CN101779431B - 用于发射机定时调整的方法和设备 - Google Patents

Abstract

移动台接收定时调整值。根据该接收的定时调整值确定整数部分和分数部分。在频域中，通过旋转信号来应用确定的分数部分。可选地，还可以利用旋转施加相移。在时域中，通过将采样插入经过旋转的信号或者从经过旋转的信号移除采样来应用确定的整数部分，其中插入和移除采样的量对应于确定的整数部分。在进行了信号旋转以应用分数部分后，对活跃子载波进行映射，并借助于傅里叶逆变换从频域改变到时域。在该傅里叶变换之后，可以单独地添加循环前缀CP，或者通过修改CP的大小以施加确定的整数部分，从而与整数部分移位在功能上相结合。在本领域中公知的其他常规处理之后，随后发射利用移除/添加采样提前/延迟了的旋转信号。

Description

用于发射机定时调整的方法和设备

技术领域

本发明的示例性且非限制性实施方式一般地涉及无线通信系统，并且，更具体地涉及OFDM发射机中的定时调整。

背景技术

在本说明书和/或附图中出现的各种缩写定义如下：

3GPP    第三代合作伙伴计划

BB      基带

BS      基站

CORDIC  坐标旋转数字计算机

CP      循环前缀

DAC     数模转换器

DC      直流(在此上下文中：零频率)

DFT     离散傅里叶变换

DFTS    离散傅里叶变换扩频

EUTRAN  演进通用陆地无线接入网

FIR     有限冲激响应

IEEE    电子和电气工程师协会

IDFT    离散傅里叶逆变换

IQ      同相/正交

LTE     长期演进(3.9G)

MIMO    多输入多输出

MS      移动台

OFDM    正交频分复用

OFDMA   正交频分多址

PA     功率放大器

RF     射频

RXDFE  接收机数字前端

TA     定时调整

TXDFE  发射机数字前端

WiMAX  微波存取全球互通

UMTS   通用移动电信系统

UTRAN  UMTS陆地无线接入网

本发明涉及物理层无线通信，并且在诸如基于OFDM/OFDMA的无线通信系统之类的无线OFDM通信的上下文中进行描述。其适用于无线标准3GPP EUTRAN/LTE/3.9G和IEEE 802.16d/e/WiMAX，但并不局限于此，而是可以扩展到任何基于OFDM的无线协议。

在基于OFDM的蜂窝无线通信系统中，在上行链路传输期间，从移动台(MS)发射的信号必须几乎同时到达基站(BS)。到达时间的差异应当小于用于解调的循环前缀CP的长度。然而，各种MS和BS之间的距离可能变化非常大，取决于小区大小，变化若干公里也是可能的。这可能导致从MS到BS的信号传播延迟变化大。为了均衡这种传播延迟变化，BS周期性地向MS发送控制消息，以调整它们的传输时间，其中这些控制消息通常称为定时调整或定时提前(TA)消息。MS随后根据TA消息中的TA值来各自提前或延迟其发射的信号。由于BS发送TA消息，单独的定时调整使得发射自MS的信号同时到达BS。

图2是示出了传统上基于OFDMA的发射链和接收链的现有技术框图。每个BS和MS都包括这两个链，但是为了清楚起见，参考MS来描述发射链，而接收链则参考BS进行描述，因为在下面的本发明描述中，是MS向BS发送其经过定时调整的信号。MS中的OFDMA发射机20A将数据比特流作为输入并产生基带发射信号，该信号在数字前端(TXDFE)22A中进行上采样和滤波。在RF发射机级24A中，信号转换成模拟波形并上变频到通带，以及通过发射天线26A(仅示出一个)进行发射。BS中接收机24B的RF级从天线26B接收发射的信号、将其下变频到基带中，并生成数字信号流。接收机数字前端(RXDFE)22B通过下采样和滤波(以及执行与这些教导无关的其他功能)来处理此信号，而OFDMA接收机20B对发送的信息承载符号进行解调，生成所发送数据比特的估计。尽管图2A中针对MS仅示出了一个发射机，但是，在OFDMA系统中，可以存在同时向BS接收机发射的多个MS。

取决于这些各种MS与接收其传输的BS之间的距离，向BS传播发射的信号所需的时间变化相当大。为了使BS对从MS发射的信号进行解调，这些信号必须在某个时间窗内到达该BS。在OFDMA系统中，此时间窗通常由CP的持续时间和信道的延迟扩展确定。为了确保这些信号在该窗口内到达，离BS较远的MS应当早一些发射，而离BS较近的MS应当延迟其发射的信号。这就是为什么BS周期性地向MS发送TA控制消息(如上所述)，从而使得多个MS可以以协调的方式来调整其发射定时。

