TW201308841A - 電源轉換器脈寬調變控制電路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本發明係一種電源轉換器脈寬調變控制電路及其控制方法，並該轉換器包含至少一上橋元件、一下橋元件，並該上、下橋元件、電性連接輸入電源，並該上、下橋元件經相節點連接，並相節點受由脈寬調變信號控制之驅動器動作以令上、下橋元件作開關切換動作，又該相節點連接輸出電感、輸出電容，並控制輸出電感電流對輸出電容充電產生輸出電壓，其中該脈寬調變控制電路包括虛擬電流漣波脈寬調整電路，並該虛擬電流漣波脈寬調變電路具積分及直流偏壓消除單元輸入前述相節點電壓信號及反應輸出電壓之信號，並產生位於直流參考電壓位準之虛擬電流漣波參數信號，又包括相位合成單元令該虛擬電流漣波參數信號與輸出電壓信號斜率向量合成脈寬調變參數信號，又包括雙軌參考電壓產生單元產生上、下直流參考電壓位準，並該脈寬調變參數信號與上、下直流參考電壓位準比較產生脈寬調變信號輸入前述驅動器。

Description

電源轉換器脈寬調變控制電路及其控制方法

    本發明係關於一種電源轉換器脈寬調變控制電路及其控制方法，尤指一種免閉迴路穩定補償調整的脈寬調變控制電路及其控制方法。

    電源轉換器對於一般電子設備而言，佔有舉足輕重之地位，係轉換電源以提供電子設備作動時所需電壓。而對於使用者而言，電子設備作動時間的持續力，往往成為購買電子設備時，主要考量因素之一，因此如何讓電子設備可以長時間處於作動狀態，成為目前電源轉換器的主要設計目標。

    目前電源轉換器之設計主要係以交換式電源轉換器(Switching Power Supplies)為主，交換式電源轉換器藉由判斷負載所需輸出功率、輸出電壓或輸出電流，利用脈衝寬度調變(PWM Pulse-width modulation)之手段，使得電源轉換器在輸出電能時，而較精準控制輸出至負載的電能，以供負載使用。因此交換式電源轉換器使用時較不易產生多餘的電能浪費，而得以節省電能的損耗。

    請參閱美國專利公告號US6433525之專利案，係Intersil公司所提出一種交換式電源轉換器，主要係利用偵測電感電流之電路來偵測電流的極性是否轉變，並搭配利用計數器來測量負載之電流狀態開始改變的時間，而選擇電能的輸出模式，因此當該交換式電源轉換器處於高電流負載狀態時，會選擇脈寬調變調節控制電路來控制輸出的電能；而在低電流負載狀態時，會選擇遲滯(漣漪)控制電路來控制輸出的電能；藉此來達成節省電能輸出之目的，以延長電子設備持續作動的時間。

    然，此種交換式電源轉換器之計數器在偵測負載之電流狀態變化，到選擇適合的電能輸出模式之間，會有一個時間落差，而造成交換式電源轉換器無法準確配合負載之電流狀態，來提供適合的電能，例如：當負載由高電流狀態轉變成低電流狀態時，會因為計數器作動時的時間誤差，導致該交流式電源轉換器仍舊使用遲滯(漣漪)調節控制電路來控制輸出的電能，造成輸出的電能無法配合負載所需，進而造成電能的損失。因此，此種利用計數器之交換式電源轉換器，對於輸出電能的調節效果較差，並且會產生多餘的電能損耗。

    再加上此種交換式電源轉換器之設計，脈寬調變控制電路為了得以穩定輸出電源至負載，必須對輸入負載的電源進行補償調整，而需搭配遲滯(漣漪)調節控制電路、或其他電路，無法僅使用單一控制電路來達成穩定控制輸出電壓之效果，而造成此種交換式電源轉換器之設計成本較高、體積較大，對於現在電子產品體積不斷縮小之趨勢下，此種電源轉換器之設計實有必須改善之必要。

