KR101386776B1 - 가장 낮은 무 부하 전력 소비로 최적의 동적 부하 반응을 가지는 스위칭 전력 변환기 - Google Patents
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Abstract
원 타임 부하 응답과 반복적인 동적 부하 응답을 개선하도록 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 적응적으로 제어하는 스위치 제어기가 개시된다. 높은 부하로부터 낮은 부하 상태로 천이하는 동안에, 동작 주파수가 낮은 부하 상태와 연관된 주파수로 돌아오도록 허용하기 전에 스위치 제어기는 시간 기간 동안에 중간 주파수에서 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 클램프한다. 클램프된 주파수는 낮은 부하 상태에 연관된 주파수보다 높고 이에 따라 높은 부하 상태로의 후속 부하 변화에 개선된 응답을 허용한다. 따라서, 시스템은 무 부하 전력 소비를 손상하지 않고 동적 부하 응답을 개선한다.
Description
여기에 개시된 실시예들은 일반적으로 전력 변환기(power converter)와 관련된 것으로, 보다 특히, 최적의 동적 부하 응답(Dynamic load response, DLR)에 전력 변환기의 스위칭 사이클의 주파수를 적응적으로 설정하는 스위칭 제어기를 가지는 전력 변환기에 관한 것이다
본 출원은 미국 가출원 제61/430904호를 우선권 주장하며, 그 내용은 여기에 참조로 포함된다.
출력 전압을 조절하기(regulate) 위해, 스위칭 전력 변환기는 일반적으로 전력 변환기의 출력 전압과 기준 전압(reference voltage) 사이에 "에러" 신호를 제공하는 에러 회로를 필요로 한다. 에러 회로는 기준 전압에 대하여 출력 전압의 크기와 극성(양 또는 음)을 지시하는 에러 신호를 제공한다. 에러 신호는 에러 신호에 응답하여 전력 변환기의 출력에 전달된 전력 양을 증가시키거나 감소시켜 전력 변환기가 출력 전압을 적절히 조절하도록 허용한다.
기존의 전력 변환기는 일반적으로 아날로그 값으로 출력 전압을 센싱하고 아날로그 값으로 센싱된 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이를 얻음으로써(derive) 에러 신호를 생성한다. 센싱된 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이는 증폭 신호(amplified signal)에 기초하여 출력 전압을 적절히 조절하도록 증폭된다. 기존의 전력 변환기는 또한 변환기에서 사용되는 제어 방식(control scheme)에 따라 에러 신호를 생성하기 위한 아날로그-디지털 컨버터를 사용할 수 있다. 기타 기존의 전력 변환기는 에러 신호를 생성하기 위해 아날로그 에러 증폭기를 사용할 수 있다.
많은 기존의 절연 스위칭 전력 변환기(isolated switching power converters)에서, 출력 전압은 변압기 회로의 보조 측면(secondary side)에 직접적으로 센싱되고 선택된(chosen) 전압에 일반적으로 픽스된 기준 전압과 비교된다. 이것은 상기 비교에 기초하여 전력 변환기의 출력 전압이 타겟 레벨로 조절 되도록 허용한다.
대안적으로, 다른 기존의 절연 스위칭 전력 변환기는 직접적으로 출력 전압을 센싱하지 못한다. 오히려, 이들 변환기는 출력 전압 레벨을 감지(detect)하기 위해 스위칭 전력 변환기의 변압기 회로의 주 측면(primary side)의 신호를 단지 센싱한다. 이들 주 전용 신호(primary-only signals)들은 전력 변환기의 출력 전압이 타켓 레벨로 조절되도록 선택된 전압에 픽스된 기준 전압과 비교된다. 이들 절연 스위칭 전력 변환기는 흔히 주 피드백 변환기로 언급된다(referred to).
스마트 폰과 랩탑 컴퓨터와 같은 휴대용 기기(portable equipment)에 조절된 전력을 제공하기 위해 사용되는 스위칭 전력 변환기에 있어서, 스위칭 전력 변환기에 대한 세가지 주요 작동 모드(working mode)가 있다: 대기 모드(standby mode), 충전 모드(charging mode), 운영 모드(operational mode)
대기 모드는 스위칭 전력 변환기가 교류 전원(즉, 공급 전압)에 커플링되지만 전자 장치로부터 분리된 경우이다. 따라서, 스위칭 전력 변환기는 낮은 부하 상태(즉, 무 부하)에서 동작(operate)한다. 대기 모드 동안에, 스위칭 전력 변환기는 무 부하 상태에서 출력 전압 조절을 유지해야 한다. 또한, 스위칭 전력 변환기는 필수 환경 기준(standards)을 충족하기 위해 내부 전력 소비를 최소화하도록 요구된다.. 예를 들어, 5성급(5-star) 에너지 기준에 따르면, 셀폰 충전기(cell phone charger)에 대한 최대 허용 대기 전력 소비는 일반적으로 입력 전압 230Vac 아래 30mW이다.
펄스 주파수 변조는 효과적이고 대기 모드에서 임플로이드 된(employed) 종종 사용되는 방법이며, 스위칭 변환기의 동작 주파수는 무 부하 상태에 응답하여 대기 모드 동작 주파수로 낮아진다. 전력 소비의 새로운 경향은 10mW보다 작고 심지어 5mW보다 작은 가장 낮은(ultra-low) 대기 전력 소비를 요구하고 , 이것은 출력 전압을 조절하기 위해 매우 낮은 무 부하 동작 주파수를 필요로 한다.
충전 모드는 스위칭 전력 변환기가 교류 전원과 전자 장치 모두에 커플링된 경우이다. 따라서, 스위칭 전력 변환기는 부하 상태에서 동작한다. 여기, 스위칭 전력 변환기는 액티브 사용(active use)에서 전자 장치 없이 전자 장치의 내부 배터리를 충전하기 위해 조절된 전력을 제공한다. 이러한 경우, 전자 장치가 초기에 스위칭 전력 변환기에 커넥트될 때의 당시에 스위칭 전력 변환기에 놓인 원 타임(one-time) "낮은 에서 높은(low to high)" 동적 부하(dynamic load)가 있다. 이러한 상황에서, 스위칭 전력 변환기는 대기 모드로부터 충전 모드로 천이한다. 천이하는 동안에, 동작 주파수는 대기 동작 주파수로부터 부하 상태와 연관된 높은 주파수로 증가된다. 출력 부하에서의 급격한 증가에 응답하여, 출력 전압에서 오버슈트 링잉(overshoot ringing)뿐 아니라 출력 전압의 초기 드롭(initial drop)이 있다. 출력 전압 드롭과 링잉의 양은 출력 필터 구성 요소(components)와 제어 루프의 속도(speed)에 크게 기초된다. 일단 커넥트되면, 스위칭 전력 공급(supply)에 놓여진 부하는 주로 정적(static)이고 배터리 충전 상태가 점차 증가하는 것처럼 천천히 변화(change)한다.
반대로, 스위칭 전력 변환기가 충전 모드로부터 대기 모드로 천이할 때, 스위칭 전력 변환기에 놓여진 원 타임 "높은 에서 낮은" 동적 부하가 있다. 높은 에서 낮은 동적 부하가 스위치 제어기에 의해 감지될 때, 스위칭 전력 변환기는 스위칭 주파수에서 무 부하 상태에 대응하는 대기 동작 주파수로의 연관된 감소(reduction)과 함께 대기 모드에 놓인다. 이러한 경우, 높은 에서 낮은 동적 부하가 변환기에 놓일 때 연관된 출력 전압 상승(rise)과 오버슈트 링잉(overshoot ringing)이 있다.
도 1a는 대기 모드와 충전 모드 사이에 천이하고 반대의 경우 일 때 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시하며, 이것은 "원 타임" 동적 부하 응답으로 더 잘 알려져 있다. 원 타임 동적 부하 조건은 일반적으로 10Hz보다 낮은 출력 부하의 낮은 주파수 변화에 레퍼런스(reference) 한다. 특히, 도 1a는 원 타임 동적 부하 응답 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 출력 부하 파형(101), 동작 주파수 파형(103) 및 출력 전압 파형(105)을 보인다.
주 전용 피드백을 임플로이하는(employ) 기존의 스위칭 전력 변환기에 대해, 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호는 각각의 스위칭 사이클에 센싱된다. 따라서, 기존의 주 피드백 전용 스위칭 전력 변환기에 대한 제한은 변환기의 스위치 제어기가 전압 피드백 신호의 단지 폴링 에지(falling edge)에서 스위칭 사이클에 의해 부하 변화 스위칭 사이클에 응답할 수 있는 것이다. 스위치 제어기는 출력 전압의 변화를 감지(detection)할 때 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 제어한다. 출력 전압의 변화는 출력 부하에서 변화를 지시한다. 스위칭 주파수가 낮은 부하 상태에서처럼 낮다면(예를 들면, 300Hz), 스위칭 기간(period)은 긴 시간 기간이 될 수 있다. 스위칭 전력 변환기가 동작하고 출력 전압을 조절하려고 시도하는 동안에 변압기의 주 권선이 두(two) 스위칭 사이클 사이의 샘플 정보를 가지고 있지 않기 때문에 긴 기간은 블랭크 타임(black time) 또는 맹점으로 더 잘 알려져 있다.
도 1a에서, 출력 부하 파형(101)은 "낮은 에서 높은" 및 "높은 에서 낮은" 동적 부하 동안에 출력 부하의 하나의 기간(one period)을 도시한다. 출력 부하 파형(101)은 "낮은" 부하 상태(즉, 무 부하) 및 "높은" 부하 상태 사이의 사이클이다. 출력 전압 파형(105)은 원 타임 동적 부하 응답 동안에 출력 전압의 과도 응답(transient response)을 도시한다. 스위칭 전력 변환기는 변환기의 안정 상태(steady state) 출력 전압을 나타내는 출력 전압 설정값(V-out Setpoint)에서 출력 전압을 유지하지만, 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN)) 내에서 동작할 수 있다. 동작 주파수 파형(103)은 원 타임 동적 부하 응답 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(107), 기존의 스위칭 전력 변환기는 낮은 출력 부하 상태 또는 대기 모드 동작과 연관된 대기 모드 동작 주파수(예를 들어, 300Hz)(109)에서 동작한다. 낮은 출력 부하 상태 동안에, 스위칭 전력 변환기의 출력 전압은 출력 전압 설정 값(V-out Setpoint)에 있다. 낮은 출력 부하(107) 동안에 낮은 동작 주파수는 스위칭 전력 변환기의 스위치 제어기가 동적 부하의 라이징 에지(rising edge)를 덜 감지할 수 있도록 한다.
즉, 낮은 동작 주파수는 긴 스위칭 기간을 나타내는 긴 블라인드 스팟(blind spots)을 일으킨다. 출력 부하가 낮은 부하 상태(107)로부터 높은 부하 상태(121)로 천이(113)할 때 긴 블라인드 스팟은 느린 동적 부하 응답을 야기한다. 낮은 부하(107)로부터 높은 부하 상태(121)로의 천이(113)가 맹점과 관련하여 발생할 때에 따라, 변환기의 낮은 동작 주파수(109)는 변환기가 부하 변화에 빠르게 응답하는 것을 막기 때문에 출력 전압은 드롭(언더슈트(undershoots))(115)한다.
높은 출력 부하 상태(121)로의 천이(113)를 지시하는 출력 전압 언더슈트(115)에 응답하여, 스위치 제어기는 높은 출력 부하 동작 주파수(119)로 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 증가시킨다(117). 높은 출력 부하 동작 주파수(119)는 높은 출력 부하(121) 동안에 변환기가 동작하는 주파수이다. 높은 출력 부하 동작 주파수(121)로 동작 주파수를 올리는 것은 출력 전압이 안정 상태 출력 전압 설정점(111)에 도달하도록 일으킨다.
높은 출력 부하 상태(121)로부터 낮은 부하 상태(107)로 출력 부하가 천이(123)할 때, 출력 전압은 상승한다(오버슈트)(125). 출력 전압에서의 상승은(125) 스위치 제어기에 의해 감지되고 낮은 부하 상태(107)로 돌아가는 부하 변화를 지시한다. 스위치 제어기는 보조 부하로 낮아진 에너지를 전달하기 위해 스위칭 사이클을 제어함으로써 즉시 응답한다. 따라서, 스위치 제어기는 출력 부하에서 급격한 드롭에 응답하여 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(109)로 감소시킨다(127). 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(109)로 감소시켜, 출력 전압은 안정 상태 출력 전압 설정점(111)에 도달한다.
도 1b는 높은 부하(121)로부터 낮은 부하(107) 상태로 천이(123)하는 동안에 도 1a의 파형의 부분(129)의 상세한 보기(detailed view)를 도시한다. 출력 부하 파형(101), 출력 전압 파형(105) 및 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수 파형(103)외에도, 도 1b는 드라이버(driver) 출력 파형(133)을 도시한다. 드라이버 출력 파형(133)은 스위치 변환기의 출력 드라이브(drive) 신호를 도시한다. 출력 드라이브 신호는 스위칭 전력 변환기의 스위치(예를 들어, 금속 산화 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field effect transistor))가 턴 온 되거나 턴 오프 될 때를 제어한다
이전에 기술된 것처럼, 높은 출력 부하 동안에(121), 출력 전압은 출력 전압 설정점(111)에 있고 스위칭 전력 변환기는 높은 부하 동작 주파수(119)에서 동작한다(FSW at High Load Steady State). 변환기가 높은 부하 동작 주파수(119)에서 동작할 때의 시간 기간(135) 동안에, 출력 드라이브 신호는 변환기가 대기 모드 동작 주파수(FSW at No-Load Steady State)(109)에서 동작할 때와 비교하여 더 높은 주파수에서 출력된다.
도 1b에 도시된 것처럼, 높은 부하에서 낮은 부하로 천이(123)하는 동안에, 출력 전압은 출력 전압 설정점(111)보다 높지만 최대 허용 출력 전압 아래인 높은 리미트(high limit)(137)로 상승한다(오버슈트). 오버슈트 전압(137)을 감지할 때, 동작 주파수(FSW_FINAL)는 높은 부하 동작 주파수(119)로부터 낮아지고(139) 결국에는 낮은 부하 안정 상태 조건(107)과 연관된 대기 모드 동작 주파수(109)에 도착한다. 낮은 부하 안정 상태 조건(107) 동안에 대기 모드 동작 주파수(109)는 30mW보다 작거나 심지어 10mW보다 작은 가장 낮은 전력 소비를 허용한다. 그러나, 기존의 피드백 제어 루프의 응답 특성 때문에, 동작 주파수는 도 1b에 도시된 것처럼 시간 기간(143)동안 대기 모드 동작 주파수(109) 아래(141)로 떨어진다. 동작 주파수의 감소는(139) 드라이버 출력 파형(133)에 반영됨을 주시하라. 출력 제어 신호는 동작 주파수가 낮아지는(139) 시간 기간(147)동안에 덜 자주 생성된다.
동작 주파수는 결국 시간 T1에서 안정 상태 대기 모드 동작 주파수(109)에 도달한다. 다음의 낮은 부하에서 높은 부하로의 천이(145)가 T1 이후 시간 T2에서 발생하면, 출력 전압은 변환기의 최소 허용 출력 전압보다 위인 낮은 리미트(low limit)(149)로 드롭한다. 스위치 제어기는 동적 부하 응답 요구의 낮은 리미트(149)(즉, 감지 점(detection point))에 도달하는 출력 전압을 감지하고 이에 따라 높은 부하 동작 주파수(119)로 동작 주파수를 증가시킨다(151). 그러나, 하기에 기술된 것처럼, 출력 부하에서의 변화가 반복적이면, 낮은 부하에서 높은 부하로의 천이(145)는 스위칭 전력 변환기가 대기 모드 주파수(109) 아래인 주파수(141)에서 동작할 때 발생할 수 있고, 동작 부하 응답 요구의 낮은 리미트(149)를 초과하는 출력 전압 언더슈트(undershoot)를 야기한다.
위에 기술된 것처럼, 스위칭 전력 변환기에 대한 세가지 주요 작동 모드가 있다: 대기 모드, 충전 모드, 운영 모드. 운영 모드는 스위칭 전력 변환기가 교류 전원과 전자 장치 모두에 연결될 때를 기술하고, 전자 장치는 활성 사용에 있다. 여기서, 스위칭 전력 변환기는 전자 장치의 내부 배터리를 충전하고 전자 장치의 활성 사용을 위해 조절된 전력을 제공한다. 이러한 경우에, 전자 장치가 초기에 연결될 때 당시에 스위칭 전력 변환기에 놓여진 원 타임 "낮은 에서 높은" 동적 부하가 있다. 그러나, 전자 장치가 활성 사용에 있기 때문에, 반복적인 동적 부하는 원 타임 "낮은 에서 높은" 동적 부하 천이 후에도 스위칭 전력 변환기에 놓이게 된다.