关于MS如何具体地在OFDM系统中施加TA延迟或提前不是一个新的问题。在现有技术中，通过上采样以及向经过上采样的信号插入采样/从经过上采样的信号中删除采样，TA功能在时域中得以实现。在图2的示意图中，此TA提前或延迟因此施加在发射数字前端22A处。具体而言，用于TA的多相上采样有限冲激响应FIR滤波器包括在TXDFE 22A中，或者在其他情况中，其被布置在OFDMA发射机20A中。此FIR滤波器的系数通过换向器开关(commutator switch)周期性地连接至乘法器。TA继而通过利用控制逻辑来提前或延迟换向器而完成。此现有技术解决方案并不专用于OFDMA，而是已经用于适用于其他无线协议(例如，全球移动通信系统GSM和宽带码分多址WCDMA)的各种设备。其还用在某些EUTRAN/LTE/3.9G上行链路发射机中。然而，由于为了施加具有足够精度的TA提前/延迟，需要将上采样因子增大足够的量，所以此方案看起来有些低效。此较高的上采样因子提高了信号的采样频率，也极大地加重了处理负荷和功率消耗。而且，用于实现此现有技术方式的简单多相滤波器需要去往换向器开关的附加控制信号，以便通过保持或跳过多个换向器开关位置来施加TA功能。

用来施加TA提前或延迟的另一现有技术方式在于在上采样后插入CP，但是为了将所发射的信号提前或延迟BS给定的TA量，会插入较短或较长的CP。

本领域中需要的是：基于从基站接收的TA消息，利用任意精确的定时提前/延迟来实现发射的信号的方式。优选地，这种精度需要的计算开销比上述现有技术中多相滤波器实现的计算开销要小。

发明内容

根据本发明一个实施方式的是一种方法由此，接收定时调整值，并且根据该接收的定时调整值确定整数部分和分数部分。在频域中，通过旋转信号来应用确定的分数部分。在时域中，通过将采样插入经过旋转的信号或者从经过旋转的信号中移除采样的操作之一来应用确定的整数部分，其中采样的量对应于确定的整数部分。随后，发射信号。

根据本发明另一实施方式的是一种设备，其包括处理器，适于根据接收的定时调整值确定整数部分和分数部分。该设备进一步包括分数定时调整块，适于：在频域中，通过旋转输入信号来应用确定的分数部分。另外，该设备包括整数定时调整块，适于：在时域中，通过将采样插入经过旋转的信号或者从经过旋转的信号中移除采样的操作之一来应用确定的整数部分，其中采样的量对应于确定的整数部分。

根据本发明另一实施方式的是一种包含机器可读指令的程序的计算机可读存储器，其中程序可由数字数据处理器执行以执行用于向信号应用定时调整以便传输的动作。在本实施方式中，这些动作包括根据接收的定时调整值确定整数部分和分数部分。随后，这些动作在频域中，通过旋转信号来应用确定的分数部分，以及在时域中，通过将采样插入经过旋转的信号或者从经过旋转的信号中移除采样的操作之一来应用确定的整数部分，其中采样的量对应于确定的整数部分。

根据本发明又一实施方式的是一种设备，其包括处理装置、分数定时装置和整数定时装置。处理装置用于根据接收的定时调整值确定整数部分和分数部分。分数定时装置，用于在频域中，通过旋转输入信号来应用确定的分数部分。整数定时装置，用于在时域中，通过将采样插入经过旋转的信号或者从经过旋转的信号中移除采样的操作之一来应用确定的整数部分，其中采样的量对应于确定的整数部分。在此方面的特定实施方式中，该设备包括或者是正交频分多址发射机，其中处理装置包括数字数据处理器；分数定时装置包括布置在傅里叶逆变换块之前的分数定时调整块；以及整数定时装置包括布置在傅里叶逆变换块和发射天线之间的整数定时调整块。

