CN101815391A - 放电灯点灯电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种能降低极性切换时放电灯灭灯的可能性的放电灯点灯电路。在放电灯点灯电路(100)中，驱动电压生成部(12)对驱动对象放电灯(4)提供交流的驱动电压(VL)。控制电路(10)进行控制，使得在从设定驱动电压生成部(12)以切换驱动电压(VL)的极性起、至经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加驱动电压生成部(12)提供给放电灯(4)的驱动功率，使之高于预定的目标功率。设定驱动电压生成部(12)以切换驱动电压(VL)的极性之前的灯电流(IL)越大，控制电路(10)就将切换后辅助期间的长度设定得越短。

Description

放电灯点灯电路

技术领域

本发明涉及对放电灯进行交流驱动的放电灯点灯电路。

背景技术

近年来作为车辆用灯具(前照灯)，正使用金属卤化物灯(以下称放电灯)来取代以往的具有灯丝的卤素灯。放电灯与卤素灯相比，虽然具有发光效率高、寿命长的优点，但由于需要数十至数百伏的驱动电压，所以无法用12V(或者24V)的车载电池直接驱动，需要有放电灯点灯电路(也称作镇流器)。

作为放电灯点灯的方式，有直流驱动和交流驱动。在直流驱动中，由于放电的电弧不对称，发光轮廓(profile)不均匀，所以不适合作为车辆用灯具来使用。因此，在车辆用灯具中一般是采用交流驱动的。若以10kHz以上的高频率对放电灯进行交流驱动，则可能发生放电管内的气流与点灯频率共振的现象(称为声共鸣等)，导致放电电弧不稳定。因此，目前以10kHz以下的频率驱动的方式(低频驱动方式)为主流。

放电灯点灯电路具有使电池电压升压的DC/DC转换器、对DC/DC转换器的输出电压进行交流变换的H桥电路等开关电路、起动电路、以及控制这些电路块的控制电路(例如参考专利文献1)。

〔专利文献1〕日本特开平11-329777号公报

发明内容

〔发明所要解决的课题〕

在交流驱动放电灯时，随着施加给放电灯的驱动电压的极性的切换，流过放电灯的驱动电流会交叉过零点而改变流向。此时由于驱动电流变小，理论上放电灯有可能灭灯。

这里所谓放电灯灭灯，是指驱动电流几乎成为0，极性不再切换的状态。

本发明是鉴于这样的状况而设计的，其目的在于提供一种能降低极性切换时的灭灯可能性的放电灯点灯电路。

〔用于解决课题的手段〕

本发明的一个方案涉及一种放电灯点灯电路。该放电灯点灯电路包括：驱动电压生成部，对驱动对象放电灯提供交流的驱动电压；控制部，进行控制使得在从设定驱动电压生成部以切换驱动电压的极性起、至经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加驱动电压生成部提供给放电灯的驱动功率，使之高于预定的目标功率。

根据该方案，在切换后辅助期间内暂时增加驱动电压生成部供给放电灯的驱动功率，所以能促进流过放电灯的电流的极性的切换。

可以是设定驱动电压生成部以切换驱动电压的极性之前的驱动电流越大，控制部就将切换后辅助期间的长度设定得越短。此时，能够缩短可能造成放电灯点灯电路的功率损耗的切换后辅助期间。

驱动电压生成部可以包括生成用于提供给放电灯的输出电压的DC/DC转换器。控制部可以按照切换后辅助期间的开始而开始DC/DC转换器的开关元件的导通期间。此时，能够使切换后辅助期间与导通期间同步。

本发明的另一方案也是一种放电灯点灯电路。该放电灯点灯电路包括：第一DC/DC转换器，在活动状态下对驱动对象放电灯的一端供给第一驱动电压；第二DC/DC转换器，在活动状态下对放电灯的另一端供给第二驱动电压；第一开关，设置在放电灯的一端侧，在导通状态下使放电灯的一端与固定电压端子间电导通；第二开关，设置在放电灯的另一端侧，在导通状态下使放电灯的另一端与固定电压端子间电导通；控制部，交替地将第一、第二DC/DC转换器设定为活动状态，在切换被设定为活动状态的DC/DC转换器前的预定的切换前辅助期间内，在处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器被充电到预定的电压之前使第一开关和第二开关截止。

根据该方案，能够在切换被设定为活动状态的DC/DC转换器前对处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器充电。

放电灯点灯电路可以还包括再生装置，在被设定为活动状态的DC/DC转换器切换时，将该切换前处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中所充电的电力再生到切换后处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中。此时，能够有效利用切换前处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中所充电的电力。

〔发明效果〕

通过本发明，能够降低极性切换时的灭灯可能性。

附图说明

图1是表示第一实施方式的放电灯点灯电路及其所连接的部件的结构的电路图。

图2是表示转换器驱动部的功能和结构的电路框图。

图3是表示PWM信号生成部的结构的电路图。

图4是表示图3的PWM信号生成部中的波形的时序图。

图5是表示切换后辅助期间决定部的结构的电路图。

图6是表示图5的切换后辅助期间决定部中的波形的时序图。

图7是表示图1的放电灯点灯电路的动作状态的时序图。

图8的(a)、(b)是表示放电灯点灯电路的DC期间后的动作状态的时序图。

图9是表示第二实施方式的放电灯点灯电路及其所连接的部件的结构的电路图。

图10是表示图9的放电灯点灯电路中的波形的时序图。

图11的(a)～(c)是表示将切换前辅助期间PT2的长度分别设定为0μs、10μs、25μs时的灯电流IL的极性切换的情况的图表。

图12的(a)～(c)是表示灯电流IL分别为1.5A、1A、0.5A时，灯电流IL的极性切换的情况的图表。

〔标号说明〕

CONV1...第一DC/DC转换器，CONV2...第二DC/DC转换器，IL...灯电流，SW1...第一开关，SW2...第二开关，VL...驱动电压，4...放电灯，6...车载电池，8...电源开关，10...控制电路，20...起动电路，30...转换器驱动部，32...状态检测部，34...PWM信号生成部，36...输出目标选择部，38...第一驱动部，40...第二驱动部，42...反转信号生成部，44...锯齿波复位信号生成部，46...切换后辅助期间决定部，100...放电灯点灯电路，200...放电灯点灯电路。

具体实施方式

下面基于优选的实施方式，参照附图说明本发明。对各附图中所示的相同或等同的构成要素、部件、信号赋予相同的标号，并适当省略重复的说明。此外，各附图中省略了对本发明实施方式的说明不太重要的一部分部件的表示。赋予给电压、电流或电阻等的标号根据需要也分别用于表示其各自的电压值、电流值或电阻值。