예를 들면, LED 요소(elements)는 전자 장치에 공통으로 사용되는 LCD 디스플레이의 백라이트를 위해 종종사용된다. LED 요소의 펄스 폭 변조는 디밍(dimming) 제어를 제공하도록 일반적으로 사용된다. 이러한 경우, LED 요소는 일반적으로 100Hz에서 200Hz 범위의 주파수에서 스위칭된다. 이러한 스위칭은 스위칭 전력 변환기에 높은 주파수 반복적인 동적 부하를 일으킨다. 이것이 발생할 때, 기존의 스위치 제어기는 동적 부하가 원 타임 부하 이거나 반복적인 동적 부하인 지를 결정할 수 없다.
반복적인 동적 부하의 각각의 사이클에서, 스위치 제어기는 스위칭 전력 변환기를 대기 모드로 되돌려서 부하의 폴링 에지에 반응한다. 부하의 후속 상승 에지(subsequent rising edge)가 발생할 때, 기존의 스위칭 전력 변환기에서의 스위치 제어기는 대기 모드와 연관된 더 낮은 동작 주파수에서 동작한다. 더 낮은 동작 주파수 때문에, 스위치 제어기는 부하의 급격한 증가에 빠르게 응답하지 못한다.
도 2a는 반복적인 동적 부하 변화 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다. 반복적인 동적 부하 변화는 낮은 출력 부하로부터 높은 출력 부하로의 높은 주파수 출력 부하 변화를 기술하고 그 역 또한 같다. 여기서, 반복적인 동적 부하 변화는 일반적으로 100Hz보다 높은 주파수 출력 부하 변화를 포함할 수 있다. 도 2a는 반복적인 동작 부하 변화 동안에 기존 스위칭 전력 변환기의 출력 부하(IOUT) 파형(201), 동작 주파수(FSW_FINAL) 파형(203), 출력 전압(VOUT) 파형(205)을 도시한다.
도 2a에서, 출력 부하 파형(201)은 반복적인 동적 부하 동안에 출력 부하의 멀티플(multiple) 기간을 도시한다. 출력 전압 파형(205)은 반복적인 동작 부하 응답 동안에 출력 전압의 과도 응답을 도시한다. 도 1a와 유사하게, 스위칭 전력 변환기는 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)에서 출력 전압을 유지하도록 시도하지만 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN)) 내에 동작할 수 있다. 동작 주파수 파형(203)은 반복적인 동적 부하 응답 동안에 기존 스위칭 전력 변환기의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(207), 스위칭 전력 변환기는 낮은 출력 부하와 연관된 대기 모드 동작 주파수(209)에서 동작한다. 낮은 출력 부하 상태 동안에, 스위칭 전력 변환기의 출력 전압은 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)에 있다. 낮은 출력 부하(207) 로부터 높은 출력 부하(215)로 천이(213)하는 동안에, 변환기가 부하 변화에 빠르게 응답하는 것을 막는 대기 모드 동작 주파수(209)에서 동작하기 때문에 출력 전압은 드롭(언더슈트)한다(217).
출력 전압 언더슈트(217)에 응답하여, 스위치 제어기는 동작 주파수를 높은 출력 부하 동작 주파수(221)로 증가시킨다(219). 높은 출력 부하(215)로부터 낮은 출력 부하(207)로 출력 부하가 천이(223)할 때, 출력 전압은 상승(오버슈트)한다(225). 출력 전압에서 상승(225)은 스위치 제어기에 의해 감지되고 부하 변화를 지시한다. 스위치 제어기는 출력 부하에서 급격한 드롭에 응답하여 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(209)로 감소시킴으로써(227) 즉시 반응한다.
반복적인 동적 부하 상태 동안에, 낮은 출력 부하(207)로부터 높은 출력 부하(215)로의 후속 천이(243)처럼, 출력 전압 VOUT은 출력 전압 파형(205)에서 보여진 것처럼 출력 부하 IOUT의 라이징과 폴링 에지 동안에 높은 출력 전압 과도를 경험(experience)할 것 이다. 특히 도 2b를 참조로 아래에 상세히 설명될 것처럼, 출력 전압 VOUT은 낮은-출력 부하(207)로부터 높은-출력 부하(215)로 천이(243)하는 동안에 최소 허용 출력 전압 범위(V-out (MIN))를 초과하는 전압 언더슈트(229)를 경험하고 이에 따라 제어 루프 불안정성 문제(control loop instability issue)를 만들고/만들거나 스위칭 전력 변환기에 커넥트된 전자 부하에 손상(damage) 또는 고장(malfunction)을 일으킨다.
도 2b는 반복적인 동적 부하 변화 동안에 도 2a의 파형의 부분(233)의 상세한 보기를 도시한다. 도 1b와 유사하게, 도 2b는 또한 스위칭 전력 변환기의 출력 부하 파형(201), 출력 전압 파형(205), 동작 주파수 파형(203)외에도 드라이버 출력 파형(235)을 도시한다. 높은-출력 부하(215) 동안에, 출력 전압 VOUT은 출력 전압 설정점(211)에 설정되고 스위칭 전력 변환기는 높은 부하 동작 주파수(221)(FSW at High Load Steady State)에서 동작한다. 변환기가 높은 부하 동작 주파수(221)에서 동작할 때의 시간 기간(237) 동안에, 드라이버 출력 제어 신호는 변환기가 대기 모드 동작 주파수(FSW at No-Load Steady State)(209)에서 동작할 와 비교하여 더 높은 주파수에서 출력된다.
높은-출력 부하(215)로부터 낮은 출력 부하(207)로 천이(223)한 후에, 출력 전압은 출력 전압 설정점(211)보다 높지만 최대 허용 출력 전압보다 아래인 높은 리미트(241)에 상승(오버슈트)한다. 오버슈트 전압(241)을 감지할 때, 동작 주파수(FSW_FINAL)는 출력 전압을 안정 상태 출력 전압 설정점(211)으로 브링(bring)하도록 낮아진다(239). 동작 주파수의 감소(239) 동안에, 주파수는 시간 기간 T0와 T1사이에서 안정 상태 낮은 부하 동작 주파수(209) 아래로 떨어진다. 동작 주파수의 감소(239)은 드라이버 출력 파형(235)에 반영된다. 변환기가 시간 기간(237) 동안에 높은 부하 동작 주파수(332)에서 동작할 때와 비교하여 동작 주파수가 낮아지는(239)때에 출력 제어 신호는 시간 기간(255) 동안에 덜 자주 생성된다.
반복적인 부하 변화 때문에, 낮은 부하(207)로부터 높은- 부하(215)로의 후속 천이(243)는 변환기에서 사용된 기존 피드백 제어 루프의 응답 특성 때문에 동작 주파수가 낮은 부하 안정 상태를 위한 대기 모드 동작 주파수(209) 아래에 있을 때인 시간 T0에서 발생한다. 즉, 천이(243)는 블랭크 타임(247) 동안에 발생한다. 낮은 동작 주파수 때문에, 블랭크 타임(247)은 더 길어지고 이는 주 피드백 전용 스위칭 전력 변환기가 부하 변화 스위칭 사이클 바이 스위칭 사이클(switching-cycle-by-switching cycle)에 단지 응답할 수 있기 때문이다. 따라서, 다음 제어 루프 응답은 블랭크 타임(247)의 끝과 대응하는 다음 스위칭 사이클(249)에서 단지 발생할 수 있다. 긴 블랭크 타임 때문에, 블랭크 타임의 끝(249)이 동작 주파수가 출력 전압을 출력 전압 설정점(211)으로 도달하도록 야기하는 높은 부하 동작 주파수(221)로 증가(253)되는 T1에 도달될 때까지 출력 전압 VOUT은 깊은 언더슈트(251)를 경험한다. 스위칭 전력 변환기는 전압 언더슈트(251)에 드라이버 출력의 다음 스위칭 사이클까지 응답할 수 없기 때문에 깊은 언더슈트(251)는 반복적인 동적 부하 상태 동안에 스위칭 전력 변환기에 커넥트된 전자 부하에 심한 손상과 심지어 고장을 야기할 수 있다.
출력 전압을 조절하기(regulate) 위해, 스위칭 전력 변환기는 일반적으로 전력 변환기의 출력 전압과 기준 전압(reference voltage) 사이에 "에러" 신호를 제공하는 에러 회로를 필요로 한다. 에러 회로는 기준 전압에 대하여 출력 전압의 크기와 극성(양 또는 음)을 지시하는 에러 신호를 제공한다. 에러 신호는 에러 신호에 응답하여 전력 변환기의 출력에 전달된 전력 양을 증가시키거나 감소시켜 전력 변환기가 출력 전압을 적절히 조절하도록 허용한다.
기존의 전력 변환기는 일반적으로 아날로그 값으로 출력 전압을 센싱하고 아날로그 값으로 센싱된 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이를 얻음으로써(derive) 에러 신호를 생성한다. 센싱된 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이는 증폭 신호(amplified signal)에 기초하여 출력 전압을 적절히 조절하도록 증폭된다. 기존의 전력 변환기는 또한 변환기에서 사용되는 제어 방식(control scheme)에 따라 에러 신호를 생성하기 위한 아날로그-디지털 컨버터를 사용할 수 있다. 기타 기존의 전력 변환기는 에러 신호를 생성하기 위해 아날로그 에러 증폭기를 사용할 수 있다.
많은 기존의 절연 스위칭 전력 변환기(isolated switching power converters)에서, 출력 전압은 변압기 회로의 보조 측면(secondary side)에 직접적으로 센싱되고 선택된(chosen) 전압에 일반적으로 픽스된 기준 전압과 비교된다. 이것은 상기 비교에 기초하여 전력 변환기의 출력 전압이 타겟 레벨로 조절 되도록 허용한다.
대안적으로, 다른 기존의 절연 스위칭 전력 변환기는 직접적으로 출력 전압을 센싱하지 못한다. 오히려, 이들 변환기는 출력 전압 레벨을 감지(detect)하기 위해 스위칭 전력 변환기의 변압기 회로의 주 측면(primary side)의 신호를 단지 센싱한다. 이들 주 전용 신호(primary-only signals)들은 전력 변환기의 출력 전압이 타켓 레벨로 조절되도록 선택된 전압에 픽스된 기준 전압과 비교된다. 이들 절연 스위칭 전력 변환기는 흔히 주 피드백 변환기로 언급된다(referred to).
스마트 폰과 랩탑 컴퓨터와 같은 휴대용 기기(portable equipment)에 조절된 전력을 제공하기 위해 사용되는 스위칭 전력 변환기에 있어서, 스위칭 전력 변환기에 대한 세가지 주요 작동 모드(working mode)가 있다: 대기 모드(standby mode), 충전 모드(charging mode), 운영 모드(operational mode)
대기 모드는 스위칭 전력 변환기가 교류 전원(즉, 공급 전압)에 커플링되지만 전자 장치로부터 분리된 경우이다. 따라서, 스위칭 전력 변환기는 낮은 부하 상태(즉, 무 부하)에서 동작(operate)한다. 대기 모드 동안에, 스위칭 전력 변환기는 무 부하 상태에서 출력 전압 조절을 유지해야 한다. 또한, 스위칭 전력 변환기는 필수 환경 기준(standards)을 충족하기 위해 내부 전력 소비를 최소화하도록 요구된다.. 예를 들어, 5성급(5-star) 에너지 기준에 따르면, 셀폰 충전기(cell phone charger)에 대한 최대 허용 대기 전력 소비는 일반적으로 입력 전압 230Vac 아래 30mW이다.
펄스 주파수 변조는 효과적이고 대기 모드에서 임플로이드 된(employed) 종종 사용되는 방법이며, 스위칭 변환기의 동작 주파수는 무 부하 상태에 응답하여 대기 모드 동작 주파수로 낮아진다. 전력 소비의 새로운 경향은 10mW보다 작고 심지어 5mW보다 작은 가장 낮은(ultra-low) 대기 전력 소비를 요구하고 , 이것은 출력 전압을 조절하기 위해 매우 낮은 무 부하 동작 주파수를 필요로 한다.
충전 모드는 스위칭 전력 변환기가 교류 전원과 전자 장치 모두에 커플링된 경우이다. 따라서, 스위칭 전력 변환기는 부하 상태에서 동작한다. 여기, 스위칭 전력 변환기는 액티브 사용(active use)에서 전자 장치 없이 전자 장치의 내부 배터리를 충전하기 위해 조절된 전력을 제공한다. 이러한 경우, 전자 장치가 초기에 스위칭 전력 변환기에 커넥트될 때의 당시에 스위칭 전력 변환기에 놓인 원 타임(one-time) "낮은 에서 높은(low to high)" 동적 부하(dynamic load)가 있다. 이러한 상황에서, 스위칭 전력 변환기는 대기 모드로부터 충전 모드로 천이한다. 천이하는 동안에, 동작 주파수는 대기 동작 주파수로부터 부하 상태와 연관된 높은 주파수로 증가된다. 출력 부하에서의 급격한 증가에 응답하여, 출력 전압에서 오버슈트 링잉(overshoot ringing)뿐 아니라 출력 전압의 초기 드롭(initial drop)이 있다. 출력 전압 드롭과 링잉의 양은 출력 필터 구성 요소(components)와 제어 루프의 속도(speed)에 크게 기초된다. 일단 커넥트되면, 스위칭 전력 공급(supply)에 놓여진 부하는 주로 정적(static)이고 배터리 충전 상태가 점차 증가하는 것처럼 천천히 변화(change)한다.
반대로, 스위칭 전력 변환기가 충전 모드로부터 대기 모드로 천이할 때, 스위칭 전력 변환기에 놓여진 원 타임 "높은 에서 낮은" 동적 부하가 있다. 높은 에서 낮은 동적 부하가 스위치 제어기에 의해 감지될 때, 스위칭 전력 변환기는 스위칭 주파수에서 무 부하 상태에 대응하는 대기 동작 주파수로의 연관된 감소(reduction)과 함께 대기 모드에 놓인다. 이러한 경우, 높은 에서 낮은 동적 부하가 변환기에 놓일 때 연관된 출력 전압 상승(rise)과 오버슈트 링잉(overshoot ringing)이 있다.
도 1a는 대기 모드와 충전 모드 사이에 천이하고 반대의 경우 일 때 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시하며, 이것은 "원 타임" 동적 부하 응답으로 더 잘 알려져 있다. 원 타임 동적 부하 조건은 일반적으로 10Hz보다 낮은 출력 부하의 낮은 주파수 변화에 레퍼런스(reference) 한다. 특히, 도 1a는 원 타임 동적 부하 응답 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 출력 부하 파형(101), 동작 주파수 파형(103) 및 출력 전압 파형(105)을 보인다.
주 전용 피드백을 임플로이하는(employ) 기존의 스위칭 전력 변환기에 대해, 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 나타내는 피드백 신호는 각각의 스위칭 사이클에 센싱된다. 따라서, 기존의 주 피드백 전용 스위칭 전력 변환기에 대한 제한은 변환기의 스위치 제어기가 전압 피드백 신호의 단지 폴링 에지(falling edge)에서 스위칭 사이클에 의해 부하 변화 스위칭 사이클에 응답할 수 있는 것이다. 스위치 제어기는 출력 전압의 변화를 감지(detection)할 때 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 제어한다. 출력 전압의 변화는 출력 부하에서 변화를 지시한다. 스위칭 주파수가 낮은 부하 상태에서처럼 낮다면(예를 들면, 300Hz), 스위칭 기간(period)은 긴 시간 기간이 될 수 있다. 스위칭 전력 변환기가 동작하고 출력 전압을 조절하려고 시도하는 동안에 변압기의 주 권선이 두(two) 스위칭 사이클 사이의 샘플 정보를 가지고 있지 않기 때문에 긴 기간은 블랭크 타임(black time) 또는 맹점으로 더 잘 알려져 있다.
도 1a에서, 출력 부하 파형(101)은 "낮은 에서 높은" 및 "높은 에서 낮은" 동적 부하 동안에 출력 부하의 하나의 기간(one period)을 도시한다. 출력 부하 파형(101)은 "낮은" 부하 상태(즉, 무 부하) 및 "높은" 부하 상태 사이의 사이클이다. 출력 전압 파형(105)은 원 타임 동적 부하 응답 동안에 출력 전압의 과도 응답(transient response)을 도시한다. 스위칭 전력 변환기는 변환기의 안정 상태(steady state) 출력 전압을 나타내는 출력 전압 설정값(V-out Setpoint)에서 출력 전압을 유지하지만, 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN)) 내에서 동작할 수 있다. 동작 주파수 파형(103)은 원 타임 동적 부하 응답 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(107), 기존의 스위칭 전력 변환기는 낮은 출력 부하 상태 또는 대기 모드 동작과 연관된 대기 모드 동작 주파수(예를 들어, 300Hz)(109)에서 동작한다. 낮은 출력 부하 상태 동안에, 스위칭 전력 변환기의 출력 전압은 출력 전압 설정 값(V-out Setpoint)에 있다. 낮은 출력 부하(107) 동안에 낮은 동작 주파수는 스위칭 전력 변환기의 스위치 제어기가 동적 부하의 라이징 에지(rising edge)를 덜 감지할 수 있도록 한다.