以下对这些和其他方面以及实施方式进行更全面地详细描述。

附图说明

以下，特别参考附图对本发明的实施方式进行详细详述。

图1示出了本发明的实施方式可以布置在其中的各种设备和其操作的环境的高层示意框图。

图2是传统OFDM发射机链和接收机链的现有技术高层框图。

图3是根据本发明一个实施方式的OFDM发射机的框图。

图4是根据本发明一个实施方式的过程流程图。

图5是比较不具有延迟的信号、具有整数码片延迟的信号和具有分数码片延迟的信号的、信号采样索引对信号幅度的示意图。

图6类似于图5，但是比较的是不具有定时调整的信号与仅具有整数码片提前的信号，以及具有组合的整数和分数码片调整的信号。

具体实施方式

术语定时调整或定时提前是参照接收(诸如，在MS处从BS接收的)的定时调整值使用的。TA可以是正的或负的，其指示定时延迟或提前。大体上，本发明的实施方式在两个不同部分中应用定时调整：分数部分在频域中应用为信号旋转，而TA的整数部分在时域中应用为向旋转后的信号添加的采样，或者从旋转后的信号移除的采样。在本领域中公知的其他常规处理之后(上变频至RF、功率放大等)，通过采样移除/添加而提前/延迟了的经过旋转的信号继而被发射。

在详述更具体实施方式和那些实施方式的变形之前，首先参考图1，其中图1示出了适用于实施本发明示例性实施方式的各种电子设备的简化框图。在图1中，无线网络10适于经由基站16(在某些网络中也称为节点B或e节点B)与第一移动台MS 12(如在各种网络10中已知的，其可以是固定的或移动的)进行无线通信。还示出了第二MS 14，用于说明与同一BS/节点B 16通信的各种MS 12、14可以与BS/节点B 16相距不同距离，并且由此具有不同的信号传播时间，TA意在对这些时间进行修正。需要注意的是，MS 12、14并不形成网络10的一部分(即使在使用MS 12来在另一MS 14或诸如固定中继站的其他网络节点之间进行中继的中继网络中也是如此)；网络向MS 12、14提供服务/接入。网络10可以包括服务无线网络控制器RNC18或在不同无线通信系统中以各种术语公知的其他无线控制器功能(例如，移动管理实体MME、网关等)。MS 12包括数据处理器(DP)12A、存储程序(PROG)12C的存储器(MEM)12B，以及耦合至用于经由一个或多个无线链路15、15’与BS/节点B 16进行双向无线通信的一个或多个天线12E(示出了一个)的合适的射频(RF)收发机12D。MS 12参考时钟12F来同步其传输和功能，时钟12F通常布置在DP 12A上，并且从属于经由无线链路15从BS/节点B 16发送来的参考定时信号。MS 12还使用其时钟12F来控制采样和抽取(decimation)频率，并通常向其传输施加接收自BS/节点B 16的TA，如以下通过示例所详述的。

第二MS 14包括与第一MS 12类似的结构，不再做进一步详述。BS/节点B 16的每一个也包括具有本地时钟16F的DP 16A、18A，和存储PROG 16C、18C的MEM 16B、18B。BS/节点B 16也包括耦合至一个或多个天线16E的合适的RF收发机16D(例如，组合的发射机和接收机)。RNC/MME 18通常通过诸如Iub链路之类的数据链路19耦合到BS/节点B 16，但是在其他情况中，该链路可以是无线链路。视通过数据链路19的通信情况而定，RNC/MME 18包括合适的调制解调器和/或收发机(未示出)。

如在本领域中所公知的，BS/节点B 16通过第一空中链路15向第一MS 12发送用于该特定MS 12的第一TA。当从第一MS 12到BS/节点B 16的传输和从第二MS 14到同一BS/节点B 16的那些传输到了展现出不同传播延迟的程度时，BS 16还通过第二空中链路15’向第二MS 14发送不同的第二TA，使得来自MS 12、14的传输被协调以同时到达BS/节点B 16。

假设各种MS 12、14的存储器中的PROG 12C和14C的至少一个以及优选地二者包括程序指令，在相关联的DP执行这些程序指令时，电子设备能够根据本发明的示例性实施方式进行操作，这在以下进行详述。

PROG 12C、14C可以以软件、固件和/或硬件来实现，只要适合即可。通常，本发明的示例性实施方式可以由存储在MEM 12B、14B中并且可由其所在MS 12、14的DP 12A、14A执行的计算机软件实现，对于BS/节点B 16的其他MEM和DP也是类似的(其在其接收机中与以下针对MS的发射机中的MS处理进行描述的过程相反的过程中进行处理)，或者本发明的示例性实施方式可以由硬件、所示设备中的任一或所有设备中的软件和/或固件和硬件的组合来实现。

通常，MS 12、14的各种实施方式可以包括但不限于移动台、蜂窝电话、具有无线通信功能的个人数字助理(PDA)、具有无线通信功能的便携式计算机、具有无线通信功能的图像捕获设备(诸如数字照相机)、具有无线通信功能的游戏设备、具有无线通信功能的音乐存储和回放设备、允许无线因特网访问和浏览的因特网设备、以及合并此类功能组合的便携式单元或终端。

