CN101785173B - 使用动态负载检测和跟踪来提高功率转换效率 - Google Patents

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Abstract

一种开关模式功率变换器可以包括调制电路，用于基于所述功率变换器的误差电压来动态控制所述功率变换器的可变开关频率。所述功率变换器还可以包括控制电路，其连接到所述调制电路，并用于在所述功率变换器的开关频率变化时动态限制所述功率变换器中的电感电流。所述电感电流的可变限制基于所述功率变换器的误差电压、所述功率变换器的负载电流，或者来自所述功率变换器所处系统的功率管理器的信息。在一些实现中，所述功率变换器还可以包括禁止电路，用于控制所述调制电路来在检测到足够大的负载瞬变时禁止所述可变开关频率。

Description

使用动态负载检测和跟踪来提高功率转换效率
技术领域
所要求保护的发明的实现总体上涉及电源领域，并且具体来说，可以涉及负载自适应的功率变换器的模式变换方案。
背景技术
DC/DC电压调节器(VR)或开关模式功率变换器/变换器(例如，脉宽调制功率变换器)的功率损耗可以包括三个部分，包括例如开关损耗、导通损耗和门驱动器损耗。一般来说，为了减小总的功率损耗，在较低的开关频率(switching frequency)处，开关损耗和门驱动器损耗较低。然而，纹波电压/电流可能随开关频率的降低而增加。对于具体应用，可以基于负载需求和寄生部件来作出权衡。在小负载中，例如在非连续导通模式(DCM)期间，可以使用(固定或者可变的)较低的开关频率，这是因为开关损耗可能是主要的，而导通损耗可能相对较小。在中等或大负载中，例如在连续导通模式(CCM)期间，可以应用固定并且较高的开关频率，这是因为随负载电流而增加的导通损耗，包括纹波电压/电流。
各种技术可以利用DCM和CCM二者来提高整体效率。在模式跳变技术中，DC-DC降压(buck)VR例如在电感电流未低于零时，在高负载需求下以CCM(连续导通模式)工作在同步模式，而当电感电流开始接近零安培点时，以DCM(非连续导通模式)工作在异步模式以减小主要的导通损耗。在脉冲跳跃或可变开关频率技术中，VR开关频率随负载变小而降低以减小主要的开关损失，并且可以通过使用滞环控制或可变频率PWM控制来实现。
这两种技术都使得效率提高，尤其对小负载更是如此。模式跳变和脉冲跳跃技术二者的一个问题在于，输出电压纹波可能在CCM与DCM操作之间转换时增加，在一些应用中，其可能超过负载要求的最大供电电压偏离，并且增加等效串联电阻(ESR)的功率损耗。
附图说明
被包括在本说明书中并构成本说明书一部分的附图说明了与本发明主旨一致的一个或多个实现，并且所述附图与说明书一起解释这些实现。附图不一定是按比例绘制的，重点是放在说明本发明的主旨上。在附图中，
图1是负载自适应的功率变换器的框图；
图2是包括负载自适应的功率变换器的系统的框图；
图3是根据本发明一些实现的PWM电路和控制电路的框图；
图4A是用于生成峰值电流限制信号的一个电路的框图；
图4B是与图4A的电路相对应的电感电流的图；
图5A是用于生成峰值电流限制信号的另一电路的框图；
图5B是与图5A的电路相对应的电感电流的图；
图6提供图3-5A的操作的流程图；
图7将图6的工作模式下的功率变换器的功率效率曲线与未动态限制峰值电感电流的功率变换器的功率效率曲线进行对比；
图8A是用于在负载瞬变(load transient)期间调整调制器频率的功率变换器的框图；
图8B是用于在负载瞬变期间调整调制器频率的另一功率变换器的框图；以及
图9提供了图8A的操作的流程图。
具体实施方式
以下详细描述参照附图。可以在不同的图中使用相同的附图标记标示相同或类似的要素。在以下描述中，出于解释而非限制的目的，阐述了特定细节，例如特定结构、架构、接口、技术等，以便提供对所要求保护的发明各个方面的透彻理解。然而，将对受益于本公开的本领域技术人员显而易见的是，可以在脱离这些特定细节的其他示例中实践所要求保护的发明的这些方案。在某些示例中，省略了熟知设备、电路和方法的描述，以免不必要的细节模糊了本发明的描述。
