CN101807856A - Dc-dc转换器以及开关控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种DC-DC转换器以及开关控制电路，在开关·调节器方式的DC-DC转换器中能够实现高速响应负载。一种电源控制用半导体集成电路(20)，其具有生成使电流流过电压变换用的电感器的驱动用开关元件(M1)的驱动信号的开关控制电路，所述开关控制电路具有判别输出电压比预定电位高还是低的电压比较电路(21)，根据所述电压比较电路的输出和预定的频率的时钟信号确定所述驱动用开关元件的导通定时和截止时间的定时确定单元(23)；以及根据该定时确定单元的输出生成所述驱动用开关元件的截止、导通驱动信号的驱动控制电路(24)。

Description

DC-DC转换器以及开关控制电路
技术领域
本发明涉及对直流电压进行转换的开关·调节器(regulator)方式的DC-DC转换器(converter)及其开关控制电路，特别涉及应用于DC-DC转换器中的负载响应特性的提高的有效技术。
背景技术
近年来，CPU等半导体集成电路(IC)的低电压化、大电流化不断发展，负载电流的变动也随之变得频繁。因此，作为向使用这样的IC的系统供给直流电源电压的DC-DC转换器的特性，开始要求高速负载响应。另外，作为向使用了IC的系统供给直流电源电压的电源装置，很多情况下使用开关·调节器方式的DC-DC转换器。
以往，作为开关·调节器方式方式的DC-DC转换器，如图4所示，有如下的DC-DC转换器，该DC-DC转换器具有：驱动用开关元件M1，其将直流电源电压Vin附加到电感器(inductor)(线圈)L1上使电流流过，从而使线圈蓄积能量；整流用开关元件M2，其在上述驱动用开关元件断开的能量释放期间对线圈的电流进行整流；以及开关控制电路20，其生成使驱动用开关元件和整流用开关元件互补地接通、断开的驱动脉冲。开关控制电路20具有以下等部件：误差放大器25，其对来自输出侧的反馈电压VFB和参照电压Vref1进行比较，并输出与电位差相应的电压；PWM比较器27，其将上述误差放大器25的输出与在波形生成电路26中生成的三角波等波形信号进行比较，并生成控制脉冲；以及驱动控制电路24，其接收上述比较器的输出并生成开关元件的驱动脉冲。开关控制电路20以PWM控制方式来控制输出电压。
另外，作为与通过PWM控制方式控制输出电压的开关电源装置有关的发明，例如有记载在专利文献1中的发明。
专利文献1：JP特开2002-044938号公报
如图4所示的PWM控制方式的DC-DC转换器为了防止反馈环路(feedback loop)引起的振荡，大多将相位补偿用的电容Cf连接在误差放大器25上，在该情况下，误差放大器作为一种积分电路而起作用。因此，对负载变动的响应变慢。另外，为了使控制系统的动作稳定，需要将误差放大器的频率特性设定在输出侧的由L和C构成的LC电路的截止频率以下，是难以实现高速负载响应的电路形式。
另外，近年来，还提供了响应特性比PWM控制方式等电压控制方式的DC-DC转换器优秀的电流控制方式(current mode)的DC-DC转换器。电流控制方式与电压控制方式相比相位补偿的方法不同，因此，与电压控制方式的情况相比能够提高误差放大器的频率特性，因此能够加快负载响应。但是，即使是电流控制方式，只要是与电压控制方式一样使用误差放大器，在环路上就会存在积分电路，高速负载响应存在极限。另外，除了电压控制环路之外，电流控制方式具有电流控制环路，因此存在电路变得复杂的问题。