MEM 12B、14B、16B和18B可以是适合本地技术环境的任何类型并且可以使用任何合适的数据存储技术实现，诸如基于半导体的存储器设备、磁性存储器设备和系统、光存储器设备和系统、固定存储器设备和可移动存储器。DP 12A、14A和16A可以是适合本地技术环境的任何类型，作为非限制性示例，其可以包括通用计算机、专用计算机、微处理器、数字信号处理器(DSP)和基于多核处理器架构的处理器中的一个或多个。

已经描述了用于实现本发明各种实施方式的环境和合适的硬件/软件，现在利用特异性来详述这些实施方式。可以从图3的框图中明显看出相对于现有技术的有关区别，其中图3示出了根据本发明一个实施方式、适于分别应用接收的(诸如，从BS/节点B 16接收的)定时调整值的两个不同部分的、图2中OFDMA发射机20A的一个实现。TA值的分数部分在频域中应用为信号旋转，而该TA值的整数部分在时域中应用为向经过旋转的信号添加的采样，或应用为从经过旋转的信号移除的采样。

首先注意到，OFDMA发射机30的某些块的一般操作功能在图3中示出。子载波映射块34采用对其输入的频域符号、将这些符号映射到IDFT频率并在边沿处以及也可能在DC载波处插入防护频带。IDFT块36将对其输入的该频域信号变换到时域，继而在添加CP块38处添加CP以形成OFDMA发射信号。如果不存在DC载波并且所使用的子载波数量是偶数个(在EUTRAN标准的上行链路发射机的当前状态中就是这样)，则还存在移频器模块42以便对最终由半子载波分隔发射的信号进行移位。此移位使得发射频谱对称。然而，移频器模块42可以并且也可以不出现在本发明的实施方式中，因为特定实施方式在其中进行操作的系统可以限制于奇数个子载波，并且由此不需要对子载波进行移位以实现频谱对称。

可以认为从BS/节点B 16接收的TA具有两部分或两份：整数部分和分数部分。例如，2.25个时间单位(例如，码片)的TA具有整数部分2和分数部分0.25。根据一个实施方式，应用该TA在功能上划分成两个操作：在时域中应用整数部分(例如，2个码片)，其代表码片周期(没有进行过采样的采样周期)倍数形式的“粗糙”TA；以及应用TA的分数部分(例如，0.25个码片)，其在码片周期的分数中执行“精细”定时调整。整数部分通过将采样插入信号中或从其移除采样而应用在时域中。分数部分应用在频域中，并执行子载波旋转和(可选地)相移，其对应于在IDFT块36处的IDFT操作之后的、时域中的时间提前或延迟。

考虑上述TA为2.25个码片的示例。在不脱离这些教导的前提下，MS 12可以将此实现为延迟(添加)2个码片和延迟(在第一方向旋转)0.25个码片，或者实现为延迟(添加)3个码片和提前(在反方向旋转)0.75个码片。每种组合会产生净2.25个码片延迟，并且每一个都作为整数部分和分数部分进行应用。在某些情况中，这样可能对于以下情况在计算上更加高效，即，过度补偿整数部分，并通过分数部分来修正该过度补偿，从而实现净定时调整。换言之，实际上不需要MS 12应用的整数部分和分数部分和接收自BS/节点B 16的TA值的整数部分和分数部分相同。为了保持区别，来自BS/节点B 16的消息所携带的被称为TA值。MS 12根据该接收的TA值来确定整数部分和分数部分，但是如上所述，它们的净量可以产生该接收的TA值，即使它们各自并不与发送自BS/节点B 16的TA值的整数部分或分数部分相对应。

在下文中，针对根据EUTRAN标准的当前状态的、为本发明进行修改的DFTS-OFDMA发射机，来描述特定实施方式。假设活跃子载波的数量是偶数，并且不存在DC载波。在存在DC载波且活跃子载波的数量是奇数的情况下，可以使用类似于图3中的类似发射机架构，但是其具有不同的子载波映射器且没有移频器。DFTS-OFDMA发射机30的输入是在OFDM子载波上扩频的一组经过调制的符号(从未示出的DFT块输出的)。此DFT扩频操作不会影响图3中所示定时调整功能的实现，因此没有明确示出。为了简单，图3是在一个发射天线的上下文中示出的。对于多天线(MIMO)系统中的实现，将使用相同的定时调整针、通过图3中所示的并行硬件或针对每个天线进行串行处理来针对每个发射天线独立地执行所描述的操作。