즉, 낮은 동작 주파수는 긴 스위칭 기간을 나타내는 긴 블라인드 스팟(blind spots)을 일으킨다. 출력 부하가 낮은 부하 상태(107)로부터 높은 부하 상태(121)로 천이(113)할 때 긴 블라인드 스팟은 느린 동적 부하 응답을 야기한다. 낮은 부하(107)로부터 높은 부하 상태(121)로의 천이(113)가 맹점과 관련하여 발생할 때에 따라, 변환기의 낮은 동작 주파수(109)는 변환기가 부하 변화에 빠르게 응답하는 것을 막기 때문에 출력 전압은 드롭(언더슈트(undershoots))(115)한다.
높은 출력 부하 상태(121)로의 천이(113)를 지시하는 출력 전압 언더슈트(115)에 응답하여, 스위치 제어기는 높은 출력 부하 동작 주파수(119)로 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 증가시킨다(117). 높은 출력 부하 동작 주파수(119)는 높은 출력 부하(121) 동안에 변환기가 동작하는 주파수이다. 높은 출력 부하 동작 주파수(121)로 동작 주파수를 올리는 것은 출력 전압이 안정 상태 출력 전압 설정점(111)에 도달하도록 일으킨다.
높은 출력 부하 상태(121)로부터 낮은 부하 상태(107)로 출력 부하가 천이(123)할 때, 출력 전압은 상승한다(오버슈트)(125). 출력 전압에서의 상승은(125) 스위치 제어기에 의해 감지되고 낮은 부하 상태(107)로 돌아가는 부하 변화를 지시한다. 스위치 제어기는 보조 부하로 낮아진 에너지를 전달하기 위해 스위칭 사이클을 제어함으로써 즉시 응답한다. 따라서, 스위치 제어기는 출력 부하에서 급격한 드롭에 응답하여 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(109)로 감소시킨다(127). 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(109)로 감소시켜, 출력 전압은 안정 상태 출력 전압 설정점(111)에 도달한다.
도 1b는 높은 부하(121)로부터 낮은 부하(107) 상태로 천이(123)하는 동안에 도 1a의 파형의 부분(129)의 상세한 보기(detailed view)를 도시한다. 출력 부하 파형(101), 출력 전압 파형(105) 및 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수 파형(103)외에도, 도 1b는 드라이버(driver) 출력 파형(133)을 도시한다. 드라이버 출력 파형(133)은 스위치 변환기의 출력 드라이브(drive) 신호를 도시한다. 출력 드라이브 신호는 스위칭 전력 변환기의 스위치(예를 들어, 금속 산화 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal-oxide-semiconductor field effect transistor))가 턴 온 되거나 턴 오프 될 때를 제어한다
이전에 기술된 것처럼, 높은 출력 부하 동안에(121), 출력 전압은 출력 전압 설정점(111)에 있고 스위칭 전력 변환기는 높은 부하 동작 주파수(119)에서 동작한다(FSW at High Load Steady State). 변환기가 높은 부하 동작 주파수(119)에서 동작할 때의 시간 기간(135) 동안에, 출력 드라이브 신호는 변환기가 대기 모드 동작 주파수(FSW at No-Load Steady State)(109)에서 동작할 때와 비교하여 더 높은 주파수에서 출력된다.
도 1b에 도시된 것처럼, 높은 부하에서 낮은 부하로 천이(123)하는 동안에, 출력 전압은 출력 전압 설정점(111)보다 높지만 최대 허용 출력 전압 아래인 높은 리미트(high limit)(137)로 상승한다(오버슈트). 오버슈트 전압(137)을 감지할 때, 동작 주파수(FSW_FINAL)는 높은 부하 동작 주파수(119)로부터 낮아지고(139) 결국에는 낮은 부하 안정 상태 조건(107)과 연관된 대기 모드 동작 주파수(109)에 도착한다. 낮은 부하 안정 상태 조건(107) 동안에 대기 모드 동작 주파수(109)는 30mW보다 작거나 심지어 10mW보다 작은 가장 낮은 전력 소비를 허용한다. 그러나, 기존의 피드백 제어 루프의 응답 특성 때문에, 동작 주파수는 도 1b에 도시된 것처럼 시간 기간(143)동안 대기 모드 동작 주파수(109) 아래(141)로 떨어진다. 동작 주파수의 감소는(139) 드라이버 출력 파형(133)에 반영됨을 주시하라. 출력 제어 신호는 동작 주파수가 낮아지는(139) 시간 기간(147)동안에 덜 자주 생성된다.
동작 주파수는 결국 시간 T1에서 안정 상태 대기 모드 동작 주파수(109)에 도달한다. 다음의 낮은 부하에서 높은 부하로의 천이(145)가 T1 이후 시간 T2에서 발생하면, 출력 전압은 변환기의 최소 허용 출력 전압보다 위인 낮은 리미트(low limit)(149)로 드롭한다. 스위치 제어기는 동적 부하 응답 요구의 낮은 리미트(149)(즉, 감지 점(detection point))에 도달하는 출력 전압을 감지하고 이에 따라 높은 부하 동작 주파수(119)로 동작 주파수를 증가시킨다(151). 그러나, 하기에 기술된 것처럼, 출력 부하에서의 변화가 반복적이면, 낮은 부하에서 높은 부하로의 천이(145)는 스위칭 전력 변환기가 대기 모드 주파수(109) 아래인 주파수(141)에서 동작할 때 발생할 수 있고, 동작 부하 응답 요구의 낮은 리미트(149)를 초과하는 출력 전압 언더슈트(undershoot)를 야기한다.
위에 기술된 것처럼, 스위칭 전력 변환기에 대한 세가지 주요 작동 모드가 있다: 대기 모드, 충전 모드, 운영 모드. 운영 모드는 스위칭 전력 변환기가 교류 전원과 전자 장치 모두에 연결될 때를 기술하고, 전자 장치는 활성 사용에 있다. 여기서, 스위칭 전력 변환기는 전자 장치의 내부 배터리를 충전하고 전자 장치의 활성 사용을 위해 조절된 전력을 제공한다. 이러한 경우에, 전자 장치가 초기에 연결될 때 당시에 스위칭 전력 변환기에 놓여진 원 타임 "낮은 에서 높은" 동적 부하가 있다. 그러나, 전자 장치가 활성 사용에 있기 때문에, 반복적인 동적 부하는 원 타임 "낮은 에서 높은" 동적 부하 천이 후에도 스위칭 전력 변환기에 놓이게 된다.
예를 들면, LED 요소(elements)는 전자 장치에 공통으로 사용되는 LCD 디스플레이의 백라이트를 위해 종종사용된다. LED 요소의 펄스 폭 변조는 디밍(dimming) 제어를 제공하도록 일반적으로 사용된다. 이러한 경우, LED 요소는 일반적으로 100Hz에서 200Hz 범위의 주파수에서 스위칭된다. 이러한 스위칭은 스위칭 전력 변환기에 높은 주파수 반복적인 동적 부하를 일으킨다. 이것이 발생할 때, 기존의 스위치 제어기는 동적 부하가 원 타임 부하 이거나 반복적인 동적 부하인 지를 결정할 수 없다.
반복적인 동적 부하의 각각의 사이클에서, 스위치 제어기는 스위칭 전력 변환기를 대기 모드로 되돌려서 부하의 폴링 에지에 반응한다. 부하의 후속 상승 에지(subsequent rising edge)가 발생할 때, 기존의 스위칭 전력 변환기에서의 스위치 제어기는 대기 모드와 연관된 더 낮은 동작 주파수에서 동작한다. 더 낮은 동작 주파수 때문에, 스위치 제어기는 부하의 급격한 증가에 빠르게 응답하지 못한다.
도 2a는 반복적인 동적 부하 변화 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다. 반복적인 동적 부하 변화는 낮은 출력 부하로부터 높은 출력 부하로의 높은 주파수 출력 부하 변화를 기술하고 그 역 또한 같다. 여기서, 반복적인 동적 부하 변화는 일반적으로 100Hz보다 높은 주파수 출력 부하 변화를 포함할 수 있다. 도 2a는 반복적인 동작 부하 변화 동안에 기존 스위칭 전력 변환기의 출력 부하(IOUT) 파형(201), 동작 주파수(FSW_FINAL) 파형(203), 출력 전압(VOUT) 파형(205)을 도시한다.
도 2a에서, 출력 부하 파형(201)은 반복적인 동적 부하 동안에 출력 부하의 멀티플(multiple) 기간을 도시한다. 출력 전압 파형(205)은 반복적인 동작 부하 응답 동안에 출력 전압의 과도 응답을 도시한다. 도 1a와 유사하게, 스위칭 전력 변환기는 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)에서 출력 전압을 유지하도록 시도하지만 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN)) 내에 동작할 수 있다. 동작 주파수 파형(203)은 반복적인 동적 부하 응답 동안에 기존 스위칭 전력 변환기의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(207), 스위칭 전력 변환기는 낮은 출력 부하와 연관된 대기 모드 동작 주파수(209)에서 동작한다. 낮은 출력 부하 상태 동안에, 스위칭 전력 변환기의 출력 전압은 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)에 있다. 낮은 출력 부하(207) 로부터 높은 출력 부하(215)로 천이(213)하는 동안에, 변환기가 부하 변화에 빠르게 응답하는 것을 막는 대기 모드 동작 주파수(209)에서 동작하기 때문에 출력 전압은 드롭(언더슈트)한다(217).
출력 전압 언더슈트(217)에 응답하여, 스위치 제어기는 동작 주파수를 높은 출력 부하 동작 주파수(221)로 증가시킨다(219). 높은 출력 부하(215)로부터 낮은 출력 부하(207)로 출력 부하가 천이(223)할 때, 출력 전압은 상승(오버슈트)한다(225). 출력 전압에서 상승(225)은 스위치 제어기에 의해 감지되고 부하 변화를 지시한다. 스위치 제어기는 출력 부하에서 급격한 드롭에 응답하여 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(209)로 감소시킴으로써(227) 즉시 반응한다.
반복적인 동적 부하 상태 동안에, 낮은 출력 부하(207)로부터 높은 출력 부하(215)로의 후속 천이(243)처럼, 출력 전압 VOUT은 출력 전압 파형(205)에서 보여진 것처럼 출력 부하 IOUT의 라이징과 폴링 에지 동안에 높은 출력 전압 과도를 경험(experience)할 것 이다. 특히 도 2b를 참조로 아래에 상세히 설명될 것처럼, 출력 전압 VOUT은 낮은-출력 부하(207)로부터 높은-출력 부하(215)로 천이(243)하는 동안에 최소 허용 출력 전압 범위(V-out (MIN))를 초과하는 전압 언더슈트(229)를 경험하고 이에 따라 제어 루프 불안정성 문제(control loop instability issue)를 만들고/만들거나 스위칭 전력 변환기에 커넥트된 전자 부하에 손상(damage) 또는 고장(malfunction)을 일으킨다.
도 2b는 반복적인 동적 부하 변화 동안에 도 2a의 파형의 부분(233)의 상세한 보기를 도시한다. 도 1b와 유사하게, 도 2b는 또한 스위칭 전력 변환기의 출력 부하 파형(201), 출력 전압 파형(205), 동작 주파수 파형(203)외에도 드라이버 출력 파형(235)을 도시한다. 높은-출력 부하(215) 동안에, 출력 전압 VOUT은 출력 전압 설정점(211)에 설정되고 스위칭 전력 변환기는 높은 부하 동작 주파수(221)(FSW at High Load Steady State)에서 동작한다. 변환기가 높은 부하 동작 주파수(221)에서 동작할 때의 시간 기간(237) 동안에, 드라이버 출력 제어 신호는 변환기가 대기 모드 동작 주파수(FSW at No-Load Steady State)(209)에서 동작할 와 비교하여 더 높은 주파수에서 출력된다.
높은-출력 부하(215)로부터 낮은 출력 부하(207)로 천이(223)한 후에, 출력 전압은 출력 전압 설정점(211)보다 높지만 최대 허용 출력 전압보다 아래인 높은 리미트(241)에 상승(오버슈트)한다. 오버슈트 전압(241)을 감지할 때, 동작 주파수(FSW_FINAL)는 출력 전압을 안정 상태 출력 전압 설정점(211)으로 브링(bring)하도록 낮아진다(239). 동작 주파수의 감소(239) 동안에, 주파수는 시간 기간 T0와 T1사이에서 안정 상태 낮은 부하 동작 주파수(209) 아래로 떨어진다. 동작 주파수의 감소(239)은 드라이버 출력 파형(235)에 반영된다. 변환기가 시간 기간(237) 동안에 높은 부하 동작 주파수(332)에서 동작할 때와 비교하여 동작 주파수가 낮아지는(239)때에 출력 제어 신호는 시간 기간(255) 동안에 덜 자주 생성된다.
반복적인 부하 변화 때문에, 낮은 부하(207)로부터 높은- 부하(215)로의 후속 천이(243)는 변환기에서 사용된 기존 피드백 제어 루프의 응답 특성 때문에 동작 주파수가 낮은 부하 안정 상태를 위한 대기 모드 동작 주파수(209) 아래에 있을 때인 시간 T0에서 발생한다. 즉, 천이(243)는 블랭크 타임(247) 동안에 발생한다. 낮은 동작 주파수 때문에, 블랭크 타임(247)은 더 길어지고 이는 주 피드백 전용 스위칭 전력 변환기가 부하 변화 스위칭 사이클 바이 스위칭 사이클(switching-cycle-by-switching cycle)에 단지 응답할 수 있기 때문이다. 따라서, 다음 제어 루프 응답은 블랭크 타임(247)의 끝과 대응하는 다음 스위칭 사이클(249)에서 단지 발생할 수 있다. 긴 블랭크 타임 때문에, 블랭크 타임의 끝(249)이 동작 주파수가 출력 전압을 출력 전압 설정점(211)으로 도달하도록 야기하는 높은 부하 동작 주파수(221)로 증가(253)되는 T1에 도달될 때까지 출력 전압 VOUT은 깊은 언더슈트(251)를 경험한다. 스위칭 전력 변환기는 전압 언더슈트(251)에 드라이버 출력의 다음 스위칭 사이클까지 응답할 수 없기 때문에 깊은 언더슈트(251)는 반복적인 동적 부하 상태 동안에 스위칭 전력 변환기에 커넥트된 전자 부하에 심한 손상과 심지어 고장을 야기할 수 있다.
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스위칭 사이클의 주 전용(primary-only) 제어를 제공하는 스위칭 전력 변환기가 기술된다. 동적 부하 상황에 대한 응답을 개선하도록, 출력 부하가 높은 부하로부터 낮은 부하(즉, 무 부하) 상태로 천이할 때 스위치 제어기는 중간 주파수에서 변환기의 동작 주파수를 클램프한다. 중간 주파수는 높은 부하 상태와 연관된 동작 주파수보다 작고 낮은 부하 상태와 연관된 동작 주파수보다 크다. 변환기가 낮은 부하 상태와 연관된 낮은 부하 동작 주파수와 비교하여 더 높은 주파수에서 동작하기 때문에, 변환기는 일반적으로 반복적인 동적 부하 상황에서 보이는 것처럼 낮은 부하 상태로부터 높은 부하 상태로 동적 부하 변화에 더 잘 응답할 수 있다. 타이머의 만료일 때, 출력 부하가 여전히 낮은 부하 상태에 있다면 동작 주파수는 낮은 부하 상태와 연관된 주파수로 낮아진다. 따라서, 변환기의 무 부하 전력 소비는 누가되지 않는다(uncompromised). 그러나, 타이머의 만료 전에 낮은 부하로부터 높은 부하로 후속 부하가 천이하면, 동작 주파수는 높은 부하 주파수로 증가된다.
설명(specification)에 기술된 특징(features)과 장점은 모두 포함되지 않고, 특히, 많은 추가적인 특징과 장점은 도면과 설명을 숙고하여 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자에게 명백할 것이다. 게다가, 이것은 설명에 사용된 언어는 주로 가독성과 교육 목적을 위해 선택되었음을 주시해야 하고, 발명 주제 문제를 윤곽을 그리거나 주위에 경계선을 긋도록 선택되지 않을 수 있다.