因此，本发明的发明人对波动(ripple)检测控制方式的DC-DC转换器进行了研究，如图5所示，该波动检测控制方式的DC-DC转换器中，利用比较器21对将输出电压Vout通过电阻R1、R2进行分压而得到的电压VFB与参照电压Vref进行比较，并生成驱动脉冲。其结果为，该控制方式可以不使用作为积分电路工作的误差放大器，因此负载变动的响应性优秀，并且还具有电路结构简单的优点，但是由于开关频率由电路的延迟来确定，因此，开关频率会随着负载电流的变动而变动。所以可知存在以下问题：当开关频率下降到声音频带时，会产生声音噪声，另一方面，当开关频率上升到高频区域时，成为一般模式噪声(common mode noise)的产生原因，会给同一基板内的其他电路带来不良影响。
本发明是着眼于上述问题而完成的，其目的在于在开关·调节器方式方式的DC-DC转换器中实现高速负载响应并且降低声音频带和高频区域的噪声。
本发明的目的在于提供一种能够提高高速负载响应并且能够降低声音频带和高频区域的噪声的DC-DC转换器及其开关控制电路。
发明内容
为了达成上述目的，本发明提供一种开关控制电路，其具有电压比较电路，该电压比较电路用于判别输出电压比预定电位高的第一状态和所述输出电压比所述预定电位低的第二状态，该开关控制电路进行如下控制：在所述第二状态时，使所述开关元件导通，将电流供给到电压变换用的电感器，在所述第一状态时，使所述开关元件截止，不向所述电感器供给电流，所述开关控制电路的特征在于，具有：定时确定单元，其即使在所述第一状态下也根据预定频率的时钟信号来确定用于使开关元件进行导通动作的导通定时；以及驱动控制电路，其根据该定时确定单元的输出来生成所述驱动用开关元件的导通、截止驱动信号。
通过上述手段，在利用电压比较电路检测输出电压的波动的同时对驱动用开关元件进行控制以使输出电压恒定，因此能够实现高速负载响应，并且，能够以时钟信号的频率控制驱动用开关元件，因此，避免了开关频率因负载变动而变动，能够降低声音频带和高频区域的噪声。
这里，优选的是：所述定时确定单元根据所述电压比较电路的输出来确定所述驱动用开关元件的截止定时，并根据所述时钟信号来确定所述驱动用开关元件的导通定时。由此，能够容易地构建开关频率由时钟信号的频率确定的控制环路。
另外，优选的是：所述定时确定单元由触发器电路构成，所述电压比较电路的输出被输入到该触发器电路的复位端子或者置位端子，所述时钟信号被输入到所述触发器电路的置位端子或者复位端子。由此，可过简单的电路实现能够确定驱动用开关元件的导通定时和截止定时的电路，设计变得容易。
这里，优选的是：所述时钟信号是脉冲信号，在有为信号从所述电压比较电路输入到所述触发器的复位端子时，所述触发器成为复位状态，并使所述开关元件截止，在无为信号从所述电压比较电路输入到所述触发器的所述复位端子时，在所述时钟信号输入到所述触发器的置位端子时，所述触发器成为置位状态，并使所述开关元件导通。由此，在负载小的情况下驱动用开关元件连续地成为导通状态，能够避免开关频率降低。
此外，优选的是：所述开关控制电路还具有：振荡电路，其生成预定频率的振荡信号；以及时钟生成电路，其对通过该振荡电路生成的振荡信号进行波形整形来生成脉冲信号，并且将该脉冲信号作为所述时钟信号输出。由此，在开关控制电路作为半导体集成电路而构成的情况下，不需要相对于开关控制电路另行设置振荡电路和时钟生成电路，能够实现系统的小型化。
根据本发明，在开关·调节器方式方式的DC-DC转换器中，能够提高高速负载响应，并且能够降低声音频带和高频区域的噪声。
附图说明
图1是表示应用了本发明的同步整流型DC-DC转换器的一个实施方式的电路构成图。
图2是表示实施方式的DC-DC转换器中的各部的信号、电位的变化的时序图。
图3是表示图1中的DC-DC转换器的变形例的电路构成图。
图4是表示现有的同步整流型DC-DC转换器的概略结构的电路构成图。
图5是表示先于本发明研究出来的波动检测控制方式的DC-DC转换器的构成的电路构成图。