    本發明之目的在提供一種可減小轉換器輸出側電感、電容特性影響脈寬調變控制信號，並可具精確控制及成本降低功效。

    本發明之轉換器包含至少一上橋元件、一下橋元件，並該上、下橋元件電性連接輸入電源，並該上、下橋元件經相節點連接，並相節點受由脈寬調變信號控制之驅動器動作以令上、下橋元件作開關切換動作，又該相節點連接輸出電感、輸出電容，並控制輸出電感電流對輸出電容充電產生輸出電壓，其中本發明之脈寛調變控制電路包括虛擬電流漣波脈寬調整電路，並該虛擬電流漣波脈寬調變電路具積分及直流偏壓消除單元輸入前述相節點電壓信號及反應輸出電壓之信號，並產生位於直流參考電壓位準之虛擬電流漣波參數信號，又包括相位合成單元令該虛擬電流漣波參數信號與輸出電壓信號斜率向量合成脈寬調變參數信號，又包括雙軌參考電壓產生單元產生上、下直流參考電壓位準，並該脈寬調變參數信號與上、下直流參考電壓位準比較產生脈寬調變信號輸入前述驅動器。

    本發明之虛擬漣波電流脈寬調變電路包括一直流參考電壓位準單元、一積分及直流偏壓消除單元、一相位合成單元、一雙軌參考電壓位準產生單元、一脈寬調變產生單元，其中直流參考電壓位準單元提供一參考直流電壓位準；又積分及直流偏壓消除單元輸入端連接前述相節點電壓信號，並連接參考電壓位準單元，並使相節點電壓信號之方波經積分及直流偏壓消除以形成位於直流參考位準之三角波，並該三角波斜率可反應相節點電壓信號變化，又相位合成單元係接收積分及直流偏壓消除單元輸出之積分波形電壓與轉換器輸出電壓作比例疊加產生合成之近似三角波電壓，並該電壓作為脈寬調變參數信號；又該雙軌參考電壓位準產生單元之輸入側連接直流參考電壓位準單元，並輸出至脈寬調變產生單元，又該雙軌參考電壓位準單元係產生對應參考電壓位準電壓正、負相同差值之雙軌上、下直流參考電壓，又該脈寬調變產生單元輸入側連接相位合成單元輸出端及雙軌參考電壓位準產生單元輸出端，並令由相位合成單元輸入之脈寬調變參數信號與雙軌參考電壓位準產生單元之上直流參考位準、下直流參考位準比較，並產生脈寬調變信號，並該脈寬調變信號輸入驅動器以控制上、下橋元件動作。

    本發明藉由該虛擬漣波電流脈寬調變電路來設計電源轉換器，完全不須要精密的控制輸出電感及濾波電容的元件特性阻抗與外加線路調整誤差放大器之頻率響應特性來達成高穩定度且容易使用之電源轉換器設計，即可使該電源轉換器不論處於高負載狀態，或者低負載狀態時，該虛擬漣波電流脈寬調變電路均可達到穩定電源輸出之目的，不僅得以降低電源轉換器之製作成本，亦可縮小電源供應器的體積，而解決先前技術的不足之處。

    本發明之免閉迴路穩定補償調整的脈寬調變控制方法，包括以下步驟：

a.取相節點之方波電壓信號，並設直流參考電壓位準，又該信號經積分及直流偏壓消除處理產生位於直流參考電壓位準之虛擬電流漣波參數信號；

b.將反應輸出電壓信號與虛擬電流漣波參數信號疊加合成具近似三角波之脈寬調變參數信號；

c.檢測脈寬調變參數信號並產生脈寬調變信號以控制上、下橋元件動作。

    其中前述c步驟之檢測方式係設對應直流參考電壓位準相同正、負電壓差值之上、下直流參考電壓位準，並該脈寬調變參數信號之上升、下降波分別位於上、下直流參考位準信號之位準時可產生脈寬調變信號。

    請參照圖一，係本發明之轉換器電路架構圖，本發明之轉換器包括一上橋元件Q1、一下橋元件Q2，並上、下橋元件Q1、Q2電性連接輸入電源VIN，並該上、下橋元件Q1、Q2經相節點A連接，相節點A受驅動器91動作以令上、下橋元件Q1、Q2作開關切換動作，而前述下橋元件Q2亦可為二極體(圖中未標示)，又該相節點A連接輸出電感92、輸出電容93，並控制輸出電感92電流對輸出電容93充電產生輸出電壓VOUT，而本實施例係取分壓電阻94、95之分壓電壓以偵測輸出電壓VOUT變化，又本發明具虛擬電流漣波脈寬調變電路1，並該虛擬電流漣波脈寬調變電路1輸入前述相節點A電壓信號及反應輸出電壓VOUT信號，並輸出至驅動器91以控制上、下橋元件Q1、Q2作開關動作。