参照图1，负载自适应的功率变换器100包括具有输入1200和输出130的开关模式功率变换器110。例如，开关模式功率变换器110可以被配置来在第一负载水平的连续导通模式和第二负载水平的非连续导通模式之间变换，其中第二负载水平低于第一负载水平。控制电路140可以连接到开关模式功率变换器110。例如，控制电路140可以被配置来根据在开关模式功率变换器110的输出130和参考电压之间维持低压偏离，来在连续导通模式和非连续导通模式之间的变换期间，调整开关模式功率变换器110的开关频率。例如，开关模式功率变换器110可以是脉宽调制(PWM)功率变换器。调整开关模式功率变换器的开关频率以维持低纹波噪声和/或电压偏离可以被称为脉冲滑动(PSL)技术。因此，控制电路140可以被称为使用PSL的控制电路140。
例如，在本发明的一些实施例中，控制电路140可以被配置来在连续导通模式和非连续导通模式之间的变换期间，将开关模式功率变换器110的开关频率提高到高于连续导通模式期间的稳态开关频率(例如，以减小纹波噪声)。开关频率的增加可以是显著的(例如，至少约百分之五)，或者甚至是相当大的(例如，至少约百分之二十五)。在一些实施例中，控制电路140还可以被配置来在CCM和DCM之间的变换区域期间，在提高了开关模式功率变换器110的开关频率之后，降低功率变换器110的开关频率，反之亦然。例如，控制电路140可以被配置来以逐步的方式、线性方式、非线性方式、分段方式或者以连续调整方式来调整功率变换器110的开关频率。这可以例如通过跟踪输出纹波以当负载电流在CCM和DCM的点附近时将其维持在特定范围内来实现。
参照图2，电子系统200包括负载电路210(例如，包括处理器)和连接到负载电路210的电源单元220。电源单元220包括使用PSL的开关模式功率变换器。例如，根据本发明的一些实施例，电源单元220包括具有输入和输出的开关模式功率变换器，其中，该开关模式功率变换器被配置来在第一负载水平的连续导通模式和第二负载水平的非连续导通模式之间变换，其中第二负载水平低于第一负载水平。电源单元220还可以包括连接到该开关模式功率变换器的控制电路，其中，该控制电路被配置来根据维持针对参考电压的低压偏离，来在连续导通模式和非连续导通模式之间的变换期间，调整开关模式功率变换器的开关频率。有利的是，可以在将电压纹波或偏离保持在特定范围内的同时维持小负载处的高效率。例如，该开关模式功率变换器可以是PWM功率变换器。
例如，系统200可以是个人数字助理(PDA)、蜂窝电话、便携式娱乐设备(例如，MP3播放器或视频播放器)，或者用电池或其他能量有限电源供电的其他移动或手持设备。系统200还可以是桌面设备或机顶设备，例如，包括AC/DC功率变换器的个人计算机(PC)、娱乐PC。系统200还可以是使用DC/DC电压调节器的任何计算、通信或其他电子系统。
在系统200的一些实施例中，电源单元220的控制电路可以被配置来在连续导通模式和非连续导通模式之间的变换期间将开关模式功率变换器的开关频率提高到高于连续导通模式期间的稳态开关频率(例如，以减小纹波噪声)。开关频率的增加可以是显著的(例如，至少约百分之五)，或者甚至是相当大的(例如，至少约百分之二十五)。在系统200的一些实施例中，电源单元220的控制电路还可以被配置来在提高了该开关模式功率变换器的开关频率之后降低该开关模式功率变换器的开关频率。例如，该控制电路可以被配置来以逐步的方式或者以其他合适的方式(例如，基本连续的调整方式)来调整该开关模式功率变换器的开关频率。
在不限于工作理论的情况下，本发明的一些实施例可以包括能够在负载自适应的功率变换器或DC/DC电压调节器的工作模式之间实现有效且高效变换的控制方案。出于节能的原因，可以基于性能需求将不同的工作模式或条件应用于变换器的设计中。然而，尽管静态行为在每种工作模式下通常都被良好地管理，但是认为在模式之间的变换期间的纹波噪声及其相关联的功率损耗仍然可能是一些应用中的问题。