标号说明
20开关控制电路
21比较器
22时钟生成电路
23触发器(flip-flop)
24驱动控制电路
FB反馈端子
R1、R2分压电阻
L1线圈(电感器)
C1平滑用电容器
M1驱动用开关晶体管(驱动用开关元件)
M2同步整流用开关晶体管(整流用开关元件)
具体实施方式
下面，根据附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1表示使用了本发明的开关·调节器方式方式的DC-DC转换器的一个实施方式。
该实施方式的DC-DC转换器包括：作为电感器的线圈L1；由P沟道MOSFET(绝缘栅场效应晶体管)构成的驱动用开关晶体管M1，该P沟道MOSFET连接在被施加直流输入电压Vin的电压输入端子IN与上述线圈L1的一个端子之间，用于使驱动电流流入线圈L1；以及由N沟道MOSFET构成的整流用开关晶体管M1，该N沟道MOSFET连接在线圈L1的一个端子与接地点之间。
另外，DC-DC转换器具有：对上述开关晶体管M1、M2进行导通(ON)、截止(OFF)驱动的开关控制电路20；以及连接在上述线圈L1的另一端子(输出端子OUT)与接地点之间的平滑用电容器C1。
虽然没有特别限定，但是在本实施方式中，构成DC-DC转换器的元件中的开关控制电路20形成在半导体芯片上，从而作为半导体集成电路(电源控制用IC)而构成，线圈L1、电容器C1以及作为开关元件的晶体管M1、M2作为外挂元件连接在设置于该IC的外部端子上。
在该实施方式的DC-DC转换器中，使晶体管M1和M2互补地导通、截止的驱动脉冲GP1、GP2由开关控制电路20生成，在稳态下，当驱动用晶体管M1导通时，对线圈L1附加直流输出电压Vin，从而流过朝向输出端子OUT的电流，从而平滑用电容器C1被充电。另外，当驱动用晶体管M1截止时，代之以使整流用晶体管M2导通，电流通过该导通的整流用晶体管M2流向线圈L1。
开关控制电路20具备：电阻R1、R2，它们串联连接在端子FB与接地点之间，并以电阻比对输出电压Vout进行分压，来自输出端子OUT的电压被反馈到上述端子FB；作为电压比较电路的比较器21，其以通过上述电阻分压得到的电压VFB和参照电压Vref为输入；时钟生成电路22，其内置振荡电路，并以预定的频率生成脉冲宽度比较窄的时钟脉冲CLK；RS触发器(flip-flop)23，通过上述时钟生成电路22生成的时钟脉冲(以下简称为时钟)被输入到该RS触发器23的置位(set)端子，上述比较器21的输出被输入到该RS触发器23的复位(reset)端子；以及驱动控制电路24，其接收上述触发器23的输出，然后生成并输出上述开关晶体管M1、M2的栅极驱动信号GP1、GP2。
另外，驱动控制电路24优选构成为生成并输出所谓的具有死时间(deadtime)的栅极驱动信号GP1、GP2，以防止开关晶体管M1和M2同时变成导通状态而有贯穿电流流过。另外，本实施方式中的上述比较器21优选使用具有滞后(hysteresis)特性的比较器。由此，能够防止比较器21的输出因飞入反馈电压VFB的噪声而错误地变化。
接下来使用图2的时序图对上述开关控制电路20的动作进行说明。另外，在图2中，用Vref′来表示的是电阻R1和R2之间的连接节点N1的电位与参照电压Vref一致时的输出电压Vout的电位。
在图1中的DC-DC转换器中，在输出电压Vout比与参照电压Vref对应的Vref′低的期间(图2中的T1的期间)，如图2(B)所示，比较器21的输出为低电平(无为信号)。此间，触发器23的输出Q成为高电平，驱动控制电路24输出使驱动用开关晶体管M1导通、使整流用开关晶体管M2截止的栅极驱动信号GP1、GP2。