설명(specification)에 기술된 특징(features)과 장점은 모두 포함되지 않고, 특히, 많은 추가적인 특징과 장점은 도면과 설명을 숙고하여 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자에게 명백할 것이다. 게다가, 이것은 설명에 사용된 언어는 주로 가독성과 교육 목적을 위해 선택되었음을 주시해야 하고, 발명 주제 문제를 윤곽을 그리거나 주위에 경계선을 긋도록 선택되지 않을 수 있다.
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본 공개의 실시예의 티칭(teaching)은 첨부된 도면과 함께 이후의 상세한 설명을 고려함으로써 즉시 이해될 수 있다.
도 1a는 대기 모드와 충전 모드 사이의 천이, 또는 "원 타임" 동적 부하 응답 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 1b는 원 타임 동적 부하 응답 동안에 기존 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세한 보기를 도시한다.
도 2a는 반복적인 동적 부하 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 2b는 반복적인 동적 부하 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세 보기를 도시한다.
도 3은 일실시예에 따른 개선된(improved) 동적 부하 응답이 있는 스위칭 전력 변환기를 도시한다.
도 4a는 일실시예에 따른, 대기 모드와 충전 모드 사이의 스위칭 전력 변환기의 천이 또는 "원 타임" 동적 부하 응답일 때 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 4b는 일실시예에 따른, 원 타임 동적 부하 응답 동안에 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세한 보기를 도시한다.
도 5a는 일실시예에 따른, 반복적인 동적 부하 동안에 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 5b는 일실시예에 따른, 반복적인 동적 부하 동안에 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세한 보기를 보인다.
도 6은 일실시예에 따른, 스위칭 전력 변환기의 다양한동작 주파수 특징의 파형을 도시한다.
도 7은 일실시예에 따른, 스위칭 전력 변환기의 대안적인(alternative) 베리어블한(variable) 동작 주파수 특징의 파형을 도시한다.
도 1a는 대기 모드와 충전 모드 사이의 천이, 또는 "원 타임" 동적 부하 응답 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 1b는 원 타임 동적 부하 응답 동안에 기존 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세한 보기를 도시한다.
도 2a는 반복적인 동적 부하 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 2b는 반복적인 동적 부하 동안에 기존의 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세 보기를 도시한다.
도 3은 일실시예에 따른 개선된(improved) 동적 부하 응답이 있는 스위칭 전력 변환기를 도시한다.
도 4a는 일실시예에 따른, 대기 모드와 충전 모드 사이의 스위칭 전력 변환기의 천이 또는 "원 타임" 동적 부하 응답일 때 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 4b는 일실시예에 따른, 원 타임 동적 부하 응답 동안에 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세한 보기를 도시한다.
도 5a는 일실시예에 따른, 반복적인 동적 부하 동안에 스위칭 전력 변환기의 파형을 도시한다.
도 5b는 일실시예에 따른, 반복적인 동적 부하 동안에 스위칭 전력 변환기의 파형의 상세한 보기를 보인다.
도 6은 일실시예에 따른, 스위칭 전력 변환기의 다양한동작 주파수 특징의 파형을 도시한다.
도 7은 일실시예에 따른, 스위칭 전력 변환기의 대안적인(alternative) 베리어블한(variable) 동작 주파수 특징의 파형을 도시한다.
도면과 이후의 설명은 오직 도시의 방법에 의해 다양한 실시예에 관한 것이다. 여기에 개시된 방법과 구조의 대안적인 실시예는 여기에 논의된 원리로부터 출발함이 없이 다양하게 대체될 수 있음이 주지되어야 한다.
참조는 몇가지 실시예에 상세히 지금 만들어 질 수 있다, 이러한 예는 첨부된 도면에 도시된다. 이것은 실용적인 유사하거나 같은 참조 번호는 도면에서 사용될 수 있고 유사 또는 같은 기능을 지시할 수 있음이 주시된다. 도면은 도시의 목적에 대해 다양한 실시예를 묘사한다. 기술에 숙련된 이는 다음 기술로부터 쉽게 인지할 수 있고 여기 기술된 구조와 방법의 대체 실시예는 여기 기술된 원리로부터 출발함이 없이 고용될 수 있다.
여기 개시된 실시예는 "반복적인" 동적 부하 응답뿐만 아니라 "원 타임" 동적 부하 응답 동안에 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 설정하도록 스위치 제어기의 방법을 기술한다. 동작 주파수는 스위칭 전력 변환기가 변화에 반응할 수 있는 속도뿐만 아니라 스위치 제어기에 의해 센싱될 수 있는 출력 부하 변화가 얼마나 빠른지를 결정한다. 높은 부하 상태로부터 낮은 부하 상태로 출력 부하 변화 동안에, 스위칭 전력 변환기는 중간 동작 주파수에서 동작 주파수를 클램프(clamp)하거나 잠근다(lock). 클램프된 주파수는 동작 주파수가 변환기의 피드백 신호에 기초하여 설정되었다면 변환기가 동작할 수 있었던 주파수보다 크다. 동작 주파수는 시간의 기간이 만료된 후에 낮은 부하 상태와 연관된 동작 주파수로 되돌아가기 때문에 낮은 전력 소비를 유지하는 동안 더 높은(higher) 동작 주파수는 전력 변환기의 부하 응답을 개선한다.
도 3은 일실시예에 따른 플라이백 타입(flyback type) 스위칭 전력 변환기(300)를 도시하는 회로 다이어그램이다. 스위칭 전력 변환기(300)는 전력 스테이지(301)와 보조 출력 스테이지(303)를 포함한다. 전력 스테이지(301)는 전력 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)와 전력 변압기(T1)와 같은 스위치(Q1)를 포함한다. 전력 변압기(T1)는 주 권선(Np), 보조 권선(Ns), 예비(auxiliary) 권선(Na)를 포함한다. 보조 출력 스테이지(303)는 다이오드(D1)와 출력 캐패시터(C1)를 포함한다. 온 타임(TON)과 오프 타임(TOFF)과 함께 펄스의 형태에서 출력 드라이브 신호(309)를 사용하여 제어기(307)는 스위치(Q1)의 온 상태와 오프 상태를 제어한다. 즉, 제어기(307)는 스위치(Q1)를 드라이브하는 출력 드라이브 신호(309)를 생성한다.
교류 전원은 교류 전원 소스(미도시)로부터 수신되고 조절되지 않은(unregulated) 입력 전압(VIN)을 제공하도록 정류된다(rectified). 스위치(Q1)가 턴 온 될 때 다이오드(D1)는 리버스 바이어스(reverse biased) 되기 때문에, 스위치가 턴 온 되는 동안에 입력 전력은 변압기(T1)에 저장된다. 스위치(Q1)가 턴 오프 될 때 다이오드(D1)는 포워드 바이어스되기 때문에, 스위치(Q1)이 턴 오프되는 동안에 정류된 입력 전력은 캐패시터(C1)를 거쳐 전자 장치로 전송된다. 다이오드(D1)는 출력 정류기(rectifier)로 기능하고 캐패시터(C1)는 출력 필터로 기능한다. 그 결과로(the resulting) 조절된 출력 전압(VOUT)은 전자 장치로 전달된다.
이전에 언급된 것처럼, 제어기(307)는 전력 스위치(Q1)의 온 타임과 오프 타임을 제어하기 위해 적절한 스위치 드라이브 펄스(309)를 생성하고 출력 전압(VOUT)을 조절한다. PWM(pulse width modulation) 및/또는 PFM(pulse frequency modulation) 모드를 포함하는 다양한 동작 모드(operation mode)에서, 제어기(307)는 센싱된 출력 전압(VSENSE)에 기초하는 피드백 루프와 스위칭 전력 변환기의 이전 스위칭 사이클에서 센싱된 주 측(primary side) 전류(Ip)를 사용하여 스위치(Q1)를 제어한다. ISENSE는 주 권선(Np)과 감지 저항(Rs)을 거친 전압의 형태에서 스위치(Q1)를 통해 주 전류(Ip)를 센싱하도록 사용된다.
출력 전압(VOUT)은 변압기(T1)의 예비 권선(Na)를 거쳐 반영되고 이것은 저항 R1과 R2의로 구성된 저항성 전압 분배기를 통해 전압(VSENSE)으로서 제어기(307)에 입력이 된다. 센싱된 출력 전압에 기초하여, 제어기(307)는 출력 드라이브 신호(309)에서 온 타임(TON)과 오프 타임(TOFF)의 주파수를 좌우하는(dictate) 스위칭 전력 변환기(300)의 동작 주파수를 결정한다.
원 타임 동적 부하 천이
도 4a는 원 타임 동적 출력 부하 천이 동안에 변환기(300)의 파형을 도시한다. 원 타임 동적 출력 부하 천이 동안에 파형은 전력 변환기(300)의 출력 부하(IOUT) 파형(401), 스위칭 전력 변환기 동작 주파수(FSW_FINAL) 파형(403), 및 출력 전압(VOUT) 파형(405)을 포함한다. 일 실시예에서, 원 타임 동적 부하 상태는 낮은 부하로부터 높은 부하 상태로 출력 부하(IOUT)의 낮은 주파수 변화를 언급하고(refer to) 그 반대도 마찬가지이다. 여기서, 낮은 주파수 변화는 일반적으로 10Hz보다 낮은 주파수 변화일 수 있다.
출력 부하 파형(401)은 대기 모드로부터 충전 모드 또는 반대의 경우에 있어서 전자 장치의 천이에서 일반적으로 발견되는 동적 부하 특징을 도시한다. 특히, 출력 부하 파형(401)은 낮은 부하 상태(407)로부터 높은 부하 상태(415) 또는 반대의 경우에 있어서 출력 부하 사이클을 묘사한다. 출력 전압 파형(405)은 원 타임 동적 부하 응답 동안에 출력 전압의 과도 응답을 도시한다. 스위칭 전력 변환기(300)는 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN))사이에서 변동할 수 있는 안정 상태 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)에서 동작한다. 동작 주파수 파형(403)은 원 타임 부하 응답 동안에 스위칭 전력 변환기(300)의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(407), 스위칭 전력 변환기(300)의 출력 전압은 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)(409)에 있다. 출력 전압 설정점(409)은 변환기(300)의 안정 상태 출력 전압이다. 낮은 부하 상태(407) 동안에, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(411)에서 변환기(300)의 동작 주파수를 설정한다.
도 4a에 도시된 것처럼, 낮은 부하(407)로부터 높은 부하(415)로의 천이(413)(즉, 출력 부하의 상승 에지)동안에 출력 전압 파형은 다시 안정 상태 설정점(409)으로 도달하기 전에 출력 전압 설정점(409) 아래의 값으로 떨어진다(언더슈트)(417). 출력 전압 언더슈트(417)는 높은 부하 상태(415)로의 천이(413)를 지시한다. 출력 전압 언더슈트(417)에 응답하여, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(411)로부터 높은 부하 상태(415)와 연관된 높은 부하 동작 주파수(421)로 동작 주파수를 증가시킨다(419). 높은 부하 동작 주파수(421)로 동작 주파수를 증가함으로써, 출력 전압은 출력 전압 설정점(409)으로 돌아가도록 조절된다.
출력 부하가 높은 부하(415)로부터 낮은 부하(407)로 천이할 때, 출력 전압은 오버슈트한다(425). 중간 주파수(429)에 도달될 때까지 전압 오버슈트(425)는 제어기(307)가 동작 주파수를 낮추도록(427) 일으킨다. 도 4a에 도시된 것처럼, 동작 주파수는 높은 출력 부하(415)로부터 낮은 출력 부하(407)로 천이(423)하는 동안에 중간 주파수(429)에서 클램프된다. 중간 주파수(429)에서 동작 주파수를 설정하여, 제어기(307)는 동작 주파수가 Vsense의 값에 기초하여 계산될 때와 비교하여 출력 부하에서 어떠한 후속 변화에 더 빠르게 응답할 수 있다. 일 실시예에서, 중간 주파수(429)는 낮은 출력 부하 상태 동안에 높은 부하 동작 주파수(421)보다 낮고 대기 모드 동작 주파수(411)보다 크다. 중간 주파수(429)는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터(design paramerters)와 관련된다. 이들 설계 파라미터는 대기 모드 동작 주파수(411), 대기 상태에서 전체(total) 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제(actual) 동작 주파수가 중간 주파수(429)에서 클램프되는 동안 타이머의 길이, 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 중간 주파수(429)는 대기 모드 동작 주파수(411)에 3 내지 8 배의 범위에서 설정된다.
일 실시예에서, 동작 주파수가 중간 주파수(429)에 도달할 때 스위치 제어기(307)는 높은 부하(415)로부터 낮은 동적 부하 상태(407)로 천이(423)하는 동안에 오버라이드(override) 기간(431)을 설정한다. 오버라이드 기간(431)은 스위치 제어기(307)가 피드백 신호의 에러에 응답하여 피드백 제어 루프로부터 Vsense 신호의 값에 기초하여 계산된 변환기의 동작 주파수를 오버라이드 하는 시간 기간을 기술한다. Vsense의 값에 기초하여 설정된 동작 주파수는 점선(433)으로 도시된다.
오버라이드 기간(431) 동안의 Vsense에 기초하여 스위칭 전력 변환기(300)의 동작 주파수를 설정하는 대신에, 높은 부하(415)로부터 낮은 부하(407)(즉, 충전 모드에서 대기 모드로)로 천이(423)하는 동안의 최소 동작 주파수는 중간 주파수(429)에서 제어기(307)에 의해 클램프된다. 오버라이드 기간(431) 동안에, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)가 중간 주파수(429) 보다 높으면, 제어기(307)는 주파수(429)로 클램프하는 것 보다 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수를 Vsense의 값에 기초한 동작 주파수로 설정한다.
그러나, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)가 중간 주파수(429)와 동일하거나 중간 주파수(429)보다 작으면, 제어기(307)는 오버라이드 기간(431)의 구간 동안에 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수를 중간 주파수(429)로 클램프한다. 오버라이드 기간(431)이 만료하면, 스위치 제어기(307)는 피드백 신호 Vsense에 기초하여 동작 주파수(433)를 다시 설정한다. 예를 들어, 오버라이드 기간(431)이 만료하면, 제어기(307)는 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(411)로 낮춘다(435).
도 4b로 되돌아가서, 도 4b는 높은 부하(415)로부터 출력 부하가 낮은 안정 상태 조건(low steady state condition)을 유지하는 낮은 출력 부하(407)로 천이하는 동안에 도 4a의 변환기(300)의 파형의 부분(437)의 상세한 보기를 도시한다. 출력 부하 파형(401), 변환기(300)의 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)(403), 및 출력 전압 파형(405)외에도, 도 4b는 또한 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(FSW_TEMP) 파형(433), 제어기(307)의 출력 드라이브 신호(309)를 나타내는 드라이버 출력 파형(439), 및 아래에서 더 기술될 타이머 파형(453)을 도시한다.
출력 부하 파형(401)은 높은 부하(415)로부터 낮은 부하 상태(407)로의 천이(423)를 도시한다. 천이(423)는 출력 전압 파형(405)에 도시된 것처럼 출력 전압이 출력 전압 설정점(409)으로부터 감지점(detection point)(445)으로 상승하도록 일으킨다. Vsense(즉, FSW_TEMP)에 기초한 동작 주파수 파형(433)은 제어 루프에 기초한 기존의 피드백으로부터 일반적으로 생성되는 변환기(300)의 스위칭 주파수를 나타낸다. 출력 전압(405)의 감지점(445)에서, 제어기(307)는 높은 부하 상태(415)와 연관된 높은 부하 주파수(421)로부터 낮은 부하 스테디 스테이드트(407)와 연관된 낮은 부하 주파수(411)로 Vsense에 기초한 동작 주파수(433)를 낮춘다(447). 파형(433)에서 도시된 것처럼, Vsense에 기초한 동작 주파수는 대기 모드 동작 주파수(411)에 언더슈트하고 대기 모드 동작 주파수(411)에서 도달하기 전 최소 주파수(449)에 도달한다.
그러나, 동작 주파수 파형(403)은 여기 실시예에 따라 스위치(Q1)를 구동 하도록 사용되는 제어기(307)에 의해 설정된 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 도시한다. 출력 전압이 감지점(445)으로 상승하면, 실제 동작 주파수(430)가 중간 주파수(429)로 낮아질 때까지 제어기(307)는 실제 동작 주파수가 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)를 추적하도록 일으킨다.
도 4b에 도시된 것처럼, Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)처럼, 실제 동작 주파수(403)는 높은 부하 상태(415) 동안의 높은 부하 주파수(421)로 설정된다. 변환기(300)가 높은 부하 동작 주파수(421)에서 동작할 때의 시간 기간(451) 동안에, 출력 제어 신호(309)는 변환기(300)가 대기 모드 동작 주파수(FSW at No-Load Steady State)와 중간 주파수(429)에서 동작할 때와 비교하여 더 높은 주파수에서 출력된다.