    請一併參照圖一~圖四，本發明之虛擬漣波電流脈寬調變電路1包括一直流參考電壓位準單元2、一積分及直流偏壓消除單元3、一相位合成單元4、一雙軌參考電壓位準產生單元5、一脈寬調變產生單元6，其中直流參考電壓位準單元2提供一參考直流電壓位準VREF(參照圖四)，又積分及直流偏壓消除單元3輸入端連接相節點A電壓VSW信號，並連接參考電壓位準單元2，並具積分部分31、直流偏壓消除部分32。

    如圖三、四所示，該相節點A電壓信號之方波經積分及直流偏壓消除形成位於直流參考位準之三角波Vint，其波形如圖四所示，並該三角波斜率可反應相節點A電壓信號變化，而本實施例圖四所示Vint波形為反相型態，亦可為同相型態 。

    相位合成單元4係接收積分及直流偏壓消除單元3輸出之積分波形電壓與轉換器回授偵測輸出電壓VFB作比例疊加合成三角波電壓，其波形如圖四VEA，並該VEA電壓作為脈寬調變參數信號，而圖中VEA為Vint反相後形成對應VSW同相波形。

    雙軌參考電壓位準產生單元5輸入側連接直流參考電壓位準單元2，並輸出至脈寬調變產生單元6，又該雙軌參考電壓位準單元6產生如圖四對應參考電壓位準VREF電壓正、負相同差值之雙軌上、下直流參考位準VREF+、VREF-。

    脈寬調變產生單元6輸入側連接相位合成單元4輸出端及雙軌參考電壓位準產生單元5輸出端，並由相位合成單元4輸入之脈寬調變參數信號VEA與雙軌參考電壓位準產生單元5輸入之上直流參考位準VREF+、下直流參考位準VREF-比較，並產生脈寬調變信號，並該脈寬調變信號輸入驅動器91以控制上、下橋元件Q1、Q2動作。

    請參閱圖四，本發明轉換器輸出回授電壓為VFB，並該VFB電壓於T1時間降低時上橋元件Q1導通，並VSW之電壓升高，並使上、下橋元件Q1、Q2相節點A之VSW電壓為VIN電壓，又T2時間輸出電壓VOUT升高時下橋元件Q2導通，並VSW電壓即降低，並相節點A電壓為地電位，而由於輸出電容93特性之內部電阻(圖中未標示)由輸出電感92電流充電，該回授VFB之漣波對應該輸出電容93特性係具不同峰值，又該Vint為積分及直流偏壓消除單元3輸出電壓，並可對應VSW電壓產生具參考電壓VREF位準之三角波電壓，而本實施例之三角波電壓為VSW電壓之反相，亦可為同相設計，又VEA為相位合成單元4輸入轉換器輸出回授電壓VFB與Vint電壓疊加並反向之脈寬調變參數電壓，並因該VEA為將前述Vint波形再反相，因而可產生對應VSW電壓同相波形，又該VREF+、VREF-為位於參考電壓VREF正、負直流參考位準電壓，而本發明之VEA電壓波形斜率可更反應VFB之電壓變化，並可產生近似三角波，因而當VEA電壓下降至T1時間與VREF-交接之B位置或VEA電壓上升至T2時間與VREF+交接之C位置時可令脈寬調變單元產生脈寬調變信號以控制驅動器91及上、下橋元件Q1、Q2動作，並使本發明可精確反應輸出壓變化以提升輸出電壓穩定性。