需要注意，图3中示出了针对传统OFDM/OFDMA发射机的一个特定修改，但是这些教导可以容易地扩展到使用基于IDFT的调制的任何发射机。附加处理(例如，DFT扩频)可以与接收机(BS)侧的相应处理(例如，DFT解扩)一起布置在分数TA块32之前。此外，分数TA块32可以放置在子载波映射块34之前或之后，或者某些其他处理块之前/之后。类似地，其他处理块可以插入在IDFT块36之后，在整数TA块40之前或之后。与在此针对图3的特定布置进行的描述相比，发射机布置的这些改变的结果可以改变用于计算的实际方程式，但是基本原理是不变的；分数TA块32的输出耦合到IDFT块的输入(频域，具有或不具有居间的其他块)，以及整数TA块40的输入耦合到IDFT的输出(时域，也是具有或不具有居间处理块)。如上所使用的，上文和下文是在通过发射机(和接收机)的信号路径的上下文中。

在以下描述中，下述符号定义为：

N_a-活跃(数据携带)子载波的数量(上文中假设为偶数)；

N-子载波的总数(IDFT的大小)；以及

T_c-码片周期，定义为不具有过采样情况下的采样周期，以秒计。

返回图3，输入至分数TA块32的DFT块(未示出)的输出是经过调制的符号，表示为X[k]，其中k＝0，1，...，N_a-1。取决于所发射帧的结构和用于发射用户的频域资源分配，这些经过调制的符号可以包含(可能是经过DFT扩频的)数据符号、导频符号或零。假设期待的定时调整Δ(以秒计，根据接收的TA值确定的)可用，其中惯例为正Δ值的意味着时间延迟(稍后发射)，而负Δ值的意味着时间提前(提早发射)。继而，Δ可以分解为Δ＝(d+ε)T_c，其中d是整数(正的或负的)，-1≤ε＜1。即，对于码片周期T_c而言，d是TA的整数部分，而ε是TA的分数部分。

分数TA块32根据以下来旋转输入符号并对其进行相移：

$X_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}X\left[k\right]\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})(1-\mathrm{\ϵ})\right\}\exp \{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(d+\mathrm{\ϵ})\},& \mathrm{\ϵ}>0\\ X\left[k\right]\exp \{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})\mathrm{\ϵ}\}\exp \{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(d+\mathrm{\ϵ})\},& \mathrm{\ϵ}\≤0\end{array}\right.$

其中k＝0，1，...，N_a-1，产生经过旋转的子载波X_ε[k]作为输出。第一指数，即，旋转，在所发射的信号中产生分数时移。第二指数，相移，其补偿移频器模块42的相移，因为移频器模块42不是根据期待的TA改变其相位的。因此，如果OFDMA发射机中不存在移频器模块42，或者如果整数TA块40位于移频器模块42之后(并且因此未在图3中示出)，则不需要第二指数。注意，在当前OFDMA块中，仅旋转携带有效信息的那些子载波；即，防护频带子载波和BS 16分配给其他MS 14的子载波不需要旋转。

子载波映射块34将活跃子载波映射到IDFT子载波上。其将经过旋转的子载波X_ε[k]作为输入，并将其映射到IDFT子载波Y_ε[k]上：

$Y_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}{X}_{\mathrm{\ϵ}}[k+\frac{N_a}{2}],& k=\mathrm{0,1},...,\frac{N_a}{2}-1,\\ 0,& k=\frac{N_a}{2},\frac{N_a}{2}+1,...,N-\frac{N_a}{2}-1,\\ X_{\mathrm{\ϵ}}[k-N+\frac{N_a}{2}],& k=N-\frac{N_a}{2},N-\frac{N_a}{2}+1,...,N-1\end{array}\right..$

此操作将对称的活跃子载波范围映射到不对称的IDFT子载波范围，并在活跃子载波范围的边沿处(在非对称IDFT子载波范围的中间)引入了防护频带。对于存在奇数个活跃子载波N_a的情况和/或对于使用DC载波的情况，此映射需要针对上述内容进行少许改动，这在本领域中是公知的。

IDFT块36计算输入子载波Y_ε[k]的IDFT，将频域符号变换成时域采样Z[n]：

$Z\left[n\right]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}\right\},n=\mathrm{0,1},...,N-1.$

下一块，即，添加CP块38，在每个OFDMA符号之前插入CP。在CP插入之后的时域采样序列变为：

$Z\left[n\right]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}k(n-N_{\mathrm{CP}})\right\},n=\mathrm{0,1},...,N+N_{\mathrm{CP}}-1,,$

其中N_CP是采样中CP的长度。

整数TA块40将向其输入的时域信号延迟由TA的整数部分所确定的采样数量。如果将符号D定义为

$D=\left\{\begin{array}{cc}d+1,& \mathrm{\ϵ}>0\\ d,& \mathrm{\ϵ}\≤0\end{array}\right.,$