根据本发明的一些实施例，控制电路被配置来管理连续导通模式(CCM)和非连续导通模式(DCM)之间的模式变换。例如，控制电路可以引入第三种工作模式(例如，变换模式)，其具有非线性变化的频率，或者在CCM和DCM的变换期间相当大地提高/降低PWM变换器的开关频率，同时减小或者最小化功率损耗和显著的纹波噪声和/或其他过冲效应。例如，控制电路可以在CCM和DCM模式之间的变换期间调整开关频率，以减小功率损耗，同时维持低纹波。例如，在一些实施例中，这通过在模式变换时将开关频率提高到高于CCM模式下的稳态开关频率并然后降低开关频率来实现，而不是通过在模式变换时仅逐渐提高或降低开关频率来实现。
与CCM工作期间的纹波相比较，DCM工作期间的纹波可能表现得不同，并且纹波在CCM-DCM变换区域也可以表现得不同并且处于非线性方式。我们的分析显示，如果PWM变换器的开关频率逐渐增加(例如，线性增加或者以逐步渐进的方式增加)到CCM工作模式的稳态开关频率，则纹波噪声的大小可能比在DCM-CCM变换期间要高得多。同样，我们的分析显示，如果PWM变换器的开关频率逐渐减小(例如，线性减小或者以逐步渐进的方式减小)到DCM工作模式的减小的开关频率，则纹波噪声的大小可能比在CCM-DCM变换期间要高得多。在这两种情况下，由于纹波噪声造成的功率损耗在所述变换期间可能相当大。
参照图3，示例性PSL技术的非限制性示例实现包括PWM电路300和控制电路350。PWM电路300包括提供两个信号SLi和SHi的PWM发生器310，这两个信号是同步互补的PWM控制信号。PWM补偿器320接收输出电压Vo和参考电压VREF，并且将调制误差信号VE提供给PWM发生器310。在一些实现中，调制误差信号VE可以是输出电压Vo和参考电压VREF之间的差。增益电路330接收误差信号VE，并且将PWM补偿器误差信号(β·VE)提供给压控振荡器(VCO)340。VCO 340的输出被反馈给PWM发生器310作为同步信号(Synch)。
PWM发生器310生成的信号SLi和SHi将控制CCM和DCM两种模式下的VR开关频率。PWM发生器频率由VCO 340的输入电压提供的同步信号Synch控制，所述PWM发生器频率决定了开关频率。VCO 340的输入电压由与PWM补偿器误差信号(β·VE)成比例的电压信号控制。注意，β·VE与占空比成比例，所述占空比从CCM-DCM变换区域处的大值开始，并随着VR更加深入到DCM模式而快速降低。该特性可以使变换模式中为较高的开关频率，而越深入DCM模式开关频率越低，这提高了小负载效率，同时维持了低稳态纹波和良好的动态性能。VCO输入电压还可以由不同于β·VE的信号(例如，负载电流和电压纹波信号)来控制，以获得需要的PSL。
PWM电路300还可以将输出提供给控制电路350，其对功率变换器110的峰值电感电流的限制进行动态调整或调制。生成该输出的电路的一个示例可以是定标电路(scaling circuit)345，其产生与调制误差信号VE成比例的输出(δ·VE)。定标电路345的操作将在下面参照图4A和4B进行更详细地解释。来自电路300的用于对峰值电感电流的限制进行调整或调制的其他可能输出可以包括与负载电流IL相关的值和/或来自系统功率管理电路的控制信号。后者的示例将在下面参照图5A和5B进行更详细地解释。
仍参照图3，控制电路350提供两个信号SLF和SHE，它们是驱动功率变换器的PWM控制信号，例如，分别驱动降压变换器VR的低端开关和高端开关。感应电感电流iL(t)，以通过比较器Comp#1来检测电感电流何时尝试降至零以下，比较器Comp#1将输出高电平，并重置锁存器SR1，以通过强制SLF为零来强制DCM模式。锁存器SR1在下一开关周期由OR门再次进行设置。锁存器SR2生成高端开关控制信号SHF。锁存器SR2由SHi进行设置并由AND门输出进行重置，如果Comp#2输出为高电平并且锁存器SR3被设置，则所述AND门输出将为高电平。