在本说明书中，所谓“部件A与部件B相连接的状态”，包括部件A与部件B物理地直接连接的情形，以及部件A与部件B经由不对电连接状态产生影响的其他部件间接相连接的情形。同样地，所谓“部件C被设置在部件A与部件B之间的状态”，除部件A与部件C、或部件B与部件C直接相连的情形外，还包括经由不对电连接状态产生影响的其他部件间接相连接的情形。

(第一实施方式)

第一实施方式的放电灯点灯电路通过在施加给放电灯的驱动电压的极性切换后暂时提高DC/DC转换器的输出功率，来生成使流过放电灯的驱动电流顺利通过零点所需要的电压。

图1是表示第一实施方式的放电灯点灯电路100及其所连接的部件的结构的电路图。放电灯点灯电路100驱动作为车载用金属卤化物灯的放电灯4。放电灯点灯电路100与车载电池(以下简称电池)6、电源开关8相连接。

电池6产生12V(或者24V)的直流电池电压Vbat。电源开关8是为控制放电灯4点灯的开和关而设的继电器开关，与电池6串联而设。当电源开关8变成接通时，从电池6向放电灯点灯电路100供给电池电压Vbat。

放电灯点灯电路100将被平滑化了的电池电压Vbat升压，并变换成交流后提供给放电灯4。下面说明放电灯点灯电路100的详细结构。

放电灯点灯电路100包括第一DC/DC转换器CONV1、第二DC/DC转换器CONV2、控制电路10、起动电路20、第一开关SW1、第二开关SW2、电流检测电阻Rd、输入电容器C1。

输入电容器C1与电池6并联而设，对电池电压Vbat进行平滑化。具体来说，输入电容器C1设置在第一变压器14、第二变压器16的附近，用于对第一DC/DC转换器CONV1、第二DC/DC转换器CONV2的开关动作进行电压平滑化。

控制电路10包含控制放电灯点灯电路100整体的功能IC(IntegratedCircuit)，控制放电灯点灯电路100的动作顺序(sequence)，并调节提供给放电灯4的功率。控制电路10通过执行以下顺序来使放电灯4点灯，并使其光输出稳定。

1.电源接通

2.发生击穿(breakdown)

3.DC期间

4.提升(runup)

5.稳态点灯

各顺序的详细情况在后面叙述。

第一DC/DC转换器CONV1、第二DC/DC转换器CONV2、第一开关SW1、以及第二开关SW2形成用于生成给放电灯4的驱动电压VL的驱动电压生成部12。驱动电压生成部12在上述提升期间和稳态点灯期间向放电灯4的两端间供给点灯频率f1的交流驱动电压VL。点灯频率f1被设定在10kHz以下，具体来说被设定为250Hz～750Hz左右。将点灯频率f1的倒数称为点灯周期T1(＝1/f1)。

第一DC/DC转换器CONV1是绝缘型的开关稳压器，包括第一开关元件M1、第一变压器14、第一整流二极管D1、第一输出电容器Co1。第一DC/DC转换器CONV1的电路布局采用一般的布局，故简略说明。

第一变压器14的初级绕组L1和第一开关元件M1相串联，再与输入电容器C1并联地设在第一DC/DC转换器CONV1的输入端子Pin与接地端子(GND)之间。例如第一开关元件M1由N沟道MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)构成。第一变压器14的次级绕组L2的一端接地，另一端与第一整流二极管D1的阳极相连。第一输出电容器Co1设在第一整流二极管D1的阴极与接地端子之间。

第一开关元件M1的控制端子(栅极)上被施加比点灯频率f1高的PWM频率f2的第一控制脉冲信号S1。例如PWM频率f2是400kHz。第一开关元件M1在第一控制脉冲信号S1为高电平时导通，在其为低电平时截止。控制电路10基于放电灯4的电状态，通过反馈调节第一控制脉冲信号S1的高电平与低电平的占空比。

第一DC/DC转换器CONV1可以切换活动状态和非活动状态，在活动状态下，向放电灯4的一端P1提供第一输出电压Vo1。

第二DC/DC转换器CONV2具有同第一DC/DC转换器CONV1一样的电路布局。即，第一整流二极管D1与第二整流二极管D2、第一输出电容器Co1与第二输出电容器Co2、第一变压器14与第二变压器16、第一开关元件M1与第二开关元件M2分别相互对应。第二开关元件M2的导通和截止是通过基于放电灯4的电状态的反馈，由控制电路10生成的第二控制脉冲信号S2控制的。

第二DC/DC转换器CONV2也能够切换活动状态和非活动状态，在活动状态下，向放电灯4的另一端P2提供第二输出电压Vo2。

第一开关SW1设在放电灯4的一端P1侧，在导通状态下使放电灯4的一端P1与固定电压端子(接地端子)之间电导通。第二开关SW2设在放电灯4的另一端P2侧，在导通状态下使放电灯4的另一端P2与固定电压端子(接地端子)之间电导通。第一开关SW1和第二开关SW2优选使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)或MOSFET，但也可以使用其它替代器件。第一开关SW1、第二开关SW2各自的导通、截止状态分别由来自控制电路10的第一控制信号S3、第二控制信号S4控制。

第一DC/DC转换器CONV1和第二DC/DC转换器CONV2按点灯频率f1交替反复活动状态和非活动状态。即，第一DC/DC转换器CONV1活动的期间和第二DC/DC转换器CONV2活动的期间分别为点灯周期T1的半周期。下面将第一DC/DC转换器CONV1活动的状态称为第一状态φ1，将第二DC/DC转换器CONV2活动的状态称为第二状态φ2。第一开关SW1在第二DC/DC转换器CONV2活动时、即第二状态φ2下导通，第二开关SW2在第一DC/DC转换器CONV1活动时、即第一状态φ1下导通。

在第一状态φ1下，放电灯4的一端P1被施加第一输出电压Vo1，另一端P2被施加接地电压(0V)，其结果，放电灯4被以第一状态施加驱动电压VL(≈Vo1)。在第二状态φ2下，放电灯4的另一端P2被施加第二输出电压Vo2，一端P1被施加接地电压，其结果，放电灯4被以与第一状态相反的第二状态施加驱动电压VL(≈Vo2)。

在提升期间和稳态点灯期间，控制电路10按点灯周期T1交替反复第一状态φ1和第二状态φ2。其结果，放电灯4被提供交流的驱动电压VL。

电流检测电阻Rd被设在流过放电灯4的灯电流IL的路径上。在图1的电路中，电流检测电阻Rd是被设置在第一开关SW1和第二开关SW2的被共连在一起的射极与接地端子之间。在第一状态φ1下，以第一状态(图中向右)流动的灯电流流向放电灯4，在第二状态φ2下，以第二状态(图中向左)流动的灯电流流向放电灯4。在第一状态φ1和第二状态φ2下，电流检测电阻Rd上分别产生与灯电流IL成正比的电压降(称作电流检测信号S_IL)。电流检测信号S_IL被输入到控制电路10。