因此，如图2(A)所示，在图2的T1期间内，输出电压Vout逐渐变高，节点N1的电位相应地变高。之后，当输出电压Vout高于Vref′时，比较器21的输出从低电平变为高电平(有为信号)，触发器23被复位，其输出Q变成低电平(图2中的定时t1)。这时，驱动控制电路24输出使驱动用开关晶体管M1截止、使整流用开关晶体管M2导通的栅极驱动信号GP1、GP2。由此，输出电压Vout开始下降，比较器21的输出变为低电平，但是触发器23的输出Q维持低电平。
另外，由于周期固定的时钟CLK被输入到触发器23的置位端子，因此在时钟CLK输入的时刻(图2中的定时t2)，触发器23被置位，其输出Q成为高电平。这时，驱动控制电路24再次生成使驱动用开关晶体管M1导通、使整流用开关晶体管M2截止的栅极驱动信号GP1、GP2。由此，注入到线圈L1中的电流比流过未图示的负载的电流要多，输出电压Vout再次上升。
然后，当输出电压Vout高于Vref′时，比较器21的输出从低电平变为高电平，触发器23被复位，其输出Q变成低电平，晶体管M1截止(图2中的定时t3)。通过反复进行上述动作，输出电压Vout保持大致恒定。从上述说明可知，在本实施方式的DC-DC转换器中，时钟CLK发挥提供驱动用开关晶体管M1的导通定时的作用，比较器21的输出发挥提供驱动用开关晶体管M1的截止定时的作用。
在不具有时钟生成电路22和触发器23的图5所示的波动检测控制方式的DC-DC转换器中，开关频率根据负载的大小在数kHz到数MHz之间变动，因此，可能在声音频带和高频区域产生噪声，而在本实施方式的DC-DC转换器中，开关频率为由时钟生成电路22生成的时钟CLK的频率确定的固定值，因此，具有不可能在声音频带和高频区域产生噪声的优点。
另外，与图5的DC-DC转换器相比，针对大电流的负载输出电压的变动少，因此，能够实现低电压化，能够降低耗电，并且，由于开关频率固定，因此能够在某种程度上的高频区域动作，因此，能够将线圈和电容器的值设定得小。其结果为，具有能够缩小DC-DC转换器的基板安装面积，还能够有助于小型化和薄型化的优点。此外，由于频率不会大幅度变动，因此，线圈和电容器的值的设定变得容易，并且是不容易引起异常振荡的电路形式，因此还具有电路和基板的设计变得容易的优点。
下面，对上述实施方式的DC-DC转换器的变形例使用图3进行说明。图3所示的变形例中，在连接有线圈L1的晶体管M1、M2的连接节点N0与输出分压用的电阻R1、R2的连接节点N1之间串联连接了逆变器(inverter)INV和电阻R3，使比较器21的输入电压与线圈连接节点N0的电位对应地偏移(shift)。其他结构与图1中的DC-DC转换器相同。
在该变形例的DC-DC转换器中，在驱动用开关晶体管M1导通、节点N0的电位升高时，逆变器INV的输出变成接地电位电平，经电阻R3降低节点N1的电位即比较器的输入。因此，表观上的输出电压降低、能够取得与提高参照电压Vref相同的结果。另一方面，在驱动用开关晶体管M1截止、节点N0的电位变低时，逆变器INV的输出变成电源电压电平，经电阻R3来提高节点N1的电位即比较器的输入。
因此，表观上的输出电压上升，能够获得与降低参照电压Vref相同的结果。通过上述动作，在该变形例的DC-DC转换器中，能够使比较器21具有判别值根据输出电压的变动即波动而变化的滞后。因此，具有能够防止下述情况的优点：输出电压Vout的变动作为噪声混入了电源电压，或噪声经存在于基板内部或布线之间的寄生电容飞入到比较器21的输入端子，比较器由于该噪声而进行误动作。另外，优选将电阻R3的值和构成逆变器INV的晶体管的常数设定成：使通过逆变器INV和电阻R3附加的滞后的大小比节点N1的因输出波动而产生的变动的幅度小。