출력 전압의 감지점(445)에서, 제어기(307)는 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)가 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수를 초기에 추적하도록 일으킨다. 중간 주파수(429)에 도달되면, 시간(T0)에서, 제어기(307)는 타이머 파형(453)에 의해 나타나는 타이머를 초기화한다. 타이머 파형(453)은 실제 동작 주파수가 중간 주파수(429)에서 클램프되는 시간 기간(T0로부터 T1으로)을 나타낸다. 타이머의 길이는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터와 관련된다. 설계 파라미터는 반복적인 동적 부하 변화의 주파수, 대기 모드 동작 주파수(411), 대기 상태에서 전체 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제 주파수가 클램프된 중간 주파수, 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 타이머의 길이는 반복적인 부하 변화의 기간보다 더 크고 반복적인 부하 변화의 기간 2-5배의 범위에 있을 수 있다. 예를 들면, 반복적인 동적 부하 변화 속도가 대략 100Hz(즉, 10ms 기간)이면, 그 다음 타이머의 길이는 20ms로부터 50ms의 범위일 수 있다. 타이머의 길이는 또한 반복적인 동적 부하 변화 속도에서 변화를 고려하도록 충분한 마진(margin)을 포함할 수 있음을 주시하라. T0로부터 T1로 시간 기간 동안에, 출력 제어 신호의 주파수는 도 2b에 기술된 시간 기간(255) 동안의 출력 제어 신호의 주파수보다 더 높음을 주시하라. 더욱 잦은 스위칭 사이클 때문에, 변환기(300)는 어떠한 후속의 부하 변화에 더 잘 응답할 수 있다.
타이머가 시간(T1)에서 만료하면, 제어기(307)는 주파수 클램프를 해제한다. 제어기(307)는 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수로 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 낮춘다(455). 도 4b에 도시된 것처럼, 시간(T1)에서 타이머(453)의 만료 후 실제 동작 주파수는 중간 주파수(429)에서 부터 감소하고455) 낮은 부하 안정 상태(407)와 연관된 대기 모드 동작 주파수(411)에 도달한다. 제어기(307)는 동작 주파수를 낮은 대기 모드 동작 주파수(411)로 설정 했기 때문에 시간(T1) 후 출력 제어 신호(453)의 주파수는 시간 T0과 T1 사이의 출력 제어 신호의 주파수보다 작음을 주시하라. 안정 상태 낮은 부하 상태(407)에서 실제 동작 주파수는 증가되지 않기 때문에, 무 부하 전력 소비는 컴프로마이즈드.(compromised) 되지 않는다.
반복적인 동적 부하 상태
도 5a는 운영 모드 동안 경험된 반복적인 동적 출력 부하 천이 동안의 변환기(300)의 파형을 도시한다. 파형은 출력 부하(IOUT) 파형(501), 스위칭 전력 변환기 동작 주파수(FSW_FINAL) 파형(503), 반복적인 동적 출력 부하 상태 동안의 전력 변환기(300)의 출력 전압(VOUT) 파형(505)을 포함한다. 일 실시예에서, 반복적인 동적 부하 상태는 낮은 출력 부하로부터 높은 출력 부하로 또는 반대의 경우에 있어서도, 일반적으로 100Hz보다 더 높은 주파수 변화를 기술한다.
출력 부하 파형(501)은 전자 장치의 운영 모드 동안의 반복 동적 부하 특징을 도시한다. 특히, 출력 부하 파형(501)은 낮은 부하로부터 높은 부하로 또는 반대의 경우에 있어서 반복적인 동적 부하 동안의 출력 부하의 멀티플 기간을 도시한다. 출력 전압 파형(505)은 반복적인 동적 부하 응답 동안의 출력 전압의 과도 응답을 보인다. 도 4a와 유사하게, 스위치 전력 변환기(300)는 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN)) 내에서 동작하도록 구성된다. 동작 주파수 파형(503)은 반복적인 동적 부하 응답 동안의 스위칭 전력 변환기(300)의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(507), 스위칭 전력 변환기(300)의 출력 전압은 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)(509)에 있다. 낮은 부하 상태(507) 동안에, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(511)에서 변환기(300)의 동작 주파수를 설정한다.
도 5a에 도시된 것처럼, 낮은 출력 부하(507)로부터 높은 출력 부하(515)로 천이(513)하는 동안에, 출력 전압 파형(505)은 출력 전압 설정점(509) 아래의 값으로 떨어지지만(517) 최소 출력 전압보다 더 크다. 출력 전압 언더슈트(517)는 출력 부하에서의 상승(513)을 지시한다. 출력 전압 언더슈트(517)에 응답하여, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(511)로부터 높은 부하 상태(515)와 연관된 높은 부하 동작 주파수(521)로 동작 주파수를 증가시킨다(519). 반복적인 동적 부하 때문에, 전압 출력(505)은 안정 상태 출력 전압 설정점(509)에 절대로 도달하지 못함을 주지하라.
높은 출력 부하(515)로부터 낮은 출력 부하 상태(507)로 천이(523)하는 동안에, 출력 전압 파형은 전압 출력 설정점(509)을 오버슈트한다(525). 출력 전압 오버슈트(525)는 변환기(300)의 최대 허용 출력 전압을 초과하지 않는다. 오버슈트(525)로부터 출력 전압 설정점(509)으로 출력 전압을 낮추도록 중간 주파수(531)에 도달될 때까지 제어기(307)는 동작 주파수를 낮춘다(529). 도 5a에 도시된 것처럼, 동작 주파수는 높은 부하 동작 주파수(521)보다 낮고 낮은 출력 부하 상태 동안의 대기 모드 동작 주파수(511)보다 큰 중간 주파수(531)에서 클램프된다. 중간 주파수(531)는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터와 관련된다. 이들 설계 파라미터는 대기 모드 동작 주파수(511), 대기 상태에서 전체 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제 동작 주파수가 중간 주파수(531)에서 클램프되는 동안의 타이머의 길이, 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 중간 주파수(531)는 대기 모드 동작 주파수(411)의 3 내지 8배의 범위에서 설정된다. 중간 주파수(531)에서 동작 주파수를 설정하여, 제어기(307)는 도 2에 따라 위에 기술된 것처럼 동작 주파수가 Vsense의 값에 기초하여 설정되는 때와 비교하여 낮은 부하 상태(507)로부터 높은 부하 상태(515)로 부하의 후속 변화(527)에 더 빠르게 응답할 수 있다.
원-타임 동적 부하 변화와 유사하게, 높은 부하(515)로부터 낮은 부하 상태(507)로 천이(523)가 운영 모드 동안에 감지될 때 스위치 제어기(307)는 오버라이드 기간(533)을 설정한다. 특히, 제어기(307)는 중간 주파수(531)에 도달하는 동작 주파수의 감소(529)에 응답하여 오버라이드 기간(533)을 설정한다. 일 실시예에서, 오버라이드 기간(533)은 스위치 제어기(307)가 피드백 제어 루프로부터 Vsense 신호의 값에 기초하여 계산된 변환기(300)의 동작 주파수를 오버라이드하는 시간 기간을 기술한다. Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수는 점선(535)으로 도시된다. 오버라이드 기간(533) 동안에 Vsense에 기초하여 계산된 스위칭 전력 변환기(300)의 동작 주파수(535)를 설정하는 대신에, 제어기(307)는 동작 주파수를 중간 주파수(531)로 설정한다.
오버라이드 기간(533) 동안에, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)가 중간 주파수(531)보다 높으면, 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수는 Vsense의 값에 기초한 동작 주파수(535)로 설정된다. 그러나, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)가 중간 주파수(531)와 동일하거나 중간 주파수(531)보다 작으면, 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수는 중간 주파수(531)로 클램프된다. 오버라이드 기간(533)이 만료하면, 스위치 제어기(307)는 피드백 신호 Vsense에 기초한 동작 주파수(535)를 설정한다.
그러나, 전력 변환기(300)가 오버라이드 기간(533)이 만료하기 전에 낮은 부하(507)로부터 높은 부하 상태(515)로 천이(527)를 경험한다면, 스위치 제어기(307)는 증가된 부하 상태에 응답하도록 동작 주파수를 증가시킨다(537). 전력 변환기(300)가 Vsense에 기초한 대기 모드 주파수(511)보다 높은 주파수인 중간 주파수(531)에서 동작하기 때문에, 스위칭 전력 변환기(500)는 낮은 부하(507)로부터 높은 동적 부하 상태(515)로 천이(527)에 빠르게 응답할 수 있다. 변환기(300)의 개선된 응답은 도 2a에 도시된 출력 전압 언더슈트(229)와 비교하여 더 낮은 출력 전압 언더슈트(539)를 야기한다.
도 5b로 되돌아, 도 5b는 반복적인 동적 부하 상태 동안에 도 5a의 변환기(300)의 파형의 부분(541)의 상세한 보기를 도시한다. 출력 부하 파형(501), 변환기(300)의 실제 동작 주파수(FSW_FINAL), 및 출력 전압 파형(505)외에도, 도 5b는 또한 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(FSW_TEMP) 파형(535), 제어기(307)의 출력 드라이브 신호(309)를 나타내는 드라이버 출력 파형(543), 아래에 더 기술될 타이머 파형(545)을 도시한다.
출력 부하 파형(501)은 높은 부하(515)로부터 낮은 부하 상태(507)로의 천이(547)를 도시하고 상기 천이는 출력 전압 파형(505)에 도시된 것처럼 출력 전압이 출력 전압 설정점(509)으로부터 감지점(551)으로 상승하도록 일으킨다. Vsense(즉, FSW_TEMP)에 기초하여 계산된 동작 주파수 파형(535)은 제어 루프에 기반한 기존의 피드백으로부터 생성될 수 있는 변환기(300)의 스위칭 주파수를 나타낸다. 출력 전압 감지점(551)으로 출력 전압이 오버슈트하는(549) 것처럼, 제어기(307)는 높은 부하 주파수(521)로부터 낮은 부하 상태(507)와 연관된 대기 모드 주파수(511)로 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수를 낮춘다(553). 제어기(307)는 반복적인 동적 부하 변화와 원 타임 동적 부하 변화 사이를 구별할 수 없기 때문에, 제어기(307)에게는 높은 부하(515)로부터 낮은 부하(507)로의 천이(547)가 원 타임 부하 변화처럼 보인다. 따라서, 제어기(307)는 낮은 부하 상태(507)와 연관된 대기 모드 동작 주파수(511)로 동작 주파수(535)를 설정한다. 파형(535)에서 도시된 것처럼 Vsense에 기초한 동작 주파수는 높은 부하에서 낮은 부하로 천이(547)하는 동안에 대기 모드 동작 주파수(511)를 언더슈트한다(555). Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)가 대기 모드 주파수(511) 아래이기 때문에, 실제 동작 주파수(503)가 Vsense에 기초되었다면 변환기(300)는 높은 부하 상태(515)로 후속 천이(561)에 빠르게 응답할 수 없다..
그러나, 동작 주파수 파형(503)은 여기 실시예에 따라 스위치(Q1)를 드라이브하도록 사용된 제어기(307)에 의해 설정된 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 도시한다. 출력 전압이 출력 전압 감지점(551)으로 상승하면, 제어기(307)는 실제 동작 주파수가 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)를 초기에(557) 추적하도록 일으킨다. Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수처럼, 실제 동작 주파수(503)는 높은 부하 상태(515) 동안의 높은 부하 주파수(521)에 설정된다. 변환기(300)가 높은 부하 동작 주파수(521)에서 동작할 때의 시간 기간(561) 동안에, 출력 제어 신호(309)는 높은 부하 동작 주파수(521)에 대응하는 주파수에서 출력된다.
출력 전압이 감지점(551)으로 오버슈팅할 때, 실제 동작 주파수는 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수를 초기에 추적한다(557). 중간 주파수(531)에 도달될 때까지 제어기(307)는 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 낮춘다(557). 일단 중간 주파수(531)에 도달되면, 시간(T0)에서, 제어기(307)는 타이머 파형(545)에 의해 나타나는 시간(T3)에서 만료하는 타이머를 초기화한다. 제어기(307)는 또한 실제 동작 주파수를 중간 주파수(531)로 클램프한다. 타이머 파형(545)은 실제 동작 주파수가 낮은 부하 상태(507) 동안에 중간 주파수(531)에서 클램프될 수 있는 시간 기간(T0에서 T3로)을 기술한다. 타이머의 길이는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터와 관련된다. 설계 파라미터는 반복적인 동적 부하 변화의 주파수, 대기 모드 동작 주파수(511), 대기 상태에 전체 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제 주파수가 클램프된 중간 주파수, 및 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 타이머의 길이는 반복적인 부하 변화의 기간 보다 크고 반복 부하 변화의 기간 2-5배의 범위에 있을 수 있다. 예를 들면, 반복적인 동적 부하 변화 레이트가 대략 100Hz(즉, 10ms 기간)라고 한다면, 타이머의 길이는 20ms로부터 50ms의 범위일 수 있다. 타이머의 길이가 또한 반복적인 동적 부하 변화 레이트의 변화를 커버(cover)하기 위한 충분한 마진을 포함할 수 있음을 주시하라. T0로부터 T2로 시간 기간 동안, 출력 제어 신호(309)의 주파수는 도 2b에 관해 기술된 시간 기간(255) 동안의 출력 제어 신호(309)의 주파수보다 높지만 변환기(300)가 높은 부하 동작 주파수(521)에서 동작할 때의 시간 기간(561) 동안의 출력 제어 신호의 주파수 보다 낮음을 주시하라.
시간 T1에서, (시간 T3에서 타이머의 만료 전) 출력 부하는 출력 부하의 반복성(repetitiveness) 때문에 낮은 부하(507)로부터 높은 출력 부하 상태(515)로 천이한다(561). 천이(561)하는 동안에, 출력 전압은 출력 전압 설정점(509)을 언더슈트(563)한다. 그러나, 천이(561)하는 동안에, 동작 주파수는 계산된 동작 주파수가 Vsense에 기초되어 설정될 수 있었던 것 보다 큰 중간 주파수(531)에서 여전히 클램프된다. 변환기(300)의 더 높은 동작 주파수는 짧은 스위칭(shorter switching) 기간 또는 블랭크 타임(563)을 허용한다. 블랭크 타임(563)이 도 2b에 도시된 블랭크 타임(247) 보다 더 짧기 때문에, 변환기(300)는 스위칭 주파수가 Vsense에 기초한 더 낮은 주파수로 설정되는지 여부와 비교하여 T0와 T3 사이의 시간 기간 동안의 부하 변화에 더 빠른 방식으로 응답할 수 있다.
예를 들어, 더 높은 스위칭 주파수 때문에, T3에서 타이머가 만료되기 전 시간 T2에서의 다음 스위칭 사이클에, 전압 언더슈트(563)는 감지점(565)에서 제어기(307)에 의해 감지된다. 이 때, 전압 언더슈트(563)는 동작 주파수가 Vsense에 따라 계산되는 경우 제어기(307)가 언더슈트(563)를 감지하는 시간과 비교할 때 더 빨리 감지된다.
제어기(307)는 그 다음 출력 전압이 안정 상태 출력 전압 설정점(509)에 빨리 도달할 수 있도록 동작 주파수를 높은 부하 동작 주파수(521)로 증가시킨다(567). 따라서, 타이머가 시간 T3에 만료하지 않더라도, 제어기(307)는 출력 부하에서 높은 부하 상태(515)로 변화를 고려하여 동작 주파수를 여전히 증가시킨다. 도 2b에서 출력 전압의 깊은 언더슈트(251)와 비교할 때 최대 출력 전압 언더슈트(565)가 낮아지기 때문에, 동적 부하 상태 동안의 가장 낮은 무 부하 전력 소비를 여전히 달성하는 동안에 반복적인 동적 부하 응답 성능은 개선된다. 제어기(307)가 시간 T2에서 낮은 부하에서 높은 부하로의 천이(561)를 감지한 후, 제어기(307)는 타이머가 시간 T3까지 만료하도록 설정되지 않을지라도 반복적인 동적 부하 응답의 다음 라운드(next round)에 대비하여 타이머를 리셋한다.
오버라이드 주파수 임계치
도 6과 7은 다양한 오버라이드 주파수 임계치와 타이머의 다양한 실시예를 도시한다. 이후의 타이머와 베리어블한 임계치는 위에 기술된 것처럼 원 타임 동적 부하 상태 또는 반복적인 동적 부하 상태에 적용될 수 있다. 다른 실시예에서, 다른 시간과 임계치 구성은 임플로이드(employed) 될 수 있음을 주시하라.