则经过延迟的信号Z_d[n]可以表示为：如果D＞0，则

$Z_d\left[n\right]=\left\{\begin{array}{cc}0,& n=\mathrm{0,1},...,D-1\\ Z[n-D],& n=D,D+1,...,N+N_{\mathrm{CP}}-1\end{array}\right.$

以及，如果D≤0，则

$Z_d\left[n\right]=\left\{\begin{array}{cc}Z[n-D],& n=\mathrm{0,1},...,N+N_{\mathrm{CP}}+D-1\\ 0,& n=N+N_{\mathrm{CP}}+D,N+N_{\mathrm{CP}}+D+1,...,N+N_{\mathrm{CP}}-1\end{array}\right..$

按照以上规定，如果D是正的，则这对应于整数时间延迟，以及如果D是负的，则这对应于整数时间提前。在第一实施方式中，整数TA块40可以通过向时域符号Z[m]插入(重复)采样或从其移除采样来实现。在一个备选实施方式中，整数TA块40的功能可以通过改变CP的大小、插入比正常或标称CP长度短(时间提前)或长(时间延迟)的CP来实现。在功能上，这是简单地将示出的添加CP块38与整数TA块40合并为单个过程块。

如以上所注意到的，移频器模块42通过旋转时间延迟/提前信号Z_d|n|来将发射的信号移位半个子载波分隔：

$S\left[n\right]=Z_d\left[n\right]\exp \left\{j\frac{\mathrm{\π}}{N}(n-N_{\mathrm{CP}})\right\},n=\mathrm{0,1},...,N+N_{\mathrm{CP}}-1.$

作为结果的信号S[n]是OFDMA发射机30的输出，其用作图2中所示TXDFE 22A的输入信号。如上所述，如果活跃子载波的数量N_a是奇数，则移频器块42不是必须的，因为在没有频移的情况下，输出频谱是对称的。

图4是描述上述方式的一系列过程步骤。在块50处，从BS/节点B 16接收定时调整值。在块52处，MS 12根据接收的TA值确定整数部分和分数部分。在一个实施方式中，在块54A处，MS 12仅在分数TA块32处应用旋转，并通过旋转该信号来应用分数部分。在另一实施方式中，在块54B处，MS 12既旋转该信号也对其进行相移。子载波映射块34在块56处将活跃子载波映射到在块58处在其上执行IDFT的子载波上。注意，在块58处，发生从频域到时域的改变。在一个实施方式中，在块60A处，添加循环前缀，随后，在块61A处，通过添加或移除采样来应用确定的整数部分。在另一实施方式中，在块60B处，通过以下方式将两个功能合并：添加循环前缀，其标称大小由移除或添加的采样量进行调整，以便在专门大小的循环前缀中应用整数部分，其中移除或添加的采样量是分开的函数。在子载波的数量是偶数的情况下，为了频谱对称在块62处对其进行频移，以及在块64处，经过旋转的和整数移位的信号被上变频至RF、放大和发射。

本发明人对上述实施方式进行仿真以测试其有效性。经过仿真的单天线DTFS-OFDMA发射机具有以下参数：

●RF带宽：5MHz；

●调制：16QAM；

●子载波总数：N＝512；

●活跃子载波数量：N_a＝300；

●CP长度：N_CP＝31；

●TXDFE上采样因子：4x，其具有长度为64的频谱赋形滤波器；以及

●不对DAC均衡效果、PA非线性，以及振荡器非理想性(例如，相位噪音、IQ不平衡等)进行仿真。

图5示出了具有延迟传输(稍后发射)的数字仿真发射模拟基带波形的幅度，而图6示出了具有时间调整传输(提早发射)的发射波形。如所见，上述方法与任意TA值一起工作，即使TA值不是码片间隔T_c(图5-图6中由T_码片表示)的倍数也是如此。

与背景技术部分中总结的现有技术相比，本发明实施方式的优势在于可以以任意精度来执行TA，而无需增大上采样因子。在以上研究的现有技术方式中，TA精度受限于上采样因子。较高的上采样因子接着意味着较高的采样频率，这会增大硬件块的负担(例如，较高的速度要求、较高的功率消耗)及其互联的负担(例如，较高的干扰敏感度、较高的损耗)。在此详述的方法的实施方式在没有增大上采样因子的情况下增加了TA精度，使得硬件可以利用较低的采样频率来运行，而TA精度也不会受到关于最大上采样因子的硬件约束的限制。

