输入电流；

该第一电流镜电路和/或该第二电流镜电路还包括第二输出支路，用于提供采样电流或提供采样电流的参考电流。

2.根据权利要求1所述的差分电流采样电路，其特征在于：

该第一电流镜电路为PMOS管构成的电流镜电路，该第二电流镜电路为NMOS管构成的电流镜电路，该功率输出器件为NMOS管且漏极连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点。

3.根据权利要求2所述的差分电流采样电路，其特征在于：

该第一电流镜电路的参考支路连接到该第二电流镜电路的第一输出支路，该第一电流镜电路的第一输出支路连接到该第二电流镜电路的参考支路。

4.根据权利要求2所述的差分电流采样电路，其特征在于：

还包括一电压调节电路，连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，该第二电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，以及漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅极，用于使该对PMOS管器件的漏极电位相等。

5.根据权利要求4所述的差分电流采样电路，其特征在于：

该电压调节电路包括一偏置电阻电路及栅极互连的第一PMOS器件和第二PMOS管器件；

该第一PMOS器件的源极连接到该第一电流镜电路的参考支路，漏极连接到该偏置电阻电路的第一端；

该第二PMOS管器件的源极连接到该第一电流镜电路的第一输出支路，漏极连接到该第二电流镜电路的参考支路；

该偏置电阻电路的第一端还连接到漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅极，该偏置电阻电路的第二端连接到该第一PMOS器件和第二PMOS管器件的栅极。

6.根据权利要求1至5中任一权利要求所述的差分电流采样电路，其特征在于：

所述第二输出支路还串联有一个或多个电流镜电路，所述第二输出支路用于提供采样电流的参考电流，在所述串联的最后一个电流镜电路的输出支路的接点提供采样电流。

7.一种差分电流采样电路，用于对功率输出器件进行电流采样，其特征在于，该差分电流采样电路包括第一电流镜电路、第二电流镜电路和一限流电路，其中：

该第一电流镜电路的参考支路的输出电流分流到该限流电路及该第二电流镜电路的第一输出支路，该第一电流镜电路的第一输出支路的输出电流作为该第二电流镜电路的参考支路的输入电流；

该限流电路与该第一电流镜电路的参考支路和该功率输出器件相连接，该限流电路的电流与该功率输出器件的电流成比例且小于该功率输出器件的电流；

该第一电流镜电路和/或该第二电流镜电路还包括第二输出支路，用于提供采样电流或提供采样电流的参考电流。

8.根据权利要求7所述的差分电流采样电路，其特征在于：

该第一电流镜电路为PMOS管构成的电流镜电路，该第二电流镜电路为NMOS管构成的电流镜电路，该功率输出器件为NMOS管；

该限流电路包括一宽长比小于该功率输出器件的NMOS管器件，该NMOS管器件与该功率输出器件以共栅极共源极的方式连接，该NMOS管器件的漏极连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点，该功率输出器件的漏极连接到电源电压。

9.根据权利要求8所述的差分电流采样电路，其特征在于：

该第一电流镜电路的参考支路连接到该第二电流镜电路的第一输出支路，该第一电流镜电路的第一输出支路连接到该第二电流镜电路的参考支路。

10.根据权利要求8所述的差分电流采样电路，其特征在于：

还包括一电压调节电路，连接到该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，该第二电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点，以及漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅极，用于使该对PMOS管器件的漏极电位相等。

11.根据权利要求10所述的差分电流采样电路，其特征在于：

该电压调节电路包括一偏置电阻电路及栅极互连的第一PMOS器件和第二PMOS管器件；

该第一PMOS器件的源极连接到该第一电流镜电路的参考支路，漏极连接到该偏置电阻电路的第一端；

该第二PMOS管器件的源极连接到该第一电流镜电路的第一输出支路，漏极连接到该第二电流镜电路的参考支路；

该偏置电阻电路的第一端还连接到漏极分别作为该第一电流镜电路的参考支路的接点和第一输出支路的接点的一对PMOS管器件的栅极，该偏置电阻电路的第二端连接到该第一PMOS器件和第二PMOS管器件的栅极。

12.根据权利要求7至11中任一权利要求所述的差分电流采样电路，其特征在于：

所述第二输出支路还串联有一个或多个电流镜电路，所述第二输出支路用于提供采样电流的参考电流，在所述串联的最后一个电流镜电路的输出支路的接点提供采样电流。

13.一种线性调压器，包括功率输出器件、过流保护电路以及误差放大器，其特征在于，还包括如权利要求1至12中任一权利要求所述的差分电流采样电路，其中：

所述电流采样电路，连接所述功率输出器件、过流保护电路以及误差放大器，用于对所述功率输出器件进行电流采样，获得采样电流提供给所述误差放大器及过流保护电路。