起动电路20是为使放电灯4发生击穿而设的，包括起动变压器22和脉冲发生部28。脉冲发生部28对起动变压器22的初级绕组24施加振幅为400V～1kV的脉冲电压。其结果，在次级绕组26侧产生与起动变压器22的匝数比相应的高压脉冲(例如20kV)，施加到放电灯4。其结果，放电灯4发生击穿，放电开始。

在放电灯点灯电路100中，在第一状态φ1和第二状态φ2切换时，如上所述灯电流IL的极性也切换。由于在该极性切换的过程中灯电流IL变小，特别是要通过零点，所以有可能发生极性切换失败，放电灯4灭灯的情况。因此，若在从第一状态φ1和第二状态φ2进行切换起至经过预定期间(以下称切换后辅助期间)PT1的期间内，提高活动状态的DC/DC转换器的输出电容器的电压(以下称再点弧补偿电压)，则能够促进灯电流IL的极性切换，降低灭灯的可能性，因而比较适宜。控制电路10实现这样的控制。

控制电路10设定驱动电压生成部12使得放电灯4的电状态、例如驱动电压VL、灯电流IL或者驱动功率PL(＝VL×IL)接近所期望的状态。进而，控制电路10进行如下控制：在从设定驱动电压生成部12使得切换驱动电压VL的极性起至经过切换后辅助期间PT1的期间内，增加驱动电压生成部12提供给放电灯4的驱动功率PL，使之大于预定的目标功率Pt。

这里，设定驱动电压生成部12使得切换驱动电压VL的极性，就对应于切换第一状态φ1和第二状态φ2。

控制电路10包括以点灯频率f1交替驱动第一DC/DC转换器CONV1和第二DC/DC转换器CONV2的转换器驱动部30(图1中未图示)。转换器驱动部30接收电流检测信号S_IL、第一输出电压Vo1、第二输出电压Vo2等表示放电灯4的电状态的信号Se，将占空比被调整成使得驱动功率PL接近目标功率Pt的PWM信号S_PWM交替地输出给第一开关元件M1和第二开关元件M2。

图2是表示转换器驱动部30的功能和结构的电路框图。转换器驱动部30包括状态检测部32、PWM信号生成部34、输出目标选择部36、第一驱动部38、第二驱动部40、反转信号生成部42、锯齿波复位信号生成部44、切换后辅助期间决定部46。

状态检测部32根据表示放电灯4的电状态的信号Se生成表示驱动功率PL的状态信号Sj。

PWM信号生成部34对状态信号Sj的电压与对应于目标功率Pt的预定的基准电压Vref进行比较，调整PWM信号S_PWM的占空比使得两者相接近。由此，驱动功率PL被控制使得接近于目标功率Pt。

另外，PWM信号生成部34从切换后辅助期间决定部46接收切换后辅助期间决定信号S_PT1，在从第一状态φ1和第二状态φ2进行切换起至经过切换后辅助期间PT1的期间内，延长正处于活动状态的DC/DC转换器的开关元件的导通期间。由此，来自该DC/DC转换器的输出功率被暂时增加。即，进行控制使得增加驱动功率PL，使之大于目标功率Pt。

另外，PWM信号生成部34从锯齿波复位信号生成部44接收锯齿波复位信号S_rs，按照切换后辅助期间PT1的开始、即第一状态φ1和第二状态φ2的切换定时(timing)来开始DC/DC转换器的开关元件的导通期间。

PWM信号生成部34的更详细内容将在后面叙述。

输出目标选择部36接收反转信号S_INV和PWM信号S_PWM。反转信号S_INV是由反转信号生成部42所生成的信号，是在第一状态φ1和第二状态φ2下取互补的电平的信号。在此，反转信号S_INV是在第一状态φ1下成为高电平，在第二状态φ2下成为低电平的信号。

输出目标选择部36在反转信号S_INV取高电平时，将PWM信号S_PWM作为第一控制脉冲信号S1经由第一驱动部38输出给第一开关元件M1。另外，此时输出目标选择部36将第二控制脉冲信号S2固定为低电平，使第二开关元件M2截止。第一驱动部38中包含用于缓冲第一控制脉冲信号S1的缓冲电路。

输出目标选择部36在反转信号S_INV取低电平时，将PWM信号S_PWM作为第二控制脉冲信号S2经由第二驱动部40输出给第二开关元件M2。另外，此时输出目标选择部36将第一控制脉冲信号S1固定为低电平，使第一开关元件M1截止。第二驱动部40中包含用于缓冲第二控制脉冲信号S2的缓冲电路。

锯齿波复位信号生成部44在输出到PWM信号生成部34的锯齿波复位信号Srs中生成与反转信号SINV的电平切换相同步的脉冲。该脉冲的宽度与PWM信号S_PWM的周期(PWM频率f2的倒数)相比足够小，例如被设定为比该周期的25％还要小。

切换后辅助期间决定部46接收反转信号S_INV、用于生成控制电路10的基本时钟的约40kHz的锯齿波信号S_SAW、以及电流检测信号S_IL，第一状态φ1与第二状态φ2切换发生前的灯电流IL越大，就越将切换后辅助期间PT1的长度T2设定得越短。切换后辅助期间决定部46将从反转信号S_INV的电平发生切换起在切换后辅助期间PT1内有效(assert)(成为高电平)的切换后辅助期间决定信号S_PT1输出给PWM信号生成部34。另外，切换后辅助期间决定部46对切换后辅助期间PT1的长度T2设定预定的上限值T_MAX。

上限值T_MAX比点灯周期T1的十分之一还要小，例如设定为使用DC/DC转换器的输出电容器的电容C和起动变压器22的次级绕组26的电感L的下式1所确定的谐振频率f3的倒数(谐振周期)。

$f3=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{LC}}}$ ......(式1)

切换后辅助期间决定部46的具体说明将在后面叙述。

图3是表示PWM信号生成部34的结构的电路图。PWM信号生成部34包括误差放大器48、PWM比较器50、电流源52、锯齿波生成电路54、相位补偿电路56、第一基准电压源58、第二电阻R2、第三电阻R3。

误差放大器48将状态信号Sj的电压与由第一基准电压源58生成的基准电压Vref的误差放大，经由第三电阻R3作为误差信号S_err输出到PWM比较器50。第三电阻R3与误差放大器48的输出端子之间的第一连接节点N1上连接一端被接地的第二电阻R2的另一端。

相位补偿电路56相对于状态信号Sj的相位来补偿误差信号S_err的相位，防止控制电路10的振荡。相位补偿电路56包括相位补偿电容器C3和第一电阻R1，其被并联设置在第一连接节点N1与被输入状态信号Sj的误差放大器48的输入端子之间。