출력 부하 파형(601)은 높은에서 낮은 동적 부하 상태를 도시하고 동작 주파수 파형(603)은 부하 천이 동안의 변환기(300)의 동작 주파수를 도시한다. 높은 출력 부하 상태(607) 동안에, 제어기(307)는 동작 주파수를 높은 부하 동작 주파수(609)로 설정한다. 높은 부하(607)로부터 낮은 동적 부하 상태(613)로의 천이611)가 감지될 때, 하나 또는 그 이상의 주파수 오버라이드 타이머(615, 617)는 초기화된다. 각각의 타이머의 구간은 제어기(307)에 의해 적응적으로설정될 수 있거나 미리 설정될 수 있다. 일 실시예에서, 타이머의 초기화는 부하에서의 천이(611)의 감지에 대하여 설정된다. 대안적으로, 타이머의 초기화는 도 6에 도시된 것처럼 서로에 대하여 설정된다. 각각의 오버라이드 타이머는 중간 주파수와 각각 연관된다. 특히, 타이머(615)는 중간 주파수(619)에 연관되고 타이머(617)은 중간 주파수(621)에 연관된다.
높은 부하(607)로부터 낮은 부하(613)로의 천이(611)를 감지할 때, 타이머(615)는 초기화되고, 이로 인하여 제어기(307)는 높은 부하 동작 주파수(609)로부터 중간 임계치 주파수(619)로 동작 주파수를 줄이도록(623) 동작된다. 도 6에 도시된 것처럼, 동작 주파수는 단계 증가(step increment)의 형태로 중간 주파수(619)로 줄어든다(623). 일 실시예에서, 스텝 인크리멘트는 높은 부하 동작 주파수(609)의 20퍼센트 내지 40퍼센트의 범위에 있다. 타이머(615)가 만료하면, 제어기(307)가 중간 주파수(619)로부터 다른 스텝 인크리멘트에서 중간 주파수(621)로 동작 주파수를 보다 더 줄이도록(625) 일으키는 타이머(617)는 초기화된다. 일단 타이머(619)가 만료하면, 제어기(307)는 다시 중간 주파수(621)로부터 대기 모드 동작 주파수(629)로 동작 주파수를 줄인다(627).
도 7은 대안적인 오버라이드 주파수 임계치와 오버라이드 기간을 도시한다. 도 6과 유사하게, 출력 부하 파형(701)은 높은에서 낮은 동적 부하 상태를 도시하고 동작 주파수 파형(703)은 부하 천이 동안의 변환기(300)의 동작 주파수를 보인다. 높은 출력 부하 상태(707) 동안에, 제어기(307)는 동작 주파수를 높은 부하 동작 주파수(709)로 설정한다. 높은 부하(707)로부터 낮은 동적 부하 상태(713)로의 천이(711)가 감지될 때, 하나 또는 그 이상의 주파수 오버라이드 타이머(715, 717)는 초기화된다. 각각의 타이머의 구간은 제어기(307)에 의해 적응적으로 설정될 수 있거나 미리 설정될 수 있다. 일 실시예에서, 타이머의 초기화는 부하에서 천이(711)의 감지에 대하여 설정된다. 대안적으로, 타이머의 초기화는 도 7에 도시된 것처럼 서로에 대하여 설정된다. 각각의 오버라이드 타이머는 중간 주파수와 각각 연관된다. 특히, 타이머(715)는 중간 주파수(719)와 연관되고 타이머(717)는 중간 주파수(721)와 연관된다.
높은 부하(707)로부터 낮은 부하(713)로의 천이(711)를 감지할 때, 제어기(307)가 높은 부하 동작 주파수(709)로부터 중간 주파수(719)로 동작 주파수를 줄이도록 일으키는 타이머(715)는 초기화된다. 도 7에 도시된 것처럼, 중간 주파수(719)에 도달될 때까지 동작 주파수는 선형 레이트로 줄어든다(723). 대안적인 실시예에서, 동작 주파수는 비 선형 레이트로 줄어듦을 주시하라. 타이머(715)가 만료하면, 제어기(307)가 중간 주파수(719)로부터 중간 주파수(721)로 선형 레이트로 동작 주파수를 줄이도록(725) 일으키는 타이머(717)는 초기화된다. 모든 스텝(즉, 스위칭 사이클)에서 스위칭 주파수는 높은 부하 동작 주파수(709)의 10퍼센트 내지 20퍼센트에 해당하는 스텝의 형태로 이전 스위칭 사이클로부터 줄어든다. 대안적으로, 현재 스위칭 사이클의 스위칭 주파수는 이전 스위칭 사이클에서 사용된 스위칭 주파수의 35퍼센트 내지 50퍼센트로 줄어든다. 타이머(717)가 만료하면, 제어기(307)는 중간 주파수(721)로부터 대기 모드 동작 주파수(729)로 동작 주파수를 줄인다(727).
이러한 개시를 읽을 때, 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 스위칭 전력 변환기에서 무 부하 상태를 감지하고 무 부하 상태에서 스위칭 전력 변환기를 동작하도록 추가적인 대안적 설계를 여전히 이해할 수 있다. 따라서, 특정 실시예와 응용(applications)이 도시되고 기술되는 동안, 여기에 논의된(discussed) 실시예는 여기에 개시된 정확한 구조(precise construction)와 구성 요소에 제한되지 않고 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자에게 명백한 다양한 조정, 변화 및 변형(variation)은 개시된 발명의 사상과 범위로부터 벗어남이 없이 여기에 개시된 방법 및 기구의 배열, 동작 및 세부사항에 만들어질 수 있도록 이해된다.
참조는 몇가지 실시예에 상세히 지금 만들어 질 수 있다, 이러한 예는 첨부된 도면에 도시된다. 이것은 실용적인 유사하거나 같은 참조 번호는 도면에서 사용될 수 있고 유사 또는 같은 기능을 지시할 수 있음이 주시된다. 도면은 도시의 목적에 대해 다양한 실시예를 묘사한다. 기술에 숙련된 이는 다음 기술로부터 쉽게 인지할 수 있고 여기 기술된 구조와 방법의 대체 실시예는 여기 기술된 원리로부터 출발함이 없이 고용될 수 있다.
여기 개시된 실시예는 "반복적인" 동적 부하 응답뿐만 아니라 "원 타임" 동적 부하 응답 동안에 스위칭 전력 변환기의 동작 주파수를 설정하도록 스위치 제어기의 방법을 기술한다. 동작 주파수는 스위칭 전력 변환기가 변화에 반응할 수 있는 속도뿐만 아니라 스위치 제어기에 의해 센싱될 수 있는 출력 부하 변화가 얼마나 빠른지를 결정한다. 높은 부하 상태로부터 낮은 부하 상태로 출력 부하 변화 동안에, 스위칭 전력 변환기는 중간 동작 주파수에서 동작 주파수를 클램프(clamp)하거나 잠근다(lock). 클램프된 주파수는 동작 주파수가 변환기의 피드백 신호에 기초하여 설정되었다면 변환기가 동작할 수 있었던 주파수보다 크다. 동작 주파수는 시간의 기간이 만료된 후에 낮은 부하 상태와 연관된 동작 주파수로 되돌아가기 때문에 낮은 전력 소비를 유지하는 동안 더 높은(higher) 동작 주파수는 전력 변환기의 부하 응답을 개선한다.
도 3은 일실시예에 따른 플라이백 타입(flyback type) 스위칭 전력 변환기(300)를 도시하는 회로 다이어그램이다. 스위칭 전력 변환기(300)는 전력 스테이지(301)와 보조 출력 스테이지(303)를 포함한다. 전력 스테이지(301)는 전력 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)와 전력 변압기(T1)와 같은 스위치(Q1)를 포함한다. 전력 변압기(T1)는 주 권선(Np), 보조 권선(Ns), 예비(auxiliary) 권선(Na)를 포함한다. 보조 출력 스테이지(303)는 다이오드(D1)와 출력 캐패시터(C1)를 포함한다. 온 타임(TON)과 오프 타임(TOFF)과 함께 펄스의 형태에서 출력 드라이브 신호(309)를 사용하여 제어기(307)는 스위치(Q1)의 온 상태와 오프 상태를 제어한다. 즉, 제어기(307)는 스위치(Q1)를 드라이브하는 출력 드라이브 신호(309)를 생성한다.
교류 전원은 교류 전원 소스(미도시)로부터 수신되고 조절되지 않은(unregulated) 입력 전압(VIN)을 제공하도록 정류된다(rectified). 스위치(Q1)가 턴 온 될 때 다이오드(D1)는 리버스 바이어스(reverse biased) 되기 때문에, 스위치가 턴 온 되는 동안에 입력 전력은 변압기(T1)에 저장된다. 스위치(Q1)가 턴 오프 될 때 다이오드(D1)는 포워드 바이어스되기 때문에, 스위치(Q1)이 턴 오프되는 동안에 정류된 입력 전력은 캐패시터(C1)를 거쳐 전자 장치로 전송된다. 다이오드(D1)는 출력 정류기(rectifier)로 기능하고 캐패시터(C1)는 출력 필터로 기능한다. 그 결과로(the resulting) 조절된 출력 전압(VOUT)은 전자 장치로 전달된다.
이전에 언급된 것처럼, 제어기(307)는 전력 스위치(Q1)의 온 타임과 오프 타임을 제어하기 위해 적절한 스위치 드라이브 펄스(309)를 생성하고 출력 전압(VOUT)을 조절한다. PWM(pulse width modulation) 및/또는 PFM(pulse frequency modulation) 모드를 포함하는 다양한 동작 모드(operation mode)에서, 제어기(307)는 센싱된 출력 전압(VSENSE)에 기초하는 피드백 루프와 스위칭 전력 변환기의 이전 스위칭 사이클에서 센싱된 주 측(primary side) 전류(Ip)를 사용하여 스위치(Q1)를 제어한다. ISENSE는 주 권선(Np)과 감지 저항(Rs)을 거친 전압의 형태에서 스위치(Q1)를 통해 주 전류(Ip)를 센싱하도록 사용된다.
출력 전압(VOUT)은 변압기(T1)의 예비 권선(Na)를 거쳐 반영되고 이것은 저항 R1과 R2의로 구성된 저항성 전압 분배기를 통해 전압(VSENSE)으로서 제어기(307)에 입력이 된다. 센싱된 출력 전압에 기초하여, 제어기(307)는 출력 드라이브 신호(309)에서 온 타임(TON)과 오프 타임(TOFF)의 주파수를 좌우하는(dictate) 스위칭 전력 변환기(300)의 동작 주파수를 결정한다.
원 타임 동적 부하 천이
도 4a는 원 타임 동적 출력 부하 천이 동안에 변환기(300)의 파형을 도시한다. 원 타임 동적 출력 부하 천이 동안에 파형은 전력 변환기(300)의 출력 부하(IOUT) 파형(401), 스위칭 전력 변환기 동작 주파수(FSW_FINAL) 파형(403), 및 출력 전압(VOUT) 파형(405)을 포함한다. 일 실시예에서, 원 타임 동적 부하 상태는 낮은 부하로부터 높은 부하 상태로 출력 부하(IOUT)의 낮은 주파수 변화를 언급하고(refer to) 그 반대도 마찬가지이다. 여기서, 낮은 주파수 변화는 일반적으로 10Hz보다 낮은 주파수 변화일 수 있다.
출력 부하 파형(401)은 대기 모드로부터 충전 모드 또는 반대의 경우에 있어서 전자 장치의 천이에서 일반적으로 발견되는 동적 부하 특징을 도시한다. 특히, 출력 부하 파형(401)은 낮은 부하 상태(407)로부터 높은 부하 상태(415) 또는 반대의 경우에 있어서 출력 부하 사이클을 묘사한다. 출력 전압 파형(405)은 원 타임 동적 부하 응답 동안에 출력 전압의 과도 응답을 도시한다. 스위칭 전력 변환기(300)는 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN))사이에서 변동할 수 있는 안정 상태 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)에서 동작한다. 동작 주파수 파형(403)은 원 타임 부하 응답 동안에 스위칭 전력 변환기(300)의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(407), 스위칭 전력 변환기(300)의 출력 전압은 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)(409)에 있다. 출력 전압 설정점(409)은 변환기(300)의 안정 상태 출력 전압이다. 낮은 부하 상태(407) 동안에, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(411)에서 변환기(300)의 동작 주파수를 설정한다.
도 4a에 도시된 것처럼, 낮은 부하(407)로부터 높은 부하(415)로의 천이(413)(즉, 출력 부하의 상승 에지)동안에 출력 전압 파형은 다시 안정 상태 설정점(409)으로 도달하기 전에 출력 전압 설정점(409) 아래의 값으로 떨어진다(언더슈트)(417). 출력 전압 언더슈트(417)는 높은 부하 상태(415)로의 천이(413)를 지시한다. 출력 전압 언더슈트(417)에 응답하여, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(411)로부터 높은 부하 상태(415)와 연관된 높은 부하 동작 주파수(421)로 동작 주파수를 증가시킨다(419). 높은 부하 동작 주파수(421)로 동작 주파수를 증가함으로써, 출력 전압은 출력 전압 설정점(409)으로 돌아가도록 조절된다.
출력 부하가 높은 부하(415)로부터 낮은 부하(407)로 천이할 때, 출력 전압은 오버슈트한다(425). 중간 주파수(429)에 도달될 때까지 전압 오버슈트(425)는 제어기(307)가 동작 주파수를 낮추도록(427) 일으킨다. 도 4a에 도시된 것처럼, 동작 주파수는 높은 출력 부하(415)로부터 낮은 출력 부하(407)로 천이(423)하는 동안에 중간 주파수(429)에서 클램프된다. 중간 주파수(429)에서 동작 주파수를 설정하여, 제어기(307)는 동작 주파수가 Vsense의 값에 기초하여 계산될 때와 비교하여 출력 부하에서 어떠한 후속 변화에 더 빠르게 응답할 수 있다. 일 실시예에서, 중간 주파수(429)는 낮은 출력 부하 상태 동안에 높은 부하 동작 주파수(421)보다 낮고 대기 모드 동작 주파수(411)보다 크다. 중간 주파수(429)는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터(design paramerters)와 관련된다. 이들 설계 파라미터는 대기 모드 동작 주파수(411), 대기 상태에서 전체(total) 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제(actual) 동작 주파수가 중간 주파수(429)에서 클램프되는 동안 타이머의 길이, 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 중간 주파수(429)는 대기 모드 동작 주파수(411)에 3 내지 8 배의 범위에서 설정된다.
일 실시예에서, 동작 주파수가 중간 주파수(429)에 도달할 때 스위치 제어기(307)는 높은 부하(415)로부터 낮은 동적 부하 상태(407)로 천이(423)하는 동안에 오버라이드(override) 기간(431)을 설정한다. 오버라이드 기간(431)은 스위치 제어기(307)가 피드백 신호의 에러에 응답하여 피드백 제어 루프로부터 Vsense 신호의 값에 기초하여 계산된 변환기의 동작 주파수를 오버라이드 하는 시간 기간을 기술한다. Vsense의 값에 기초하여 설정된 동작 주파수는 점선(433)으로 도시된다.
오버라이드 기간(431) 동안의 Vsense에 기초하여 스위칭 전력 변환기(300)의 동작 주파수를 설정하는 대신에, 높은 부하(415)로부터 낮은 부하(407)(즉, 충전 모드에서 대기 모드로)로 천이(423)하는 동안의 최소 동작 주파수는 중간 주파수(429)에서 제어기(307)에 의해 클램프된다. 오버라이드 기간(431) 동안에, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)가 중간 주파수(429) 보다 높으면, 제어기(307)는 주파수(429)로 클램프하는 것 보다 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수를 Vsense의 값에 기초한 동작 주파수로 설정한다.
그러나, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)가 중간 주파수(429)와 동일하거나 중간 주파수(429)보다 작으면, 제어기(307)는 오버라이드 기간(431)의 구간 동안에 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수를 중간 주파수(429)로 클램프한다. 오버라이드 기간(431)이 만료하면, 스위치 제어기(307)는 피드백 신호 Vsense에 기초하여 동작 주파수(433)를 다시 설정한다. 예를 들어, 오버라이드 기간(431)이 만료하면, 제어기(307)는 동작 주파수를 대기 모드 동작 주파수(411)로 낮춘다(435).
도 4b로 되돌아가서, 도 4b는 높은 부하(415)로부터 출력 부하가 낮은 안정 상태 조건(low steady state condition)을 유지하는 낮은 출력 부하(407)로 천이하는 동안에 도 4a의 변환기(300)의 파형의 부분(437)의 상세한 보기를 도시한다. 출력 부하 파형(401), 변환기(300)의 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)(403), 및 출력 전압 파형(405)외에도, 도 4b는 또한 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(FSW_TEMP) 파형(433), 제어기(307)의 출력 드라이브 신호(309)를 나타내는 드라이버 출력 파형(439), 및 아래에서 더 기술될 타이머 파형(453)을 도시한다.