    本發明之積分及直流偏壓消除單元3、相位合成單元4、雙軌參考電壓位準產生單元5、脈寬調變產生單元6可為各式可達成前述功能設計，如圖一~圖五所示，本發明之積分及直流偏壓消除單元3具積分部分31及直流偏壓消除部分32，並積分部分31具第一運算放大器OP1，並其反相輸入端連接第一電阻R1與相節點A信號SW電性連接，又反相輸入端連接第二電阻R2與直流偏壓消除部分32之輸出bias連接，又第一運算放大器OP1之輸出端與反相輸入端間連接第一電容C1，並積分時間常數由R1、C1決定，並其同相輸入端連接直流參考電壓位準單元2輸出接點REF，並可將方波之相節點A電壓VSW積分形成三角波信號，又bias產生電壓可調整輸出直流位準，又直流偏壓消除部分32具積分電路、誤差放大電路，並該積分電路輸入端連接積分部分31之輸出端，又誤差放大電路連接積分電路之輸出端及直流參考電壓位準單元輸出接點REF，使得積分部分31對應相節點A信號VSW之方波佔空比形成不同直流位準三角波(參閱圖三)，並可經積分電路形成對應直流位準波形，並再由誤差放大電路令該直流位準波形與直流參考位準單元2之直流參考電壓位準VREF比較，並其直流誤差量經放大再輸入積分部分31，使得積分部分31輸出不同直流位準三角波電壓可調整為位於直流參考電壓位準VREF之三角波Vint，而該直流偏壓消除部分32具第二運算放大器OP2、第三運算放大器OP3、第三電阻R3、第四電阻R4，第五電阻R5、第六電阻R6、第二電容C2，並該第二運算放大器OP2之反相輸入端連接第三電阻R3與第一運算放大器OP1之輸出端連接，並其反相輸入端與輸出端間並聯第四電阻R4及第二電容C2，又其同相輸入端連接直流參考電壓位準單元2之輸出接點REF，並使第二運算放大器OP2形成積分電路；又第三運算放大器OP3之反相輸入端連接第五電阻R5與第二運算放大器OP2之輸出端連接，並其反相輸入端與輸出端間連接第六電阻R6，又其同相輸入端連接直流參考電壓位準單元2之輸出接點REF。

    請一併參閱圖五及圖五之一，本發明Vint輸出無直流誤差時，Vint輸出為VSW積分後的VCR(輸出電容93內電阻電壓)三角波加上VREF位準；又當前述電路使積分部分31輸入第二運算放大器OP2之三角波信號有直流誤差時可經由第二運算放大器OP2反相積分消除VCR形成對應直流波形信號Vdet輸出，又該第二運算放大器OP2輸出之直流波形電壓係輸入第三運算放大器OP3並與參考位準電壓比較，並經誤差放大後成為Vbias電壓再饋入積分部分31之第一運算放大器OP1反相輸入端，因而使積分及直流偏壓消除單元3輸出VSW積分後之VCR三角波加上VREF之位準形成對應直流參考電壓位準之虛擬漣波電流三角波信號Vint。

    請參閱圖一~圖六，本發明另一實施例之積分部分31同圖五，並直流偏壓消除部分33由比較電路、反相積分電路組成，並本實施例之比較電路具第四運算放大器OP4，並其反相輸入端連接積分部分31之輸出，又其同相輸入端連接直流參考電壓位準單元2輸出接點REF，又積分電路具第七電阻R7、第三電容C3、第五運算效大器OP5，並該第五運算放大器OP5之反相輸入端連接第七電阻R7與比較電路之第四運算放大器OP4輸出連接，又該反相輸入端連接第三電容C3與第五運算放大器OP5之輸出端連接，又該第五運算放大器OP5之同相輸入端連接直流參考電壓位準單元2輸出接點REF，使得當Vint輸出無直流誤差時，Vint輸出為VSW積分後的VCR三角波加上VREF的位準，又如圖六及圖六之一圖及圖六之二所示，當Vint輸出有直流誤差時積分部分31接收之積分波形以直流參考電壓位準為直流參考位準VREF，經比較電路與直流參考位準VREF比較，產生之方波如圖六之一虛線內所示，若為直流均方根值與參考位準電壓相同則該方波之佔空比為50%，該比較電路輸出Vcomp為2 x參考位準電壓，其中K=2，又經積分電路積分後產生相對應Vint直流誤差量之Vbias電壓，並如圖五及圖六之二所示，該Vbias電壓可輸入前述積分部分31之bias端點，其相位可抵銷Vint之直流誤差以調整積分部分31輸出直流位準，並形成位於對應直流參考電壓位準之三角波Vint信號。