为防止控制电路10的振荡，相位补偿电路56的时间常数T3被设定得比PWM信号S_PWM的PWM频率f2的倒数长。因此，优选将用于在第一状态φ1或第二状态φ2内暂时增加DC/DC转换器的输出功率的信号的调制置于误差放大器48的后级。这是因为在误差放大器48的前级，相位补偿电路56的时间常数T3较长，难以得到足够快的响应速度。

第三电阻R3与PWM比较器50的输入端子间的第二连接节点N2被电流源52在从反转信号S_INV的电平发生切换起的切换后辅助期间PT1内供给偏置生成电流I1。此时，误差信号S_err的电压上被加上偏置电压V_off(＝R3×I1)。

电流源52在切换后辅助期间决定信号S_PT1成为高电平的期间内将偏置生成电流I1提供到第二连接节点N2。电流源52包括基准侧双极型晶体管M3、输出侧双极型晶体管M4、第四电阻R4、第三开关SW3、第三整流二极管D3。基准侧双极型晶体管M3、输出侧双极型晶体管M4及第四电阻R4具有所谓电流镜型的电路结构。基准侧双极型晶体管M3的集电极和输出侧双极型晶体管M4的集电极被施加电源电压Vcc。

一端连接于基准侧双极型晶体管M3的射极的第四电阻R4的另一端上连接第三开关SW3。第三开关SW3由切换后辅助期间决定信号S_PT1控制，在切换后辅助期间决定信号S_PT1取高电平时导通。

第三开关SW3导通时，第四电阻R4的另一端被接地，第四电阻R4上流过偏置生成电流I1。于是，从输出侧双极型晶体管M4的射极经由第三整流二极管D3和第三电阻R3向第一连接节点N1供给偏置生成电流I1。第三整流二极管D3的阳极与输出侧双极型晶体管M4的射极相连，其阴极与第二连接节点N2相连。

锯齿波生成电路54生成具有PWM频率f2的锯齿状的周期信号S_OSC。锯齿波生成电路54在锯齿波复位信号S_rs中出现脉冲时使周期信号S_OSC成为初始状态(例如斜坡的开始)。

锯齿波生成电路54包括PWM时钟电路60、锯齿波生成开关M5、第五电阻R5、锯齿波用电容器C2、第四开关SW4。

第五电阻R5和锯齿波用电容器C2被串联设置在电源电压Vcc与接地电位之间。第五电阻R5与锯齿波用电容器C2之间的第三连接节点N3上连接锯齿波生成开关M5。锯齿波生成开关M5基于作为自激振荡器的PWM时钟电路60所生成的PWM频率f2的脉冲信号S5而脉冲式地导通。锯齿波生成开关M5导通，则锯齿波用电容器C2被放电，第三连接节点N3的电位成为接地电位(初始状态)。第三连接节点N3上产生的锯齿状的周期信号S_OSC被输入到PWM比较器50。周期信号S_OSC被反馈到PWM时钟电路60。

第四开关SW4在锯齿波复位信号S_rs中出现脉冲时导通，使锯齿波用电容器C2放电。

PWM时钟电路60包括时钟比较器70、第二基准电压源72、第一时钟电阻74、第二时钟电阻76、第三时钟电阻78、以及时钟开关80。第一时钟电阻74和第三时钟电阻78被串联设置在第二基准电压源72与接地之间。第一时钟电阻74与第三时钟电阻78之间的第四连接节点N4上连接时钟比较器70的反相输入端子和第二时钟电阻76的一端。第二时钟电阻76的另一端经由时钟开关80连接于接地端子。时钟比较器70的非反相输入端子被输入要反馈给PWM时钟电路60的周期信号S_OSC。时钟比较器70将脉冲信号S5输出到锯齿波生成开关M5的栅极和时钟开关80的栅极。

PWM比较器50用误差信号S_err的电压对周期信号S_OSC进行限幅，生成PWM信号S_PWM。通过偏置生成电流I1而在误差信号S_err的电压上增加偏置电压V_off后，PWM信号S_PWM的占空比向增加DC/DC转换器的输出功率的方向变化。在此，PWM信号S_PWM的导通期间增加与偏置电压V_off对应的期间量。

图4是表示图3的PWM信号生成部34中的波形的时序图。图4的纵轴和横轴为理解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。图4中从上至下依次表示反转信号S_INV、切换后辅助期间决定信号S_PT1、锯齿波复位信号S_rs、误差信号Serr及周期信号S_OSC、PWM信号S_PWM。

此外，在以后的图中所示的t1、t2等表示时刻的标号，在不同的图中具有不同含义。

在时刻t1，反转信号S_INV从低电平切换为高电平，即从第二状态φ2切换为第一状态φ1。

在时刻t1之前，偏置生成电流I1没有被生成，PWM信号S_PWM具有基于误差放大器48所生成的误差信号S_err的电压的通常导通期间T4。这里由于是考虑驱动功率PL已稳定的状态，所以驱动功率PL与目标功率Pt之间几乎没有差异，通常导通期间T4就对应于目标功率Pt。

在时刻t1，切换后辅助期间决定信号S_PT1变成高电平，第二连接节点N2被供给偏置生成电流I1。于是误差信号S_err上被增加偏置电压V_off(＝R3×I1)。另外，在时刻t1锯齿波复位信号S_rs中出现脉冲PU，锯齿波用电容器C2被放电，周期信号S_OSC回到斜坡的起始。由此，从时刻t1起开始第一开关元件M1的导通期间。

在从时刻t1起的切换后辅助期间PT1内，PWM信号S_PWM具有将通常导通期间T4与对应于偏置电压V_off的附加导通期间T5相加后的导通期间(T4+T5)。由于导通期间比时刻t1以前要长，所以第一DC/DC转换器CONV1输出的功率也变大该部分量，第一输出电容器Co1产生较高的再点弧补偿电压。

随着在时刻t2切换后辅助期间决定信号S_PT1变成低电平，切换后辅助期间PT1结束。电流源52停止偏置生成电流I1的供给，PWM信号S_PWM的占空比成为与时刻t1以前相同的通常导通期间T4。

图5是表示切换后辅助期间决定部46的结构的电路图。切换后辅助期间决定部46包括比较器62、反相放大部64、“与”门66、单触发脉冲发生部68。

反相放大部64接收电流检测信号S_IL，将阈值信号S_th输出到比较器62的非反相输入端子，该阈值信号S_th是灯电流IL越大、其电压就越变低的信号。另外，假定电流检测信号S_IL的响应速度与PWM频率f2相比足够慢，不反映极性切换时的灯电流IL的变化。

比较器62的反相输入端子被输入锯齿波信号S_SAW。比较器62将锯齿波信号S_SAW的电压与阈值信号S_th的电压进行比较，输出比较器输出信号S_COMP。这里，比较器输出信号S_COMP是在阈值信号S_th的电压高于锯齿波信号S_SAW的电压时成为高电平的信号。