上文中根据实施方式对本发明的发明人所作出的发明进行了具体说明，但是本发明并不限定于上述实施方式，例如，在上述实施方式中，作为触发器23使用了具有置位端子和复位端子的RS触发器，但是也可以是其他形式的触发器，也可以通过对驱动控制电路24的逻辑进行改进来使比较器21的输出输入到置位端子，使时钟CLK输入复位端子。
另外，在上述实施方式中对应用于同步整流型DC-DC转换器的情况进行了说明，但是本发明也可以代替图1和图3中的整流用晶体管M2，而应用于使用了二极管的二极管整流型DC-DC转换器。
此外，在上述实施方式中，作为驱动用开关晶体管M1和整流用开关晶体管M2，使用了与电源控制用IC分开形成的外挂元件，但是也可以使用与电源控制用IC形成在同一个半导体芯片上的芯片内(on-chip)的元件。而且，在上述实施方式中，示出了在芯片上形成对附加到反馈端子FB上的输出电压进行分压的电阻R1、R2的情况，但是分压电阻R1、R2也可以作为外挂元件在芯片外部将分压后的电压附加到反馈端子上。
另外，在上述实施方式中，示出了在芯片内内置有生成输入到触发器23的置位端子的时钟脉冲的电路的开关控制电路，但是也可以从芯片外部提供时钟脉冲或者成为其源的振荡信号。
在上文的说明中，对将本发明应用于降压型DC-DC转换器的例子进行了说明，但是本发明并不限定于此，还可以应用于升压型或者产生负电压的反转型的DC-DC转换器等。

Claims (6)

1.一种开关控制电路，其具有电压比较电路，该电压比较电路用于判别输出电压比预定电位高的第一状态和所述输出电压比所述预定电位低的第二状态，
该开关控制电路进行如下控制：在所述第二状态时，使所述开关元件导通，将电流供给到电压变换用的电感器，在所述第一状态时，使所述开关元件截止，不向所述电感器供给电流，
所述开关控制电路的特征在于，具有：
定时确定单元，其即使在所述第一状态下也根据预定频率的时钟信号来确定用于使开关元件进行导通动作的导通定时；以及
驱动控制电路，其根据该定时确定单元的输出来生成所述驱动用开关元件的导通、截止驱动信号。
2.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，
所述定时确定单元根据所述电压比较电路的输出来确定所述驱动用开关元件的截止定时，并根据所述时钟信号来确定所述驱动用开关元件的导通定时。
3.根据权利要求2所述的开关控制电路，其特征在于，
所述定时确定单元由触发器电路构成，所述电压比较电路的输出被输入到该触发器电路的复位端子或者置位端子，所述时钟信号被输入到所述触发器电路的置位端子或者复位端子。
4.根据权利要求3所述的开关控制电路，其特征在于，
所述时钟信号是脉冲信号，
在有为信号从所述电压比较电路输入到所述触发器的复位端子时，所述触发器成为复位状态，并使所述开关元件截止，
在无为信号从所述电压比较电路输入到所述触发器的所述复位端子时，在所述时钟信号输入到所述触发器的置位端子时，所述触发器成为置位状态，并使所述开关元件导通。
5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的开关控制电路，其特征在于，
所述开关控制电路还具有：
振荡电路，其生成预定频率的振荡信号；以及
时钟生成电路，其对通过该振荡电路生成的振荡信号进行波形整形来生成脉冲信号，并且将该脉冲信号作为所述时钟信号输出。
6.一种DC-DC转换器，其特征在于，具备：
电压变换用的电感器；
使电流流过该电感器的驱动用开关元件；
在该驱动用开关元件截止的期间内对线圈的电流进行整流的整流元件；
与输出端子连接的平滑用电容器；以及
生成所述驱动用开关元件的驱动信号的权利要求1至5中的任意一项所述的开关控制电路。
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