    請參照圖一~四及圖七，相位合成單元4具誤差放大器，並輸入側輸入積分及直流偏壓消除單元3輸出電壓Vint及轉換器輸出回授電壓VFB，並經疊加合成輸出脈寬調變參數信號，而本實施例具第六運算放大器OP6，並該第六運算放大器OP6之反相輸入端連接第八電阻R8及積分直流偏壓消除單元3輸出接點 Vint，又該反相輸入端連接第九電阻R9與第六運算放大器OP6之輸出端連接，並該反相輸入端與第八電阻R8、第九電阻R9間具相節點，又該第六運算放大器OP6之同相輸入端連接轉換器輸出回授電壓接點FB，並可調整該第八電阻R8、第九電阻R9之阻值取對應積分及直流偏壓消除單元3之輸出電壓適當比例及轉換器輸出回授電壓VFB，較佳者可取Vint 1/20對應VFB電壓，並使該前述電壓與轉換器輸出回授電壓VFB疊加合成，並使積分及直流偏壓消除單元3之輸出電壓三角波信號斜率與轉換器輸出回授電壓VFB之變化斜率向量合成形成輸出脈寬參數信號VEA。

    請參閱圖一~四及圖八，該雙軌參考電壓位準單元5具二比較電路，並該二比較電路一輸入端連接直流參考位準信號，並該二比較電路連接電阻，並藉由電阻之阻值設定分別輸出對應直流參考電壓位準相同正負差值之上、下直流參考位準。而本實施例具第七運算放大器OP7、第八運算放大器OP8，並該第七運算放大器OP7、第八運算放大器OP8之同相輸入端連接直流參考電壓位準單元2輸出接點REF，並第七運算放大器OP7之反相輸入端輸入端連接第十電阻R10接地，並反相輸入端連接第十一電阻R11與輸出端連接，並該第七運算放大器OP7輸出端產生上直流參考位準VREF+，又第八運算放大器OP8之反相輸入端連接第十二電阻R12與第七運算放大器OP7之輸出端連接，並該反相輸入端連接第十三電阻R13與第八運算放大器OP8輸出端連接，並該第十二電阻R12及第十三電阻R13及第八運算放大器OP8之反相輸入端具相節點，並使第八運算放大器OP8之輸出端產生下直流參考位準VREF-，而該上直流參考電壓位準VREF+為VREF+ (VREF ＊ R11/R10)，又下直流參考電壓位準VREF-為 [(VREF+-VREF) ＊-1]+VREF，若設參考位準VREF電壓為1V，第十電阻R10為99K，第十一電阻R11阻值為1K，則VREF+=1+(1 ＊ 1K/99K)=1.01V，又VREF-=[(1.01V-1V) ＊-1]+1V=0.99V。

    請參照圖一~四及圖九，本發明脈寬調變產生單元6具二比較電路，並該一比較電路輸入端連接脈寬調變參數信號EA及上直流參考位準REF+，另一比較電路輸入端連接脈寬調變參數以信號EA及下直流參考位準REF-，並二比較電路輸出形成反應脈寬調變參數信號斜率變化之方波信號，而該方波信號可經正反器放大並配合軟啟動電路產生脈寬調變信號，而本實施例具第九運算放大器OP9、第十運算放大器OP10、RS正反器、軟啟動電路61，而該軟啟動電路61為電源轉換器之習知技術，不再予以多述，又該第九運算放大器OP9之同相輸入端連接相位合成單元4輸入之脈寬調變參數信號EA，又第九運算放大器OP9之反相輸入端連接上直流參考位準REF+，並第十運算放大器OP10反相輸入端連接相位合成單元4輸入之脈寬調變參數信號EA，並其同相輸入端連接下直流參考位準REF-，又該第九運算放大器OP9、第十運算放大器OP10之輸出端分別連接RS正反器之R端、S端，又RS正反器之Q端與軟啟動電路61之輸出端連接AND閘，並該AND閘輸出產生脈寬調變信號PWM，使得VEA之電壓波形斜率上升至VREF+位準時第九運算放器OP9輸出一高電位方波，並使RS正反器輸出Q為低電位以降低轉換器輸出電壓，又VEA之電壓波形斜率降低至VREF-位準時第十運算放大器OP10輸出一高電位方波，並使RS正反器輸出Q為高電位以提升轉換器輸出電壓。