单触发脉冲发生部68检测反转信号S_INV的上升沿和下降沿，按检测到该边沿的定时在单触发脉冲信号S_PU中生成单触发脉冲。该单触发脉冲的宽度是上述的上限值T_MAX，被设定为小于或者等于锯齿波信号S_SAW的基本时钟的周期。

“与”门66输出比较器输出信号S_COMP与单触发脉冲信号S_PU的逻辑积，即切换后辅助期间决定信号S_PT1。

图6是表示图5的切换后辅助期间决定部46中的波形的时序图。图6的纵轴和横轴为理解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。图6中从上至下依次表示出锯齿波信号S_SAW及阈值信号S_th、反转信号S_INV、比较器输出信号S_COMP、单触发脉冲信号S_PU、切换后辅助期间决定信号S_PT1。

反转信号S_INV是基于锯齿波信号S_SAW而生成的，所以反转信号S_INV的边沿与锯齿波信号S_SAW的边沿相一致。在“阈值信号S_th的电压”＞“锯齿波信号S_SAW的电压”的期间φ3内，比较器输出信号S_COMP成为高电平。

单触发脉冲信号S_PU中按反转信号S_INV的电平切换的定时产生宽度为上限值T_MAX的脉冲。因此，比较器输出信号S_COMP与单触发脉冲信号S_PU的逻辑积、即切换后辅助期间决定信号S_PT1在从反转信号S_INV的电平切换起的长度T2的期间内成为高电平。该长度T2在达到上限值T_MAX之前是期间φ3的长度，第一状态φ1和第二状态φ2发生切换前的灯电流IL越小，该长度就越长。当长度T2达到上限值T_MAX时，即使灯电流IL再变小，长度T2也维持上限值T_MAX。

以上是放电灯点灯电路100的结构。接下来按照顺序说明其动作。图7是表示放电灯点灯电路100的动作状态的时序图。图7的纵轴和横轴为理解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。

1.电源接通

在时刻t1用户接通电源开关8后，放电灯点灯电路100起动。控制电路10使第一DC/DC转换器CONV1成为活动状态，使第一开关SW1成为截止状态(第一状态φ1)，将电池电压Vbat升压到预定的高电压(400V)并使之稳定。

2.发生击穿

起动电路20接收第一DC/DC转换器CONV1所生成的400V的第一输出电压Vo1。脉冲发生部28将振幅400V的脉冲施加到起动变压器22的初级绕组24。如图7所示，此时起动变压器22的次级绕组26上产生20kV以上的高压脉冲。其结果，放电灯4的驱动电压上升到13～15kV程度，在时刻t2发生击穿，开始辉光(glow)放电。

3.DC期间φ_DC

发生击穿后，控制电路10首先进行控制使得在第一状态φ1下向第一状态方向流约10ms时间的灯电流IL。接下来控制电路10进行控制使得切换到第二状态φ2，向第二状态方向流约10ms时间的灯电流IL。将该期间称作DC期间φ_DC。在该DC期间φ_DC内，使得从辉光放电转变为电弧放电。

DC期间φ_DC结束、电弧放电稳定后，控制电路10控制第一DC/DC转换器CONV1、第二DC/DC转换器CONV2、以及第一开关SW1、第二开关SW2，按点灯周期T1交替反复第一状态φ1和第二状态φ2。

图8的(a)、(b)是表示放电灯点灯电路100的DC期间φ_DC后的动作状态的时序图。图8的(a)、(b)的纵轴和横轴为理解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。图8的(a)、(b)分别表示提升(runup)过程和稳态点灯时的波形。

4.提升(runup)

随着电弧放电的成长，放电灯4的光输出也提升。光输出的提升是由规格所定的，为能得到符合规格的光输出(功率)，控制电路10监视第一输出电压Vo1、第二输出电压Vo2、灯电流IL，并通过反馈来调节第一开关元件M1、第二开关元件M2的导通截止的占空比。放电灯点灯电路100在提升期间使放电灯4的光输出急速提升，所以会暂时供给高于额定功率的过功率，之后使灯电压稳定在45V，使灯电流IL稳定在0.8A，接近额定功率(35W)(图8的(a))。

5.稳态点灯

经过提升过程，放电灯4的光输出稳定后，提供给放电灯4的功率被稳定在额定值35W(图8的(b))。图8的(a)、(b)中所示的驱动电压VL和灯电流IL的波形为便于观看而简化了，实际上具有250Hz～750Hz的频率。

以上是第一实施方式的放电灯点灯电路100的动作。该放电灯点灯电路100与以往的放电灯点灯电路相比具有以下优点。

(1)通过第一实施方式的放电灯点灯电路100，在第一状态φ1和第二状态φ2发生切换时，DC/DC转换器的开关元件的导通期间被延长切换后辅助期间PT1的量。由此，DC/DC转换器的输出功率上升，能生成更高的再点弧补偿电压。因此，能够更加顺利地切换灯电流IL的极性，并能降低极性切换时放电灯4灭灯的可能性。

(2)为有效利用有限的空间，一致致力于缩小用于使车载用放电灯点灯的放电灯点灯电路。若要使放电灯点灯电路100更加小型化，就不得不缩小起动电路20的起动变压器22。于是起动变压器22的次级绕组26也变小，其电感L也变小。

但再点弧补偿电压是由DC/DC转换器的输出电容器的电容C、起动变压器22的次级绕组26的电感L、以及第一状态φ1和第二状态φ2发生切换前的灯电流IL决定的。次级绕组26的电感L和灯电流IL越高、输出电容器的电容C越小，再点弧补偿电压就越高。

因此，若使放电灯点灯电路100小型化，则电感L会变小，从而再点弧补偿电压也可能会下降。但在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，通过设置切换后辅助期间PT1来辅助灯电流IL的极性切换，能够对抗那样的电感L的下降。这就使得放电灯点灯电路100的进一步小型化成为可能。

(3)此外，在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，切换后辅助期间PT1被设定成灯电流IL越小，该期间PT1就越长。因此，在灯电流IL较小时能够通过设置更长的切换后辅助期间PT1来提高变低的再点弧补偿电压。因此，在灯电流IL较小时也能更顺利地切换灯电流IL的极性。

(4)此外，由于在切换后辅助期间PT1内使DC/DC转换器的输出功率比通常时候增加，所以放电灯点灯电路100整体的功率损耗也会多出这部分量。进而对控制电路10的驱动功率PL的控制也可能产生不好的影响。因此，在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，设定成当灯电流IL较大时，缩短切换后辅助期间PT1。因此，能够在灯电流IL较大、能短时间内得到所需要的再点弧补偿电压时，缩短切换后辅助期间PT1。因而能降低多余的功率损耗，能实现稳定的控制。