如果在DCM模式下电感电流峰值超过动态阈值(例如，误差电压VE的函数、负载电流t IL的函数，或者来自系统功率管理电路的控制信号的函数)，则第二比较器Comp#2的输出将为高电平。仅当CMP1输出为高电平时(这意味着电流模式为DCM)，才将设置锁存器SR3。因此，动态峰值电流限制将仅在DCM模式下才有效，来维持特定的输出电压纹波，同时例如相对于相关申请中公开的静态电感电流限制还提高了功率变换器110的效率。
图4A是根据调制误差电压VE而生成峰值电流限制信号的一个电路的框图。图4A中示出的电路包括PWM电路300的生成峰值电流限制信号的部分(即，PWM补偿器320和定标电路345)，和控制电路350的生成峰值电流限制信号的部分(即，Comp#2)。如之前所描述的，PWM补偿器320生成调制误差电压VE。定标电路345产生作为误差电压VE的函数的输出(例如，成比例的值(δ·VE)，但是VE的其他函数也是可能的)。该比例值(δ·VE)被输入到Comp#2，作为Comp#2用来限制电感电流iL(t)的阈值。
图4B是与图4A的限制电路相对应的电感电流iL(t)的图。虚线410示出变化的峰值电感电流限制(或阈值)，其随调制误差电压VE的增加和负载电流的增加而增加，但是负载电流IL可以具有与误差电压VE的δ不同的比例常数。以这种方式，动态峰值电流限制410可以维持特定输出电压纹波，同时由于该限制的动态特征(随负载而变化)还提高功率变换器110的效率。
图5A是基于来自平台功率管理引擎的信息来生成峰值电流限制信号的另一电路的框图。该引擎(未示出)可以管理变换器110所处的整个平台的功率。将图5A与图4A进行比较，可以用功率管理(PM)功率状态信息模块510和接口电路520来替换补偿器320和电路345，来将电感电流阈值提供给Comp#2。模块510可以提供来自平台PM的功率状态信息。在一些实现中，该信息可以是与从低到高的功率使用状态相对应的一组离散值或梯度(gradation)。
接口电路520可以将来自模块510的该功率状态信息转换成用于Comp#2的电感电流限制。在一些实现中，这种电感电流阈值或限制可以被PM用来针对一个特定应用或一组应用而优化变换器110的效率。
图5B是与图5A的电路相对应的电感电流iL(t)的图。虚线530示出根据来自模块510的不同功率状态信息而变化的峰值电感电流限制(或阈值)。首先，功率状态指示电流限制相对较小；随后，电流限制可以更大。最后，在所示出的最后时间段期间，变换器110所处平台的功率状态允许电感电流具有针对Comp#2的相对较高的限制或阈值。以这种方式，动态峰值电流限制510可以维持特定输出电压纹波，同时由于限制的动态特征(随不同功率状态而变化)还提高了功率变换器110的效率。
返回图3，每当锁存器SR1被设置，锁存器SR3就将被SLi或AND门输出重置。这是因为只要在DCM模式下重置存储器SR2以将SHF强制为低电平并防止电感峰值电流超过限制，就应该设置锁存器SR1来为电感电流提供路径。
在DCM-CCM变换区域中，VE值将增加，并由此增加开关频率。这是因为：在PWM补偿器320命令之前，CMP2将关闭/重置SHF来限制电感峰值电流，这将产生比为输出电容器充电并维持输出电压所需占空比更小的占空比，因此使得PWM补偿器320/控制器350增加VE来提供更大的占空比。
有利的是，PWM电路300和控制电路350实现了提供非线性变化的开关频率的PSL技术，其可以提高较小负载情况下的VR效率，同时保持小负载情况下的低稳态纹波，而无需添加较大的输出电容。
还有利的是，使用调制误差信号VE或与负载电流相关的信息来动态调整峰值电感电流的阈值。与在整个负载工作期间将峰值电感电流的参考值预设为固定值的相关申请相对地，本申请的动态方案提供了减小诸如纹波电压这样的静态电压偏离的同时获得甚至更高的功率转换效率的方式。本领域技术人员将意识到，图3说明的是合适控制电路的一个示例。受益于本说明书，本领域技术人员可以容易地构建其他电路来实现PSL技术。合适的PSL技术可以用适当编程的离散电路和/或数字电路来实现。