在上述其他现有技术方式中，在使用多相上采样FIR滤波器实现TA的情况下，连接滤波器系数和乘法器的换向器开关需要附加的控制来实现TA功能。对于时间延迟的情况，针对多个采样周期冻结换向器的位置；对于时间提前的情况，换向器通过跳过多个位置而向前移动。然而，在此详述的方式不需要去往换向器开关的这种附加控制输入，所以换向器可以在上采样FIR中自由地运行。与现有技术的多相FIR方式相比，这降低了TXDFE实现的复杂度。

此外，本发明的实施方式需要简单且带宽低的基带/射频模块接口。具体地，如果在此详述的TA调整如上文详述的那样实现在基带中，则也在基带中进行上采样，并且因此基带和RF之间的接口需要支持高(上采样的)数据速率。如果在此详述的TA调整实现在RF块中，则除了发射的信号采样之外，基带和RF之间的接口还需要携带TA控制信息。这在本发明的实施方式中是可能的，但是看起来更好的方式是在基带中并且不需要上采样，因为这极大地简化了基带/RF接口。重要地，当本发明在基带处理中实现时，接口的RF侧根本不需要知道定时调整机制。

此增大的任意精度以在频域中执行附加数量的复数乘法为代价而达到。在最坏的情况下(例如，整个频带子载波分配给一个MS)，这意味着针对每个OFDMA块执行N_a次复数乘法。然而，这些乘法实际上是旋转和相移，所以其可以借由CORDIC旋转以硬件高效地实现。

本发明对其尤其有益的一个实现是完全符合标准的E-UTRAN调制解调器(尽管E-UTRAN标准可以或可以不对这里描述的细节指定如何实现TA精度)。

尽管在E-UTRAN和3GPP的上下文中进行了描述，但是将上述同步维护过程用于其它类型的无线通信系统(诸如，GSM、WiMAX、WCDMA，和依赖于从基站去往移动台的定时调整消息以用于调整传输定时的其他这种系统)也落入本发明示例性实施方式的范围内。例如，这些教导容易地适用于WiMAX系统中的操作，因为那些发射机和接收机通常在频域中产生经过调制的符号，继而这些符号由IDFT块36转换到时域。为了将这些教导用于常规GSM和/或WCDMA硬件，可能需要对这些教导进行进一步适配。

通常，各种实施方式可以利用硬件或专用电路、软件、逻辑或其任何组合实现。例如，某些方面可以用硬件实现，而其他方面可以用由控制器、微处理器或其他计算设备执行的固件或软件实现，不过本发明不限于此。尽管本发明的各种方面示出并描述为框图、流程图，或使用某些其他图形化表示，但是应当理解，在此描述的这些块、设备、系统、技术或方法可以实现为硬件、软件、固件、专用电路或逻辑、通用硬件或控制器或其他计算设备，或其某个组合，这些都是非限制性示例。

本发明的实施方式可以在诸如集成电路模块的各种组件中实施。集成电路的设计大体上是高度自动化的过程。复杂的和强大的软件工具可用于将逻辑级设计转换成准备好蚀刻并形成在半导体衬底上的半导体电路设计。

在结合附图阅读了上述描述后，各种修改和适配对于相关领域的技术人员而言是显而易见的。然而，本发明教导的任何核所有修改仍然落入本发明非限制性实施方式的范围内。

此外，本发明各种非限制性实施方式的某些特征可以在不使用相应其他特征的前提下带来优势。这样，上文的描述仅仅用于说明本发明的原理、教导和示例性实施方式，而不用于限制本发明。

Claims (18)

1.一种用于发射机定时调整的方法，包括：

接收定时调整值；

根据所接收的定时调整值确定整数部分和分数部分；

在频域中，通过旋转信号来应用所确定的分数部分；

在时域中，通过将采样插入经过旋转的信号或者从所述经过旋转的信号中移除采样的操作之一来应用所述确定的整数部分，其中所述采样的量对应于所述确定的整数部分；以及

随后，发射所述信号；

其中-1≤ε＜1是所述确定的分数部分，X[k]是旋转之前的信号，k＝0，1，...，N_a-1，N_a是活跃子载波的数量，以及N是子载波的总数；其中旋转所述信号包括：

$X_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}X\left[k\right]\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})(1-\mathrm{\ϵ})\right\},& \mathrm{\ϵ}>0\\ X\left[k\right]\exp \{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})\mathrm{\ϵ}\},& \mathrm{\ϵ}\≤0\end{array}\right..$