    請參照圖十，本發明具虛擬電流漣波脈寬調變電路1及驅動器91及上、下橋元件Q1、Q2之脈寬調變架構可予以並聯，並分別連接輸出電感92與同一輸出電容93連接作多相配置，並使本發明可配合負載需求提升輸出電流，而圖中所示為二組脈寬調變架構並聯，亦可配合負載作二組以上之脈寬調變架構並聯設置。

    本發明前述電路為本發明之例示，並非作為本發明之申請專利範圍限制，凡依據本發明精神所示之等效改變亦應屬於本發明申請專利範圍所含蓋。

Q1．．．上橋元件

Q2．．．下橋元件

A．．．相節點

91．．．驅動器

92．．．輸出電感

93．．．輸出電容

94．．．電阻

95．．．電阻

1．．．虛擬電流漣波脈寬調變電路

2．．．直流參考電壓位準單元

3．．．積分及直流偏壓消除單元

4．．．相位合成單元

5．．．雙軌參考電壓位準產生單元

6．．．脈寬調變產生單元

61．．．軟啟動電路

31．．．積分部分

32．．．直流偏壓消除部分

33．．．直流偏壓消除部分

圖一係本發明之電路架構示意圖。

圖二係本發明之虛擬電流漣波脈寬調變電路方塊示意圖。

圖三係本發明之虛擬電流漣波脈寬調變電路及動作波形狀態示意圖。

圖四係本發明之動作波形示意圖。

圖五係本發明之實施例積分及直流偏壓消除單元電路示意圖。

圖五之一係本發明對應圖五之波形示意圖。

圖六係本發明之另一實施例直流偏壓消除部分電路示意圖。

圖六之一係本發明對應圖六之波形示意圖。

圖六之二係本發明對應圖六之波形示意圖。

圖七係本發明之實施例相位合成單元電路示意圖。

圖八係本發明之實施例雙軌參考電壓位準產生單元電路示意圖。

圖九係本發明之實施例脈寬調變單元電路示意圖。

圖十係本發明多相應用示意圖。

Q1．．．上橋元件

Q2．．．下橋元件

91．．．驅動器

92．．．輸出電感

93．．．輸出電容

94．．．電阻

95．．．電阻

1．．．虛擬電流漣波脈寬調變電路

Claims (10)