图6提供了图3-5A的操作的流程图600。操作可以从PWM电路300和控制电路350分别测量或提供调制误差电压VE和电感电流iL(t)开始。然后，电路350中的Comp#1可以确定iL(t)是否小于零[操作610]。如果否，则控制电路350可以进入CCM模式，具有为常数或者与误差电压VE成比例的开关频率[操作620]。如果电感电流iL(t)小于零，则控制电路350可以进入DCM模式，具有与误差电压VE成比例的开关频率[操作630]。
如果电感电流iL(t)大于与误差电压VE或负载电流IL成比例的值(或者参照图5A和5B解释的基于平台的功率状态的值)[操作640]，则控制电路350可以进入峰值限制模式[操作650]。在该模式下，Comp#2可以关闭高端开关SR#2，而打开低端开关SR#1。误差电压VE应该增加，作为该操作的结果，提供频率的增加来限制功率变换器110中的峰值电感电流iL(t)。
图7将图6的工作模式下的功率变换器110的功率效率曲线710与未动态限制峰值电感电流的另一功率变换器的对应曲线720进行对比。如可以看到的，对于大于约0.1安的大多数输出电流IO来说，如上所描述的动态电感电流限制方案所产生的曲线710更加高效。
除了上面描述的动态电感电流限制方案之外，还可以使用另一方案来控制瞬变事件(尤其是具有从高到低的负载瞬变的这种事件)期间的输出电压偏离。尽管这是附加的技术，但是它也可以独立使用，而不用进行上面描述的动态限制。该第二种技术进一步提高了功率效率，同时维持了可接受的瞬变性能。
当负载从较高值变为较低值时，变换器110的工作频率(例如，PWM频率)随负载而减小，这由于转换补偿回路的速度或带宽(BW)的减小而导致大的过冲或输出电压偏离。本申请的方案可以通过在负载瞬变时使用输出电容器的电流信号iC(t)或电流尖峰信号来基本消除这种大的过冲或偏离。电容器电流iC(t)中的这种快速变化可以通过对输出电压进行微分来即时检测或恢复。
因为当与使用传统方式进行感应的电压相比较时，电容器电流信号iC(t)在特性上显著地更快，所以通过在负载瞬变期间禁止可变频率的操作，可以很大地改进变换器110的瞬变响应。然后，可以将变换器110的工作频率设置为与CCM模式中使用的标称值相等的值或者特定应用所期望的任何其他值。该技术将在负载瞬变期间产生更低的电压偏离和更好的功率转换性能。
图8A是在负载瞬变期间调整调制器频率的功率变换器110的框图。尽管该变换器110未明确示出图3的所有部件(例如，控制电路350)，但是它可以包括这些部件。除了通常有的部件(例如，PWM发生器、开关、电感L和输出电容器C)之外，图8A中的变换器110还可以包括微分器810、比较器820和VCO 830。VCO 830通常可以基于来自补偿器的调制误差电压Ve将可变频率信号提供给PWM发生器。
当微分器810所确定的输出电压VC(t)的变化率超过与电容器电流iC(t)中的最大允许变化相对应的值VIc_max时，比较器820可将控制信号V1输出到VCO 830。该控制信号V1可禁止VCO 830的由于其误差电压Ve输入而导致的可变频率的操作(例如，频率降低)。然后，VCO 830可工作在默认的“瞬变”频率，例如，CCM模式中使用的标称值，或者限制变换器110的输出处的电压过冲的任何其他合适的调制频率(例如，相对较高的频率)。尽管图8A中示出的比较器820可在存在过冲时控制VCO 830，但是可添加另一并联的比较器(未示出)来在存在大的下冲时执行类似的功能。
图8B是在负载瞬变期间调整调制器频率的另一功率变换器110的框图。与图8A中基于测量的调整相对地，图8B中的电路可以基于来自PM引擎(模块840)的信息来禁止到VCO 830的误差电压Ve，所述信息被接口电路850适当地翻译成合适的控制输入。在这种实现中，由于PM知道应用中的变化或一些其他事件，所以该PM信息也能够在发生负载瞬变时控制PWM发生器的开关频率。