(5)另外，切换后辅助期间PT1的长度T2被设定有比点灯周期T1的十分之一还要小的上限值T_MAX。因此，也能够降低功率的损耗，实现稳定的控制。

(6)根据本发明人的逻辑分析和实验，发现多是在从第一状态φ1和第二状态φ2发生切换起经过谐振周期的约1/4后，灯电流IL通过零点。为防止放电灯4灭灯，只要在灯电流IL通过零点的附近已生成再点弧补偿电压即可。在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，由于上限值T_MAX被设定成谐振周期，所以即使考虑到放电灯点灯电路100制造时的参差，也能在切换后辅助期间PT1内保证灯电流IL通过零点，并且防止切换后辅助期间PT1不必要地变长。

(7)另外，如图4所示，在切换后辅助期间PT1的起始、即反转信号S_INV的边沿时，周期信号S_OSC回到初始状态。这也可以说是使周期信号S_OSC和反转信号S_INV相同步。由此，在切换后辅助期间PT1内发生的再点弧补偿电压难以被周期信号S_OSC的相位所左右，从而能实现更稳定的极性切换的特性。

在第一实施方式中，说明了放电灯点灯电路100是具有第一DC/DC转换器CONV1和第二DC/DC转换器CONV2的所谓双转换器型的放电灯点灯电路的情况，但不限于此。例如放电灯点灯电路也可以是用H桥电路对第一DC/DC转换器CONV1所提供的第一输出电压Vo1进行交流变换后施加给放电灯4的所谓单转换器型的放电灯点灯电路。在该单转换器型的放电灯点灯电路中，第一DC/DC转换器CONV1和H桥电路形成驱动电压生成部。该单转换器型的放电灯点灯电路具有与第一实施方式的放电灯点灯电路100的控制电路10一样的控制电路，该控制电路进行控制，使得在从设定H桥电路以切换驱动电压的极性起、至经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加第一DC/DC转换器CONV1提供给放电灯的驱动功率，使之比预定的目标功率高。此时也能得到与第一实施方式中所说明的效果相同的效果。

另外，在单转换器型的放电灯点灯电路中，在极性切换时DC/DC转换器的输出电容器也一直被充电。因此，再点弧补偿电压是以在该已充电的电压上再增加一个电压的形式而生成的。但在第一实施方式所说明的双转换器型的放电灯点灯电路100中，例如在从第一状态φ1切换到第二状态φ2之前第二开关SW2是被导通的，所以第二DC/DC转换器CONV2的第二输出电容器Co2没有被充电。在从第一状态φ1切换到第二状态φ2之后，从该没有被充电的状态起开始充电再点弧补偿电压。因此，与单转换器型的放电灯点灯电路相比，极性切换时的灭灯问题会更加显著。因此如第一实施方式那样设置使DC/DC转换器的输出功率暂时增大的切换后辅助期间PT1来顺利进行灯电流IL的极性切换的技术，在双转换器型的放电灯点灯电路中更加有用。

(第二实施方式)

在第一实施方式的放电灯点灯电路100中，是在切换第一状态φ1和第二状态φ2后设置用于防止放电灯4灭灯的切换后辅助期间PT1的。在第二实施方式的放电灯点灯电路200中，在切换第一状态φ1和第二状态φ2前设置预定的切换前辅助期间PT2。在该切换前辅助期间PT2内，处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器被充电。由此，再点弧补偿电压提高，放电灯4灭灯的可能性被降低。

图9是表示第二实施方式的放电灯点灯电路200及其所连接的部件的结构的电路图。放电灯点灯电路200包括第一DC/DC转换器CONV1、第二DC/DC转换器CONV2、控制电路210、起动电路20、第一开关SW1、第二开关SW2、第一电阻R1、输入电容器C1、再生变压器(回生トランス、Regenerative transfomer)212、第一开关二极管D4、第二开关二极管D5、第一耐压保护电容器C4、第二耐压保护电容器C5。下面主要说明与第一实施方式不同的部分。

再生变压器212在被设定为活动状态的DC/DC转换器发生切换时，将该切换前处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中所被充电的电力再生到切换后处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中。

再生变压器212的一个绕组L3被设置在第一开关SW1与第一输出电容器Co1的高电压侧(第一输出电压Vo1侧)的端子之间。再生变压器212的另一个绕组L4也是一样，被设置在第二开关SW2与第二输出电容器Co2的高电压侧(第二输出电压Vo2侧)的端子之间。

考虑从第一状态φ1切换到第二状态φ2的情况。第一开关SW1成为导通后，从已被充电了的第一输出电容器Co1通过再生变压器212的一个绕组L3向接地流过再生电流(未图示)。于是再生变压器212的另一个绕组L4中产生对第二输出电容器Co2充电的方向的感应电压，第二输出电容器Co2被充电。此时，第二开关SW2是截止的，但用于充电第二输出电容器Co2的电流是通过第二开关二极管D5从接地供给的。

从第二状态φ2切换到第一状态φ1的情况也是一样。

第一开关二极管D4和第一耐压保护电容器C4与第一开关SW1相并联。第一开关二极管D4的阴极与一个绕组L3相连接。第一耐压保护电容器C4是为防止在从第二输出电容器Co2向第一输出电容器Co1再生电力时，第一开关SW1被施加超过其耐压限度的电压而设的。

第二开关二极管D5和第二耐压保护电容器C5与第二开关SW2相并联而设。第二开关二极管D5的阴极与另一个绕组L4相连接。第二耐压保护电容器C5是为防止在从第一输出电容器Co1向第二输出电容器Co2再生电力时，第二开关SW2被施加超过其耐压限度的电压而设的。

此外，优选第一开关二极管D4和第二开关二极管D5是反向恢复时间较短的高速二极管。因为这样能提高再生效果。

控制电路210分别将第一控制脉冲信号S1、第二控制脉冲信号S2、第一控制信号S3、第二控制信号S4输出给第一开关元件M1、第二开关元件M2、第一开关SW1、第二开关SW2。控制电路210进行控制，使得按点灯频率f1反复交替第一状态φ1和第二状态φ2。

控制电路210基于放电灯4的电状态，通过反馈调节第一控制脉冲信号S1和第二控制脉冲信号S2的高电平与低电平的占空比。

控制电路210在切换被设定为活动状态的DC/DC转换器前的切换前辅助期间PT2内，在处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器被充电到预定的充电电压之前使第一开关SW1和第二开关SW2两者都截止。充电电压是为得到足以防止放电灯4灭灯的再点弧补偿电压所需要的电压，通过实验而定。例如设定充电电压使得在切换第一状态φ1和第二状态φ2后灯电流IL交叉过零点时的、活动状态的DC/DC转换器的输出电压为约100V。

另外，若从切换前辅助期间PT2的长度的角度来说，则是切换前辅助期间PT2的长度被设定成使得处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器能被充电到为得到足以防止放电灯4灭灯的再点弧补偿电压所需要的电压的长度。