1. 一種電源轉換器脈寬調變控制電路，並該轉換器包含至少一上橋元件、一下橋元件，並該上、下橋元件電性連接輸入電源，並該上、下橋元件經相節點連接，並相節點受由脈寬調變信號控制之驅動器動作以令上、下橋元件作開關切換動作，又該相節點連接輸出電感、輸出電容，並控制輸出電感電流對輸出電容充電產生輸出電壓，其特徵在於該脈寛調變控制電路包括虛擬電流漣波脈寬調變電路，並該虛擬電流漣波脈寬調變電路具積分及直流偏壓消除單元輸入前述相節點電壓信號及反應輸出電壓之信號，並產生位於直流參考電壓位準之虛擬電流漣波參數信號，又包括相位合成單元令該虛擬電流漣波參數信號與輸出電壓信號斜率向量合成脈寬調變參數信號，又包括雙軌參考電壓產生單元產生上、下直流參考電壓位準，並該脈寬調變參數信號與上、下直流參考電壓位準比較產生脈寬調變信號輸入前述驅動器。
2. 如申請專利範圍第1項所述之電源轉換器脈寬調變控制電路，其中虛擬漣波電流脈寬調變電路更包括一直流參考電壓位準單元、一脈寬調變產生單元，其中該直流參考電壓位準單元提供一參考直流電壓位準；又前述積分及直流偏壓消除單元輸入端連接前述相節點電壓信號，並連接參考電壓位準單元，並使相節點電壓信號之方波經積分及直流偏壓消除以形成位於直流參考位準之三角波，並該三角波斜率可反應相節點電壓信號變化，又相位合成單元係接收積分及直流偏壓消除單元輸出之積分波形電壓與轉換器輸出電壓作比例疊加產生合成之近似三角波電壓，並該電壓作為脈寬調變參數信號；又該雙軌參考電壓位準產生單元之輸入側連接直流參考電壓位準單元，並輸出至脈寬調變產生單元，又該雙軌參考電壓位準單元係產生對應參考電壓位準電壓正、負相同差值之雙軌直流參考電壓單位，又該脈寬調變產生單元輸入側連接相位合成單元輸出端及雙軌參考電壓位準產生單元輸出端，並令由相位合成單元輸入之脈寬調變參數信號與雙軌參考電壓位準產生單元之上直流參考位準、下直流參考位準比較，並產生脈寬調變信號。
3. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器脈寬調變控制電路，其中積分及直流偏壓消除單元具積分部分及直流偏壓消除部分，並積分部分將上、下橋元件相節點之方波之信號積分形成三角波信號，又直流偏壓消除部分具積分電路、誤差放大電路，並該積分電路輸入端連接積分部分之輸出端，又誤差放大電路連接積分電路之輸出端及直流參考電壓位準單元輸出，使得積分部分輸出對應上、下橋元件相節點信號可經積分電路形成對應直流位準波形，並再由誤差放大電路令該直流位準波形與直流參考位準單元之直流參考電壓位準比較，並其直流誤差量壓經放大再輸入積分部分，使得積分部分輸出不同直流位準三角波電壓可調整為位於直流參考電壓位準之三角波。
4. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器脈寬調變控制電路，其中積分及直流偏壓消除單元具積分部分及直流偏壓消除部分，並積分部分將上、下橋元件相節點之方波之信號積分形成三角波信號，又直流偏壓消除部分由比較電路、積分電路組成，並該比較電路輸入端連接積分部分之輸出信號及直流參考電壓位準單元輸出信號，又積分電路輸入端連接比較電路及直流參考電壓位準單元輸出信號，使得積分部分接收之積分波形以直流參考電壓位準為直流參考位準，經比較電路與直流參考位準電壓比較，又經積分電路積分後產生之相對應直流參考電壓位準相對應參考位準電壓之直流誤差輸出電壓，並該電壓輸入前述積分部分以調整積分部分輸出直流位準，並形成位於對應直流參考電壓位準之三角波。
5. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器脈寬調變控制電路，其中該相位合成單元具誤差放大器，並輸入側輸入積分及直流偏壓消除單元及轉換器輸出回授電壓，並經疊加合成輸出脈寬調變參數信號。
6. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器脈寬調變控制電路，其中該雙軌參考電壓位準單元具二比較電路，並該二比較電路一輸入端連接直流參考位準，並該二比較電路連接電阻，並藉由電阻之阻值設定分別輸出對應直流參考電壓位準相同正負差值之上、下直流參考位準。
7. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器脈寬調變控制電路，其中脈寬調變產生單元具二比較電路，並該一比較電路輸入端連接脈寬調變參數信號及上直流參考位準信號，另一比較電路輸入端連接脈寬調變參數信號及下直流參考位準信號，並二比較電路輸出形成反應脈寬調變參數信號斜率變化之方波信號。
8. 如申請專利範圍第2項所述之電源轉換器脈寬調變控制電路，其中具虛擬電流漣波脈寬調變電路及驅動器及上、下橋元件組成之脈寬調變架構可予以並聯，並分別連接輸出電感及同一輸出電容作多相配置。
9. 一種電源轉換器脈寬調變控制方法，其中該轉換器包含至少一上橋元件、一下橋元件，並該上、下橋元件電性連接輸入電源，並該上、下橋元件經相節點連接，並相節點受由脈寬調變信號控制之驅動器動作以令上、下橋元件作開關切換動作，又該相節點連接輸出電感、輸出電容，並控制輸出電感電流對輸出電容充電產生輸出電壓；
   又該脈寬調變控制方法，包括以下步驟：
   a.取相節點之方波電壓信號，並設直流參考電壓位準，又該信號終積分及直流偏壓消除處理產生於直流參考電壓位準之虛擬電流漣波參數信號；
   b.將反應輸出電壓信號與虛擬電流漣波參數信號疊加合成具近似三角波之脈寬調變參數信號；
   c.檢測脈寬調變參數信號並產生脈寬調變信號以控制上、下橋元件動作。
10. 如申請專利範圍第9項所述之電源轉換器脈寬調變控制方法，其中前述c步驟之檢測方式係設對應直流參考電壓位準相同正、負電壓差值之上、下直流參考電壓位準，並該脈寬調變參數信號之上升、下降波分別位於上、下直流參考位準信號之位準時可產生脈寬調變信號