출력 부하 파형(401)은 높은 부하(415)로부터 낮은 부하 상태(407)로의 천이(423)를 도시한다. 천이(423)는 출력 전압 파형(405)에 도시된 것처럼 출력 전압이 출력 전압 설정점(409)으로부터 감지점(detection point)(445)으로 상승하도록 일으킨다. Vsense(즉, FSW_TEMP)에 기초한 동작 주파수 파형(433)은 제어 루프에 기초한 기존의 피드백으로부터 일반적으로 생성되는 변환기(300)의 스위칭 주파수를 나타낸다. 출력 전압(405)의 감지점(445)에서, 제어기(307)는 높은 부하 상태(415)와 연관된 높은 부하 주파수(421)로부터 낮은 부하 스테디 스테이드트(407)와 연관된 낮은 부하 주파수(411)로 Vsense에 기초한 동작 주파수(433)를 낮춘다(447). 파형(433)에서 도시된 것처럼, Vsense에 기초한 동작 주파수는 대기 모드 동작 주파수(411)에 언더슈트하고 대기 모드 동작 주파수(411)에서 도달하기 전 최소 주파수(449)에 도달한다.
그러나, 동작 주파수 파형(403)은 여기 실시예에 따라 스위치(Q1)를 구동 하도록 사용되는 제어기(307)에 의해 설정된 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 도시한다. 출력 전압이 감지점(445)으로 상승하면, 실제 동작 주파수(430)가 중간 주파수(429)로 낮아질 때까지 제어기(307)는 실제 동작 주파수가 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)를 추적하도록 일으킨다.
도 4b에 도시된 것처럼, Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(433)처럼, 실제 동작 주파수(403)는 높은 부하 상태(415) 동안의 높은 부하 주파수(421)로 설정된다. 변환기(300)가 높은 부하 동작 주파수(421)에서 동작할 때의 시간 기간(451) 동안에, 출력 제어 신호(309)는 변환기(300)가 대기 모드 동작 주파수(FSW at No-Load Steady State)와 중간 주파수(429)에서 동작할 때와 비교하여 더 높은 주파수에서 출력된다.
출력 전압의 감지점(445)에서, 제어기(307)는 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)가 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수를 초기에 추적하도록 일으킨다. 중간 주파수(429)에 도달되면, 시간(T0)에서, 제어기(307)는 타이머 파형(453)에 의해 나타나는 타이머를 초기화한다. 타이머 파형(453)은 실제 동작 주파수가 중간 주파수(429)에서 클램프되는 시간 기간(T0로부터 T1으로)을 나타낸다. 타이머의 길이는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터와 관련된다. 설계 파라미터는 반복적인 동적 부하 변화의 주파수, 대기 모드 동작 주파수(411), 대기 상태에서 전체 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제 주파수가 클램프된 중간 주파수, 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 타이머의 길이는 반복적인 부하 변화의 기간보다 더 크고 반복적인 부하 변화의 기간 2-5배의 범위에 있을 수 있다. 예를 들면, 반복적인 동적 부하 변화 속도가 대략 100Hz(즉, 10ms 기간)이면, 그 다음 타이머의 길이는 20ms로부터 50ms의 범위일 수 있다. 타이머의 길이는 또한 반복적인 동적 부하 변화 속도에서 변화를 고려하도록 충분한 마진(margin)을 포함할 수 있음을 주시하라. T0로부터 T1로 시간 기간 동안에, 출력 제어 신호의 주파수는 도 2b에 기술된 시간 기간(255) 동안의 출력 제어 신호의 주파수보다 더 높음을 주시하라. 더욱 잦은 스위칭 사이클 때문에, 변환기(300)는 어떠한 후속의 부하 변화에 더 잘 응답할 수 있다.
타이머가 시간(T1)에서 만료하면, 제어기(307)는 주파수 클램프를 해제한다. 제어기(307)는 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수로 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 낮춘다(455). 도 4b에 도시된 것처럼, 시간(T1)에서 타이머(453)의 만료 후 실제 동작 주파수는 중간 주파수(429)에서 부터 감소하고455) 낮은 부하 안정 상태(407)와 연관된 대기 모드 동작 주파수(411)에 도달한다. 제어기(307)는 동작 주파수를 낮은 대기 모드 동작 주파수(411)로 설정 했기 때문에 시간(T1) 후 출력 제어 신호(453)의 주파수는 시간 T0과 T1 사이의 출력 제어 신호의 주파수보다 작음을 주시하라. 안정 상태 낮은 부하 상태(407)에서 실제 동작 주파수는 증가되지 않기 때문에, 무 부하 전력 소비는 컴프로마이즈드.(compromised) 되지 않는다.
반복적인 동적 부하 상태
도 5a는 운영 모드 동안 경험된 반복적인 동적 출력 부하 천이 동안의 변환기(300)의 파형을 도시한다. 파형은 출력 부하(IOUT) 파형(501), 스위칭 전력 변환기 동작 주파수(FSW_FINAL) 파형(503), 반복적인 동적 출력 부하 상태 동안의 전력 변환기(300)의 출력 전압(VOUT) 파형(505)을 포함한다. 일 실시예에서, 반복적인 동적 부하 상태는 낮은 출력 부하로부터 높은 출력 부하로 또는 반대의 경우에 있어서도, 일반적으로 100Hz보다 더 높은 주파수 변화를 기술한다.
출력 부하 파형(501)은 전자 장치의 운영 모드 동안의 반복 동적 부하 특징을 도시한다. 특히, 출력 부하 파형(501)은 낮은 부하로부터 높은 부하로 또는 반대의 경우에 있어서 반복적인 동적 부하 동안의 출력 부하의 멀티플 기간을 도시한다. 출력 전압 파형(505)은 반복적인 동적 부하 응답 동안의 출력 전압의 과도 응답을 보인다. 도 4a와 유사하게, 스위치 전력 변환기(300)는 최대 허용 출력 전압(V-out (MAX))과 최소 허용 출력 전압(V-out (MIN)) 내에서 동작하도록 구성된다. 동작 주파수 파형(503)은 반복적인 동적 부하 응답 동안의 스위칭 전력 변환기(300)의 스위칭 주파수를 도시한다.
출력 부하가 낮을 때(507), 스위칭 전력 변환기(300)의 출력 전압은 출력 전압 설정점(V-out Setpoint)(509)에 있다. 낮은 부하 상태(507) 동안에, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(511)에서 변환기(300)의 동작 주파수를 설정한다.
도 5a에 도시된 것처럼, 낮은 출력 부하(507)로부터 높은 출력 부하(515)로 천이(513)하는 동안에, 출력 전압 파형(505)은 출력 전압 설정점(509) 아래의 값으로 떨어지지만(517) 최소 출력 전압보다 더 크다. 출력 전압 언더슈트(517)는 출력 부하에서의 상승(513)을 지시한다. 출력 전압 언더슈트(517)에 응답하여, 제어기(307)는 대기 모드 동작 주파수(511)로부터 높은 부하 상태(515)와 연관된 높은 부하 동작 주파수(521)로 동작 주파수를 증가시킨다(519). 반복적인 동적 부하 때문에, 전압 출력(505)은 안정 상태 출력 전압 설정점(509)에 절대로 도달하지 못함을 주지하라.
높은 출력 부하(515)로부터 낮은 출력 부하 상태(507)로 천이(523)하는 동안에, 출력 전압 파형은 전압 출력 설정점(509)을 오버슈트한다(525). 출력 전압 오버슈트(525)는 변환기(300)의 최대 허용 출력 전압을 초과하지 않는다. 오버슈트(525)로부터 출력 전압 설정점(509)으로 출력 전압을 낮추도록 중간 주파수(531)에 도달될 때까지 제어기(307)는 동작 주파수를 낮춘다(529). 도 5a에 도시된 것처럼, 동작 주파수는 높은 부하 동작 주파수(521)보다 낮고 낮은 출력 부하 상태 동안의 대기 모드 동작 주파수(511)보다 큰 중간 주파수(531)에서 클램프된다. 중간 주파수(531)는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터와 관련된다. 이들 설계 파라미터는 대기 모드 동작 주파수(511), 대기 상태에서 전체 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제 동작 주파수가 중간 주파수(531)에서 클램프되는 동안의 타이머의 길이, 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 중간 주파수(531)는 대기 모드 동작 주파수(411)의 3 내지 8배의 범위에서 설정된다. 중간 주파수(531)에서 동작 주파수를 설정하여, 제어기(307)는 도 2에 따라 위에 기술된 것처럼 동작 주파수가 Vsense의 값에 기초하여 설정되는 때와 비교하여 낮은 부하 상태(507)로부터 높은 부하 상태(515)로 부하의 후속 변화(527)에 더 빠르게 응답할 수 있다.
원-타임 동적 부하 변화와 유사하게, 높은 부하(515)로부터 낮은 부하 상태(507)로 천이(523)가 운영 모드 동안에 감지될 때 스위치 제어기(307)는 오버라이드 기간(533)을 설정한다. 특히, 제어기(307)는 중간 주파수(531)에 도달하는 동작 주파수의 감소(529)에 응답하여 오버라이드 기간(533)을 설정한다. 일 실시예에서, 오버라이드 기간(533)은 스위치 제어기(307)가 피드백 제어 루프로부터 Vsense 신호의 값에 기초하여 계산된 변환기(300)의 동작 주파수를 오버라이드하는 시간 기간을 기술한다. Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수는 점선(535)으로 도시된다. 오버라이드 기간(533) 동안에 Vsense에 기초하여 계산된 스위칭 전력 변환기(300)의 동작 주파수(535)를 설정하는 대신에, 제어기(307)는 동작 주파수를 중간 주파수(531)로 설정한다.
오버라이드 기간(533) 동안에, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)가 중간 주파수(531)보다 높으면, 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수는 Vsense의 값에 기초한 동작 주파수(535)로 설정된다. 그러나, Vsense의 값에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)가 중간 주파수(531)와 동일하거나 중간 주파수(531)보다 작으면, 스위칭 변환기(300)의 실제 동작 주파수는 중간 주파수(531)로 클램프된다. 오버라이드 기간(533)이 만료하면, 스위치 제어기(307)는 피드백 신호 Vsense에 기초한 동작 주파수(535)를 설정한다.
그러나, 전력 변환기(300)가 오버라이드 기간(533)이 만료하기 전에 낮은 부하(507)로부터 높은 부하 상태(515)로 천이(527)를 경험한다면, 스위치 제어기(307)는 증가된 부하 상태에 응답하도록 동작 주파수를 증가시킨다(537). 전력 변환기(300)가 Vsense에 기초한 대기 모드 주파수(511)보다 높은 주파수인 중간 주파수(531)에서 동작하기 때문에, 스위칭 전력 변환기(500)는 낮은 부하(507)로부터 높은 동적 부하 상태(515)로 천이(527)에 빠르게 응답할 수 있다. 변환기(300)의 개선된 응답은 도 2a에 도시된 출력 전압 언더슈트(229)와 비교하여 더 낮은 출력 전압 언더슈트(539)를 야기한다.
도 5b로 되돌아, 도 5b는 반복적인 동적 부하 상태 동안에 도 5a의 변환기(300)의 파형의 부분(541)의 상세한 보기를 도시한다. 출력 부하 파형(501), 변환기(300)의 실제 동작 주파수(FSW_FINAL), 및 출력 전압 파형(505)외에도, 도 5b는 또한 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(FSW_TEMP) 파형(535), 제어기(307)의 출력 드라이브 신호(309)를 나타내는 드라이버 출력 파형(543), 아래에 더 기술될 타이머 파형(545)을 도시한다.
출력 부하 파형(501)은 높은 부하(515)로부터 낮은 부하 상태(507)로의 천이(547)를 도시하고 상기 천이는 출력 전압 파형(505)에 도시된 것처럼 출력 전압이 출력 전압 설정점(509)으로부터 감지점(551)으로 상승하도록 일으킨다. Vsense(즉, FSW_TEMP)에 기초하여 계산된 동작 주파수 파형(535)은 제어 루프에 기반한 기존의 피드백으로부터 생성될 수 있는 변환기(300)의 스위칭 주파수를 나타낸다. 출력 전압 감지점(551)으로 출력 전압이 오버슈트하는(549) 것처럼, 제어기(307)는 높은 부하 주파수(521)로부터 낮은 부하 상태(507)와 연관된 대기 모드 주파수(511)로 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수를 낮춘다(553). 제어기(307)는 반복적인 동적 부하 변화와 원 타임 동적 부하 변화 사이를 구별할 수 없기 때문에, 제어기(307)에게는 높은 부하(515)로부터 낮은 부하(507)로의 천이(547)가 원 타임 부하 변화처럼 보인다. 따라서, 제어기(307)는 낮은 부하 상태(507)와 연관된 대기 모드 동작 주파수(511)로 동작 주파수(535)를 설정한다. 파형(535)에서 도시된 것처럼 Vsense에 기초한 동작 주파수는 높은 부하에서 낮은 부하로 천이(547)하는 동안에 대기 모드 동작 주파수(511)를 언더슈트한다(555). Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)가 대기 모드 주파수(511) 아래이기 때문에, 실제 동작 주파수(503)가 Vsense에 기초되었다면 변환기(300)는 높은 부하 상태(515)로 후속 천이(561)에 빠르게 응답할 수 없다..
그러나, 동작 주파수 파형(503)은 여기 실시예에 따라 스위치(Q1)를 드라이브하도록 사용된 제어기(307)에 의해 설정된 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 도시한다. 출력 전압이 출력 전압 감지점(551)으로 상승하면, 제어기(307)는 실제 동작 주파수가 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수(535)를 초기에(557) 추적하도록 일으킨다. Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수처럼, 실제 동작 주파수(503)는 높은 부하 상태(515) 동안의 높은 부하 주파수(521)에 설정된다. 변환기(300)가 높은 부하 동작 주파수(521)에서 동작할 때의 시간 기간(561) 동안에, 출력 제어 신호(309)는 높은 부하 동작 주파수(521)에 대응하는 주파수에서 출력된다.
출력 전압이 감지점(551)으로 오버슈팅할 때, 실제 동작 주파수는 Vsense에 기초하여 계산된 동작 주파수를 초기에 추적한다(557). 중간 주파수(531)에 도달될 때까지 제어기(307)는 실제 동작 주파수(FSW_FINAL)를 낮춘다(557). 일단 중간 주파수(531)에 도달되면, 시간(T0)에서, 제어기(307)는 타이머 파형(545)에 의해 나타나는 시간(T3)에서 만료하는 타이머를 초기화한다. 제어기(307)는 또한 실제 동작 주파수를 중간 주파수(531)로 클램프한다. 타이머 파형(545)은 실제 동작 주파수가 낮은 부하 상태(507) 동안에 중간 주파수(531)에서 클램프될 수 있는 시간 기간(T0에서 T3로)을 기술한다. 타이머의 길이는 전력 변환기 시스템 설계 파라미터와 관련된다. 설계 파라미터는 반복적인 동적 부하 변화의 주파수, 대기 모드 동작 주파수(511), 대기 상태에 전체 시스템 전력 소비, 출력 캐패시터(C1), 실제 주파수가 클램프된 중간 주파수, 및 최대 허용 출력 전압 오버슈트, 등을 포함한다. 일 실시예에서, 타이머의 길이는 반복적인 부하 변화의 기간 보다 크고 반복 부하 변화의 기간 2-5배의 범위에 있을 수 있다. 예를 들면, 반복적인 동적 부하 변화 레이트가 대략 100Hz(즉, 10ms 기간)라고 한다면, 타이머의 길이는 20ms로부터 50ms의 범위일 수 있다. 타이머의 길이가 또한 반복적인 동적 부하 변화 레이트의 변화를 커버(cover)하기 위한 충분한 마진을 포함할 수 있음을 주시하라. T0로부터 T2로 시간 기간 동안, 출력 제어 신호(309)의 주파수는 도 2b에 관해 기술된 시간 기간(255) 동안의 출력 제어 신호(309)의 주파수보다 높지만 변환기(300)가 높은 부하 동작 주파수(521)에서 동작할 때의 시간 기간(561) 동안의 출력 제어 신호의 주파수 보다 낮음을 주시하라.
시간 T1에서, (시간 T3에서 타이머의 만료 전) 출력 부하는 출력 부하의 반복성(repetitiveness) 때문에 낮은 부하(507)로부터 높은 출력 부하 상태(515)로 천이한다(561). 천이(561)하는 동안에, 출력 전압은 출력 전압 설정점(509)을 언더슈트(563)한다. 그러나, 천이(561)하는 동안에, 동작 주파수는 계산된 동작 주파수가 Vsense에 기초되어 설정될 수 있었던 것 보다 큰 중간 주파수(531)에서 여전히 클램프된다. 변환기(300)의 더 높은 동작 주파수는 짧은 스위칭(shorter switching) 기간 또는 블랭크 타임(563)을 허용한다. 블랭크 타임(563)이 도 2b에 도시된 블랭크 타임(247) 보다 더 짧기 때문에, 변환기(300)는 스위칭 주파수가 Vsense에 기초한 더 낮은 주파수로 설정되는지 여부와 비교하여 T0와 T3 사이의 시간 기간 동안의 부하 변화에 더 빠른 방식으로 응답할 수 있다.