2.根据权利要求1所述的方法，其中旋转所述信号进一步包括对所述信号进行相移。

3.根据权利要求1所述的方法，其中-1≤ε＜1是所述确定的分数部分，d是所述确定的整数部分，X[k]是旋转之前的信号，k＝0，1，...，N_a-1，N_a是活跃子载波的数量，N是子载波的总数，以及Tc是码片周期；其中旋转所述信号进一步包括如下对所述信号进行相移：

$X_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}X\left[k\right]\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})(1-\mathrm{\ϵ})\right\}\exp \{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(d+\mathrm{\ϵ})\},& \mathrm{\ϵ}>0\\ X\left[k\right]\exp \{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})\mathrm{\ϵ}\}\exp \{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(d+\mathrm{\ϵ})\},& \mathrm{\ϵ}\≤0\end{array}\right..$

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述经过旋转的信号通过傅里叶逆变换从所述频域改变到所述时域。

5.根据权利要求1所述的方法，其中在插入循环前缀之后应用所述确定的整数部分。

6.根据权利要求1所述的方法，其中应用所述确定的整数部分包括插入循环前缀，所述循环前缀通过插入的或移除的采样、从标称大小得以修改。

7.根据权利要求1所述的方法，其中应用所述确定的分数部分和应用所述确定的整数部分是在基带中执行的。

8.根据权利要求1所述的方法，其由移动台执行，其中所述定时调整值是从基站接收的。

9.一种用于发射机定时调整的设备，包括：

处理装置，用于根据接收的定时调整值确定整数部分和分数部分；

分数定时装置，用于在频域中，通过旋转输入信号来应用所确定的分数部分；以及

整数定时装置，用于在时域中，通过将采样插入经过旋转的信号或者从所述经过旋转的信号中移除采样的操作之一来应用所述确定的整数部分，其中所述采样的量对应于所述确定的整数部分；

其中-1≤ε＜1是所述确定的分数部分，X[k]是输入至所述分数定时调整块的信号，k＝0，1，...，N_a-1，N_a是活跃子载波的数量，以及N是子载波的总数；其中所述分数定时调整块适于如下来旋转所述信号：

$X_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}X\left[k\right]\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})(1-\mathrm{\ϵ})\right\},& \mathrm{\ϵ}>0\\ X\left[k\right]\exp \{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})\mathrm{\ϵ}\},& \mathrm{\ϵ}\≤0\end{array}\right..$

10.根据权利要求9所述的设备，其中所述分数定时调整块适于旋转所述信号和对所述信号进行相移。

11.根据权利要求9所述的设备，其中-1≤ε＜1是所述确定的分数部分，d是所述确定的整数部分，X[k]是输入至所述分数定时调整块的信号，k＝0，1，...，N_a-1，N_a是活跃子载波的数量，N是子载波的总数，以及T_c是码片周期；其中所述分数定时调整块适于如下来旋转所述信号并对其进行相移：

$X_{\mathrm{\ϵ}}\left[k\right]=\left\{\begin{array}{cc}X\left[k\right]\exp \left\{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})(1-\mathrm{\ϵ})\right\}\exp \{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(d+\mathrm{\ϵ})\},& \mathrm{\ϵ}>0\\ X\left[k\right]\exp \{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}(k-\frac{N_a}{2})\mathrm{\ϵ}\}\exp \{-j\frac{\mathrm{\π}}{N}(d+\mathrm{\ϵ})\},& \mathrm{\ϵ}\≤0\end{array}\right..$

12.根据权利要求9所述的设备，进一步包括布置在所述分数定时调整块和所述整数定时调整块之间的傅里叶逆变换块，所述傅里叶逆变换块适于将从所述分数定时调整块输出的信号从所述频域改变到所述时域。

13.根据权利要求9所述的设备，进一步包括循环前缀块，适于添加循环前缀，所述循环前缀块布置在所述分数定时调整块和所述整数定时调整块之间。

14.根据权利要求9所述的设备，其中所述整数定时调整块进一步适于添加循环前缀，其中所述添加的循环前缀的大小是通过插入的或移除的采样、从标称大小得以修改的。

15.根据权利要求9所述的设备，其中所述分数定时调整块和所述整数定时调整块二者都在基带处对信号进行操作。

16.根据权利要求9所述的设备，其包括移动台，以及其中所述定时调整值是从基站接收的。

17.根据权利要求9所述的设备，其中：

所述处理装置包括数字数据处理器；

所述分数定时装置包括分数定时调整块；以及

所述整数定时装置包括整数定时调整块。

18.根据权利要求17所述的设备，还包括正交频分多址发射机，其中：

所述分数定时调整块布置在傅里叶逆变换块之前；以及

所述整数定时调整块布置在所述傅里叶逆变换块和发射天线之间。

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