在切换前辅助期间PT2内，处于活动状态的DC/DC转换器的开关元件的导通期间被延长，使得比切换前辅助期间PT2之前的该导通期间要长。由此，该处于活动状态的DC/DC转换器的输出功率上升，对处于非活动状态的DC/DC转换器的电容器的充电速度提升，能生成更高的再点弧补偿电压。

控制电路210进行控制，使得在从放电灯4发生击穿起至稳态点灯的过程中，渐渐加长切换前辅助期间PT2。详细情况在后面叙述。

以上是放电灯点灯电路200的结构。接下来按照顺序说明其动作。图10是表示图9的放电灯点灯电路200中的波形的时序图。图10的纵轴和横轴为理解方便而适当放大、缩小了，并且其所示的各波形也为理解方便而简化了。图10中从上至下依次表示了反转信号S_INV、第一控制脉冲信号S1、第二控制脉冲信号S2、第一控制信号S3、第二控制信号S4。

在时刻t1，切换前辅助期间PT2a开始。该切换前辅助期间PT2a中的第一控制脉冲信号S1的脉冲宽度(第一开关元件M1的导通期间)比这之前的脉冲宽度要长。另外，第二控制信号S4从高电平变为低电平，第二开关SW2截止。由此，第一DC/DC转换器CONV1以更大的输出功率将第二输出电容器Co2充电到充电电压。

在时刻t2，切换前辅助期间PT2a结束，反转信号S_INV从高电平切换为低电平。第一控制脉冲信号S1被固定在低电平，第二控制脉冲信号S2为被脉冲宽度调制了的信号。第一控制信号S3从低电平变为高电平，第一开关SW1导通。

在时刻t2以后，灯电流IL改变其极性时，第二输出电容器Co2中产生再点弧补偿电压，即在切换前辅助期间PT2a内由第一DC/DC转换器CONV1充电的充电电压与从第一输出电容器Co1经由再生变压器212再生来的电力所产生的再生电压的和。

在时刻t3，切换前辅助期间PT2b开始。该切换前辅助期间PT2b中的第二控制脉冲信号S2的脉冲宽度(第二开关元件M2的导通期间)比这之前的脉冲宽度要长。另外，第一控制信号S3从高电平变为低电平，第一开关SW1截止。由此，第二DC/DC转换器CONV2以更大的输出功率将第一输出电容器Co1充电到充电电压。

在时刻t4，切换前辅助期间PT2b结束，反转信号S_INV从低电平切换为高电平。第二控制脉冲信号S2被固定在低电平，第一控制脉冲信号S1为被脉冲宽度调制了的信号。第二控制信号S4从低电平变为高电平，第二开关SW2导通。

在时刻t4以后，灯电流IL改变其极性时，第一输出电容器Co1中产生再点弧补偿电压，即在切换前辅助期间PT2b内由第二DC/DC转换器CONV2充电的充电电压与从第二输出电容器Co2经由再生变压器212再生来的电力所产生的再生电压的和。

以上是第二实施方式的放电灯点灯电路200的动作。该放电灯点灯电路200与以往的放电灯点灯电路相比具有以下优点。

(8)通过第二实施方式的放电灯点灯电路200，在切换第一状态φ1和第二状态φ2之前设置切换前辅助期间PT2。在切换前辅助期间PT2内第一开关SW1和第二开关SW2两者都截止。因此，在切换第一状态φ1和第二状态φ2前，能够对处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器充电。由此，在灯电流IL的极性发生切换时，能使再点弧补偿电压增加这部分所充电的电压量。其结果，能更顺利地切换灯电流IL的极性，能降低极性切换时放电灯4灭灯的可能性。

(9)另外，通过再生变压器212在第一输出电容器Co1和第二输出电容器Co2间再生电力。因此，能提高放电灯点灯电路200整体的电效率，还能使再点弧补偿电压增加这部分所再生的电力。

此外，在切换前辅助期间PT2内，处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器也被再充电。因此，通过再生变压器212所再生的电力是在切换前辅助期间PT2前积蓄的电力上再增加切换前辅助期间PT2内所被充电的电力。由此，能够更加高效地提高再点弧补偿电压。该效果是通过在设置再生变压器212的基础上再设置第一开关SW1和第二开关SW2两者都截止的期间而产生的相乘效果。

(10)另外，由于在输出电容器的放电路径上设置再生变压器212，所以能够限制第一开关SW1和第二开关SW2中所流过的电流。

对于切换前辅助期间PT2的长度，本发明人进行了如下实验和研究。

图11的(a)～(c)是表示将切换前辅助期间PT2的长度分别设定为0μs、10μs、25μs时的灯电流IL的极性切换的情况的图表。在图11的(a)～(c)中，横轴表示时间，纵轴表示灯电流IL和第二输出电压Vo2的大小。图11的(a)～(c)表示在时刻t1从第一状态φ1切换到第二状态φ2时的波形。

图11的(a)～(c)的图表是基于本发明人的实测值而得出的。实验中所使用的元件中的主要元件的参数如下。

Co1＝Co2＝0.22μF

次级绕组26的电感＝1mH

再生变压器212的互感＝40μH

图11的(a)表示将切换前辅助期间PT2的长度设定为0μs时的灯电流IL的极性切换的情况。如该图表所示，在极性切换时，存在灯电流IL于0A附近变成定值的期间，很难说极性的切换能顺利进行。

图11的(b)表示将切换前辅助期间PT2的长度设定为10μs时的灯电流IL的极性切换的情况。灯电流IL于0A附近变成定值的期间几乎已消失，但灯电流IL在0A附近较紊乱，仍很难说极性的切换能顺利进行。

图11的(c)表示将切换前辅助期间PT2的长度设定为25μs时的灯电流IL的极性切换的情况。此时，灯电流IL顺利交叉过零点，较为理想。特别是灯电流IL＝0A时，第二输出电压Vo2变成100V左右。从这些实验结果本发明人看出，将稳态点灯时的切换前辅助期间PT2的长度设定为25μs以上是合适的。

另外，若过分加长切换前辅助期间PT2，则处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器会被不必要地过分充电，这在元件的耐压方面是不利的。

若一直在切换第一状态φ1和第二状态φ2前设定切换前辅助期间PT2，则控制电路210的控制会变得更简单。但若在例如提升期间设置切换前辅助期间PT2，则该提升期间内输出功率有时会暂时升高，有可能产生超出第一开关SW1或第二开关SW2的耐压的再点弧补偿电压。因此，有时一直在切换第一状态φ1和第二状态φ2前设置切换前辅助期间PT2并非最佳方案。换言之，可以说没有必要一直设置切换前辅助期间PT2。