예를 들어, 더 높은 스위칭 주파수 때문에, T3에서 타이머가 만료되기 전 시간 T2에서의 다음 스위칭 사이클에, 전압 언더슈트(563)는 감지점(565)에서 제어기(307)에 의해 감지된다. 이 때, 전압 언더슈트(563)는 동작 주파수가 Vsense에 따라 계산되는 경우 제어기(307)가 언더슈트(563)를 감지하는 시간과 비교할 때 더 빨리 감지된다.
제어기(307)는 그 다음 출력 전압이 안정 상태 출력 전압 설정점(509)에 빨리 도달할 수 있도록 동작 주파수를 높은 부하 동작 주파수(521)로 증가시킨다(567). 따라서, 타이머가 시간 T3에 만료하지 않더라도, 제어기(307)는 출력 부하에서 높은 부하 상태(515)로 변화를 고려하여 동작 주파수를 여전히 증가시킨다. 도 2b에서 출력 전압의 깊은 언더슈트(251)와 비교할 때 최대 출력 전압 언더슈트(565)가 낮아지기 때문에, 동적 부하 상태 동안의 가장 낮은 무 부하 전력 소비를 여전히 달성하는 동안에 반복적인 동적 부하 응답 성능은 개선된다. 제어기(307)가 시간 T2에서 낮은 부하에서 높은 부하로의 천이(561)를 감지한 후, 제어기(307)는 타이머가 시간 T3까지 만료하도록 설정되지 않을지라도 반복적인 동적 부하 응답의 다음 라운드(next round)에 대비하여 타이머를 리셋한다.
오버라이드 주파수 임계치
도 6과 7은 다양한 오버라이드 주파수 임계치와 타이머의 다양한 실시예를 도시한다. 이후의 타이머와 베리어블한 임계치는 위에 기술된 것처럼 원 타임 동적 부하 상태 또는 반복적인 동적 부하 상태에 적용될 수 있다. 다른 실시예에서, 다른 시간과 임계치 구성은 임플로이드(employed) 될 수 있음을 주시하라.
출력 부하 파형(601)은 높은에서 낮은 동적 부하 상태를 도시하고 동작 주파수 파형(603)은 부하 천이 동안의 변환기(300)의 동작 주파수를 도시한다. 높은 출력 부하 상태(607) 동안에, 제어기(307)는 동작 주파수를 높은 부하 동작 주파수(609)로 설정한다. 높은 부하(607)로부터 낮은 동적 부하 상태(613)로의 천이611)가 감지될 때, 하나 또는 그 이상의 주파수 오버라이드 타이머(615, 617)는 초기화된다. 각각의 타이머의 구간은 제어기(307)에 의해 적응적으로설정될 수 있거나 미리 설정될 수 있다. 일 실시예에서, 타이머의 초기화는 부하에서의 천이(611)의 감지에 대하여 설정된다. 대안적으로, 타이머의 초기화는 도 6에 도시된 것처럼 서로에 대하여 설정된다. 각각의 오버라이드 타이머는 중간 주파수와 각각 연관된다. 특히, 타이머(615)는 중간 주파수(619)에 연관되고 타이머(617)은 중간 주파수(621)에 연관된다.
높은 부하(607)로부터 낮은 부하(613)로의 천이(611)를 감지할 때, 타이머(615)는 초기화되고, 이로 인하여 제어기(307)는 높은 부하 동작 주파수(609)로부터 중간 임계치 주파수(619)로 동작 주파수를 줄이도록(623) 동작된다. 도 6에 도시된 것처럼, 동작 주파수는 단계 증가(step increment)의 형태로 중간 주파수(619)로 줄어든다(623). 일 실시예에서, 스텝 인크리멘트는 높은 부하 동작 주파수(609)의 20퍼센트 내지 40퍼센트의 범위에 있다. 타이머(615)가 만료하면, 제어기(307)가 중간 주파수(619)로부터 다른 스텝 인크리멘트에서 중간 주파수(621)로 동작 주파수를 보다 더 줄이도록(625) 일으키는 타이머(617)는 초기화된다. 일단 타이머(619)가 만료하면, 제어기(307)는 다시 중간 주파수(621)로부터 대기 모드 동작 주파수(629)로 동작 주파수를 줄인다(627).
도 7은 대안적인 오버라이드 주파수 임계치와 오버라이드 기간을 도시한다. 도 6과 유사하게, 출력 부하 파형(701)은 높은에서 낮은 동적 부하 상태를 도시하고 동작 주파수 파형(703)은 부하 천이 동안의 변환기(300)의 동작 주파수를 보인다. 높은 출력 부하 상태(707) 동안에, 제어기(307)는 동작 주파수를 높은 부하 동작 주파수(709)로 설정한다. 높은 부하(707)로부터 낮은 동적 부하 상태(713)로의 천이(711)가 감지될 때, 하나 또는 그 이상의 주파수 오버라이드 타이머(715, 717)는 초기화된다. 각각의 타이머의 구간은 제어기(307)에 의해 적응적으로 설정될 수 있거나 미리 설정될 수 있다. 일 실시예에서, 타이머의 초기화는 부하에서 천이(711)의 감지에 대하여 설정된다. 대안적으로, 타이머의 초기화는 도 7에 도시된 것처럼 서로에 대하여 설정된다. 각각의 오버라이드 타이머는 중간 주파수와 각각 연관된다. 특히, 타이머(715)는 중간 주파수(719)와 연관되고 타이머(717)는 중간 주파수(721)와 연관된다.
높은 부하(707)로부터 낮은 부하(713)로의 천이(711)를 감지할 때, 제어기(307)가 높은 부하 동작 주파수(709)로부터 중간 주파수(719)로 동작 주파수를 줄이도록 일으키는 타이머(715)는 초기화된다. 도 7에 도시된 것처럼, 중간 주파수(719)에 도달될 때까지 동작 주파수는 선형 레이트로 줄어든다(723). 대안적인 실시예에서, 동작 주파수는 비 선형 레이트로 줄어듦을 주시하라. 타이머(715)가 만료하면, 제어기(307)가 중간 주파수(719)로부터 중간 주파수(721)로 선형 레이트로 동작 주파수를 줄이도록(725) 일으키는 타이머(717)는 초기화된다. 모든 스텝(즉, 스위칭 사이클)에서 스위칭 주파수는 높은 부하 동작 주파수(709)의 10퍼센트 내지 20퍼센트에 해당하는 스텝의 형태로 이전 스위칭 사이클로부터 줄어든다. 대안적으로, 현재 스위칭 사이클의 스위칭 주파수는 이전 스위칭 사이클에서 사용된 스위칭 주파수의 35퍼센트 내지 50퍼센트로 줄어든다. 타이머(717)가 만료하면, 제어기(307)는 중간 주파수(721)로부터 대기 모드 동작 주파수(729)로 동작 주파수를 줄인다(727).
이러한 개시를 읽을 때, 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 스위칭 전력 변환기에서 무 부하 상태를 감지하고 무 부하 상태에서 스위칭 전력 변환기를 동작하도록 추가적인 대안적 설계를 여전히 이해할 수 있다. 따라서, 특정 실시예와 응용(applications)이 도시되고 기술되는 동안, 여기에 논의된(discussed) 실시예는 여기에 개시된 정확한 구조(precise construction)와 구성 요소에 제한되지 않고 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자에게 명백한 다양한 조정, 변화 및 변형(variation)은 개시된 발명의 사상과 범위로부터 벗어남이 없이 여기에 개시된 방법 및 기구의 배열, 동작 및 세부사항에 만들어질 수 있도록 이해된다.
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Claims (18)
- 스위칭 전력 변환기에 있어서,
입력 전압에 커플링되는 주 권선과 스위칭 전력 변환기의 출력에 커플링되는 보조 권선을 포함하는 변압기;
상기 변압기의 상기 주 권선과 커플링되는 스위치 -상기 스위치가 턴 온되는 동안에 상기 주 권선을 흐르는 전류는 생성되고, 상기 스위치가 턴 오프되는 동안에 상기 주 권선을 흐르는 전류는 생성되지 않음-; 및
상기 스위치를 턴 온하거나 턴 오프하기 위한 제어 신호를 생성하는 제어기 -상기 스위치는 제1 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 턴 온되고, 상기 스위치는 제2 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 턴 오프됨-;
를 포함하고,
상기 제어기는
제1 출력 부하 상태로부터 제2 출력 부하 상태로 천이한 이후 상기 제2 출력 부하 상태에서의 시간 기간(period of time) 동안에, 상기 제1 출력 부하 상태에 대응하는 제1 주파수보다 낮고, 상기 제2 출력 부하 상태에 대응하는 제2 주파수 보다 높은 중간 주파수에서 상기 제어 신호를 생성하고,
상기 시간 기간의 만료에 응답하여, 상기 제2 출력 부하 상태에 대응하는 상기 제2 주파수에서 상기 제어 신호를 생성하는, 스위칭 전력 변환기. - 제1항에 있어서,
상기 제2 출력 부하 상태는 무 부하 상태인 스위칭 전력 변환기. - 제1항에 있어서,
상기 제어기는
상기 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 지시하는 피드백 신호에 기초하여 계산되는 주파수들을 기초로 상기 제1 주파수로부터 상기 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 점진적으로 감소시키는 스위칭 전력 변환기. - 삭제
- 제1항에 있어서,
상기 제어기는
상기 시간 기간의 만료 이전에, 상기 제2 출력 부하 상태로부터 상기 제1 출력 부하 상태로 천이하는 동안에 상기 제1 주파수에 상기 제어 신호를 생성하는 스위칭 전력 변환기. - 제1항에 있어서,
상기 제어기는
상기 시간 기간의 만료에 응답하여 상기 중간 주파수로부터 상기 제2 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 점진적으로 감소시키는 스위칭 전력 변환기. - 제1항에 있어서,
상기 제어기는
상기 제2 출력 부하 상태 동안에, 상기 시간 기간의 만료 이후에 상기 중간 주파수보다 낮고, 상기 제2 출력 부하 상태에 대응하는 상기 제2 주파수보다 높은 다른 중간 주파수에서 상기 제어 신호를 생성하는 스위칭 전력 변환기. - 제7항에 있어서,
상기 제어기는
상기 제1 주파수로부터 상기 중간 주파수로, 그리고 상기 중간 주파수로부터 상기 다른 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 선형적으로 또는 비선형적으로 감소시키는 스위칭 전력 변환기. - 제7항에 있어서,
상기 제어기는
제1 단계에서 상기 제1 주파수로부터 상기 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 감소시키며, 제2 단계에서 상기 중간 주파수로부터 상기 다른 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 감소시키는 스위칭 전력 변환기. - 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법에 있어서,
상기 스위칭 전력 변환기는 입력 전압에 커플링되는 주 권선과 스위칭 전력 변환기의 출력에 커플링되는 보조 권선을 포함하는 변압기 및 상기 변압기의 상기 주 권선과 커플링되는 스위치-상기 스위치가 턴 온되는 동안에 상기 주 권선을 흐르는 전류는 생성되고, 상기 스위치가 턴 오프되는 동안에 상기 주 권선을 흐르는 전류는 생성되지 않음-를 포함하고,
상기 스위치를 턴 온하거나 턴 오프하기 위한 제어 신호를 생성하는 단계-상기 스위치는 제1 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 턴 온되고, 상기 스위치는 제2 상태에 있는 상기 제어 신호에 응답하여 턴 오프됨-;
제1 출력 부하 상태로부터 제2 출력 부하 상태로 천이한 이후 시간 기간(period of time) 동안에, 상기 제1 출력 부하 상태에 대응하는 제1 주파수보다 낮고, 상기 제2 출력 부하 상태에 대응하는 제2 주파수 보다 높은 중간 주파수에서 상기 제어 신호를 생성하는 단계; 및
상기 시간 기간의 만료에 응답하여, 상기 제2 출력 부하 상태에 대응하는 상기 제2 주파수에서 상기 제어 신호를 생성하는 단계
를 포함하는 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법. - 제10항에 있어서,
상기 제2 출력 부하 상태는 무 부하 상태인 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법.. - 제10항에 있어서,
상기 스위칭 전력 변환기의 출력 전압을 지시하는 피드백 신호에 기초하여 계산되는 주파수들을 기초로 상기 제1 주파수로부터 상기 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 점진적으로 감소시키는 단계
를 더 포함하는 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법. - 삭제
- 제10항에 있어서,
상기 시간 기간의 만료 이전에, 상기 제2 출력 부하 상태로부터 상기 제1 출력 부하 상태로 천이하는 동안에 상기 제1 주파수에 상기 제어 신호를 생성하는 단계
를 더 포함하는 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법. - 제10항에 있어서,
상기 시간 기간의 만료에 응답하여 상기 중간 주파수로부터 상기 제2 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 점진적으로 감소시키는 단계
를 더 포함하는 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법. - 제10항에 있어서,
상기 제2 출력 부하 상태 동안에, 상기 시간 기간의 만료 이후에 상기 중간 주파수보다 낮고, 상기 제2 출력 부하 상태에 대응하는 상기 제2 주파수보다 높은 다른 중간 주파수에서 상기 제어 신호를 생성하는 단계
를 더 포함하는 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법. - 제16항에 있어서,
상기 제1 주파수로부터 상기 중간 주파수로, 그리고 상기 중간 주파수로부터 상기 다른 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 선형적으로 감소시키는 단계
를 더 포함하는 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법. - 제16항에 있어서,
제1 단계에서 상기 제1 주파수로부터 상기 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 감소시키며, 제2 단계에서 상기 중간 주파수로부터 상기 다른 중간 주파수로 상기 제어 신호의 주파수를 감소시키는 단계
를 더 포함하는 제어기에서 스위칭 전력 변환기를 제어하는 방법.
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201161430904P | 2011-01-07 | 2011-01-07 | |
| US61/430,904 | 2011-01-07 | ||
| US13/086,290 | 2011-04-13 | ||
| US13/086,290 US8259472B2 (en) | 2011-01-07 | 2011-04-13 | Switching power converter having optimal dynamic load response with ultra-low no load power consumption |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20120080547A KR20120080547A (ko) | 2012-07-17 |
| KR101386776B1 true KR101386776B1 (ko) | 2014-04-21 |
Family
ID=46455104
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020120001949A KR101386776B1 (ko) | 2011-01-07 | 2012-01-06 | 가장 낮은 무 부하 전력 소비로 최적의 동적 부하 반응을 가지는 스위칭 전력 변환기 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8259472B2 (ko) |
| KR (1) | KR101386776B1 (ko) |
| CN (1) | CN102594149B (ko) |
| TW (1) | TWI454030B (ko) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8593833B2 (en) * | 2010-09-07 | 2013-11-26 | System General Corp. | Method and apparatus for a flyback power converter providing output voltage and current regulation without input capacitor |
| US9291478B2 (en) * | 2012-05-31 | 2016-03-22 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor with improved sensitivity to magnetic fields |
| US9124185B2 (en) * | 2012-07-12 | 2015-09-01 | Dialog Semiconductor Inc. | Configurable power controller with combination input/output line |
| US9331589B2 (en) * | 2012-09-24 | 2016-05-03 | Dialog Semiconductor Inc. | Primary feedback switching power converter controller with intelligent determination of and response to output voltage drops due to dynamic load conditions |
| ES2870571T3 (es) * | 2012-11-13 | 2021-10-27 | Delta Electronics Inc | Método para convertidor flyback |
| US9369000B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-06-14 | Flextronics Ap, Llc | Sweep frequency for multiple magnetic resonant power transmission using alternating frequencies |
| US9601982B1 (en) | 2013-08-27 | 2017-03-21 | Flextronics Ap, Llc | Switchable auxiliary supply circuit |
| US9083253B2 (en) * | 2013-12-05 | 2015-07-14 | Richtek Technology Corporation | Control circuit for power converting circuit |
| US9379575B2 (en) * | 2014-03-07 | 2016-06-28 | Nissan North America, Inc. | Battery charger noise reduction by frequency switching |
| CN103872885B (zh) * | 2014-03-18 | 2016-04-06 | 深圳市华星光电技术有限公司 | 一种待机功耗控制电路及方法 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN102594149A (zh) | 2012-07-18 |
| TWI454030B (zh) | 2014-09-21 |
| KR20120080547A (ko) | 2012-07-17 |
| TW201236335A (en) | 2012-09-01 |
| US8259472B2 (en) | 2012-09-04 |
| CN102594149B (zh) | 2014-04-09 |
| US20120176820A1 (en) | 2012-07-12 |
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| FPAY | Annual fee payment |
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