图9提供了图8A和8B的操作的流程图。尽管示出了流程图600的部分以供参考，但是通过该图右侧的操作910-930来说明图8A和8B中的电路所执行的瞬变补偿部分。在操作910，可以确定瞬时电容器电流|iC(t)|是否超过预定的电流阈值ICmax。该确定可以通过测量瞬时电流或者通过如图8A中那样对输出电压进行微分来进行。如果电容器电流小于阈值，则VCO830基于误差电压Ve在操作920继续正常地进行可变频率的操作。
应该注意的是，在一些实现(例如图8中的实现)中，操作910中的确定可以基于功率管理(PM)信息，而非基于瞬时电流。在这些实现中，如果阈值未被超过，则在操作920中继续进行正常操作。
如果在操作910中通过所选准则检测到瞬变事件，则在操作930中禁止VCO 830的可变频率的正常操作。然后，VCO 830可以工作在固定开关频率，例如CCM模式中使用的标称值或者特定应用所期望的任何其他频率。在一些实现中，VCO 830可以在操作930中工作在一频率，该频率为与误差电压Ve不同的系统变量的函数f(x)。在一些实现中，VCO 830可以在操作930中工作在一频率，该频率为误差电压Ve正常产生的频率的逆或反函数。
上面描述的方案和/或系统可以有利地实现功率转换效率的提高和可变频率的操作，同时使用可变调制峰值电感电流(基于误差电压Ve、负载电流或/和PM信息)跟踪来使静态纹波偏离保持为低，并且受控。通过在瞬变期间基于输出电容器的电流和电压禁止可变频率的操作或者在另一方向调整频率，上面描述的方案和/或系统还可以有利地使动态纹波偏离保持为低并且受控。
对一个或多个实现的以上描述提供了说明和描述，但是并不意图是穷尽的或者将本发明的范围限制在所公开的精确形式。修改和变型根据上面的教导是可能的，或者可以从本发明各种实现的实践中获知。
本申请的说明书中使用的任何部件、操作或指令都不应该被解释为本发明的关键或要素，除非明确地进行了这样的描述。此外，如本文所使用的，冠词“一个”意图是包含一项或多项。可以对所要求保护的发明的上述实现进行改变和修改，而实质上不偏离本发明的精神和主旨。所有这些修改和变更在本文中都意图被包括在本公开的范围内，并受所附权利要求的保护。

Claims (8)

1.一种开关模式功率变换器，包括：
调制电路，用于基于所述功率变换器的误差电压来动态控制所述功率变换器的可变开关频率；以及
控制电路，其连接到所述调制电路，并用于在所述功率变换器的开关频率变化时动态限制所述功率变换器中的电感电流，基于所述功率变换器的误差电压、所述功率变换器的负载电流、或者来自所述功率变换器所处系统的功率管理器的信息，来对所述电感电流进行可变限制。
2.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述调制电路包括：
补偿器，用于根据所述变换器的输出电压和参考电压来生成所述误差电压；以及
压控振荡器，用于基于所述误差电压来提供输出频率。
3.根据权利要求2所述的变换器，其中，所述调制电路还包括：
脉宽调制发生器，用于基于来自所述补偿器的误差电压和来自所述压控振荡器的输出频率，来生成所述可变开关频率。
4.根据权利要求1所述的变换器，其中，所述控制电路用于在所述变换器工作在非连续导通模式下时动态限制所述电感电流。
5.根据权利要求1所述的变换器，其中，仅基于与所述功率变换器的误差电压成比例的值，来对所述电感电流进行可变限制。
6.根据权利要求1所述的变换器，其中，仅基于与所述功率变换器的负载电流成比例的值，来对所述电感电流进行可变限制。
7.根据权利要求1所述的变换器，还包括：
瞬变检测器，用于基于输出电容器的电流或所述输出电容器的电压来检测负载瞬变；以及
禁止电路，用于控制所述调制电路来在所述瞬变检测器检测到所述负载瞬变时禁止所述可变开关频率。
8.根据权利要求7所述的变换器，其中，所述禁止电路使得所述调制电路在所述瞬变检测器检测到所述负载瞬变时输出恒定开关频率。
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