基于相关考察，放电灯点灯电路200的控制电路210进行控制，使得在放电灯4发生击穿起至稳态点灯的过程中渐渐增长切换前辅助期间PT2。更具体来说，先通过实验确定极性切换时出现灯电流IL于0A附近变成定值的期间的灯电流IL的值。基于该灯电流IL的值，设定比它大的阈值电流。在灯电流IL大于阈值电流时不设置切换前辅助期间PT2，在小于阈值电流时设定切换前辅助期间PT2，并且阈值电流与灯电流IL的差越大，就使之越长。

图12的(a)～(c)是表示在灯电流IL分别为1.5A、0.7A、0.5A时，灯电流IL的极性切换的情况的图表。在图12的(a)～(c)中，横轴表示时间，纵轴表示灯电流IL和第二输出电压Vo2的大小。图12的(a)～(c)表示在时刻t1从第一状态φ1切换到第二状态φ2时的波形。

图12的(a)～(c)的图表是基于本发明人的实测值而得出的。实验中所使用的元件中的主要元件的参数同图11的(a)～(c)中的是一样的。在极性切换时出现灯电流IL于0A附近变成定值的期间的灯电流IL的值通过实验被确定为0.7A。阈值电流被设定为比它大的1A。

如图12的(a)～(c)的图表所示，灯电流IL取哪个值，极性切换时灯电流IL都会顺利地交叉过零点，因而是较为理想的。

以上基于实施方式说明了本发明。本领域技术人员能够理解这些实施方式仅是例示，可以对其各构成要素、各处理过程的组合进行各种变形，并且这些变形例也都包含在本发明的范围内。

在第一实施方式中，说明了通过在PWM比较器50的成为阈值的电压上增加偏置电压V_off，而在切换后辅助期间PT1内增加第一开关元件M1或第二开关元件M2的导通期间的情况，但不限于此。例如也可以通过调节锯齿状的周期信号S_OSC的斜坡的斜度来延长PWM信号S_PWM为高电平的期间。此外，也可以通过数字电路和软件来实现PWM信号生成部34的功能。

在第一实施方式中说明了锯齿波生成电路54生成锯齿状的周期信号S_OSC的情况，但不限于此。周期信号S_OSC也可以是具有PWM频率f2的三角波状的周期电压的信号。

在第一和第二实施方式中，说明了生成正的输出电压Vo1、Vo2施加给放电灯4的情况(称为正极点灯)，但也可以生成负的输出电压Vo1、Vo2来驱动放电灯4(称为负极点灯)。此时，只要将图1和图9中的第一整流二极管D1、第二整流二极管D2、第一开关二极管D4、第二开关二极管D5的方向，第一变压器14、第二变压器16各自的次级绕组的极性，以及各变压器的次级绕组侧所连接的开关元件M1、M2的方向反转即可。

也可以对第一和第二实施方式的放电灯点灯电路的控制电路或其一部分使用微型计算机。

在第一实施方式中，说明了在双转换器型的放电灯点灯电路100中、在切换第一状态φ1和第二状态φ2后设置切换后辅助期间PT1的情况，在第二实施方式中，说明了在双转换器型的放电灯点灯电路200中，在切换第一状态φ1和第二状态φ2前设置切换前辅助期间PT2的情况，但不限于此。也可以是在双转换器型的放电灯点灯电路中，在切换第一状态φ1和第二状态φ2后设置切换后辅助期间PT1，并在切换第一状态φ1和第二状态φ2前设置切换前辅助期间PT2的结构。

在第一和第二实施方式中，以驱动车辆用放电灯的放电灯点灯电路为例进行了说明，但本发明的用途不限于此，可以广泛适用于具有交替地对放电灯供给电力的两个转换器的放电灯点灯电路。

在第一和第二实施方式所说明的电路中，信号的高电平、低电平的逻辑值的设定仅是一例，可以通过反相器等适当反转而自由变更。

基于实施方式用特定的语句说明了本发明，但实施方式仅用于表示本发明的原理、应用，在不脱离权利要求书所规定的本发明的思想的范围内，可以对实施方式进行很多变形及配置的变更。

Claims (9)

1.一种放电灯点灯电路，其特征在于，包括：

驱动电压生成部，对驱动对象放电灯提供交流的驱动电压；和

控制部，进行控制使得在从设定上述驱动电压生成部以切换上述驱动电压的极性起、至经过预定的切换后辅助期间的期间内，增加上述驱动电压生成部提供给上述放电灯的驱动功率，使之高于预定的目标功率。

2.如权利要求1所述的放电灯点灯电路，其特征在于：

在设定上述驱动电压生成部以切换上述驱动电压的极性之前流过上述放电灯的驱动电流越大，上述控制部就将上述切换后辅助期间的长度设定得越短。

3.如权利要求1所述的放电灯点灯电路，其特征在于：

上述驱动电压生成部包括生成用于提供给上述放电灯的输出电压的DC/DC转换器；

上述控制部按照上述切换后辅助期间的开始而开始上述DC/DC转换器的开关元件的导通期间。

4.如权利要求1所述的放电灯点灯电路，其特征在于：

上述切换后辅助期间的长度被设定有预定的上限值。

5.一种放电灯点灯电路，其特征在于，包括：

第一DC/DC转换器，在活动状态下对驱动对象放电灯的一端供给第一驱动电压；

第二DC/DC转换器，在活动状态下对上述放电灯的另一端供给第二驱动电压；

第一开关，设置在上述放电灯的上述一端侧，在导通状态下使上述放电灯的上述一端与固定电压端子间电导通；

第二开关，设置在上述放电灯的上述另一端侧，在导通状态下使上述放电灯的上述另一端与上述固定电压端子间电导通；以及

控制部，交替地将上述第一、第二DC/DC转换器设定为活动状态，在切换被设定为活动状态的DC/DC转换器前的预定的切换前辅助期间内，在处于非活动状态的DC/DC转换器的输出电容器被充电到预定的电压之前使上述第一开关和上述第二开关截止。

6.如权利要求5所述的放电灯点灯电路，其特征在于：

在上述切换前辅助期间内，处于活动状态的DC/DC转换器的开关元件的导通期间被延长，使之长于上述切换前辅助期间之前的该导通期间。

7.如权利要求5所述的放电灯点灯电路，其特征在于：

上述控制部在上述驱动电流大于预定的阈值电流时不设置上述切换前辅助期间，而在其小于预定的阈值电流时设定上述切换前辅助期间，并且上述阈值电流与上述驱动电流的差越大，就越长地设定该切换前辅助期间。

8.如权利要求5所述的放电灯点灯电路，其特征在于，

还包括再生装置，在被设定为活动状态的DC/DC转换器切换时，将该切换前处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中所充电的电力再生到切换后处于活动状态的DC/DC转换器的输出电容器中。

9.如权利要求8所述的放电灯点灯电路，其特征在于：

上述再生装置被设置在DC/DC转换器的输出电容器的放电路径上。

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