CN101779396A - 用于光检测器的互阻抗放大器电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于将输入电流转换为输出电压U_out的互阻抗放大器电路，其包括放大器元件(4)，该放大器元件(4)具有至少一个信号输入端和具有输出电压U_out的输出端。为此，该互阻抗放大器电路具有T形反馈网络，该T形反馈网络被分为至少一个第一支路(1)、第二支路(2)和与第一支路(1)串联连接的第三支路(3)，由此产生节点(K)。第一支路(1)具有非电抗性电阻(R₁)，在一端连接到输出端，在另一端连接到节点(K)。第二支路(2)具有至少一个电容C₂，在一端连接到节点(K)，特别是在另一端可以接地，第三支路(3)具有至少一个电容C₃，在一端连接到节点(K)，并在另一端连接到信号输入端。结果，在节点(K)实现电容性分流。

Description

用于光检测器的互阻抗放大器电路

技术领域

本发明涉及根据权利要求1的前序部分所述的用于将输入电流转换为输出电压的互阻抗(transimpedance)放大器电路、和根据权利要求12的前序部分所述的光检测器。

背景技术

互阻抗放大器电路(也称为电流-电压转换器或I-U转换器)用于很多领域(例如用于光检测器)以使得可以对小电流进行精确测量。理想的是，这些放大器电路将输入电流转换为与之成比例的输出电压。将输出电压U_out与输入电流I_in的比率指定为互阻抗Z_EQ＝U_out/I_in，因为该效果相当于阻抗。

已知的互阻抗放大器的可能设计是通过一个或更多个放大器元件和反馈支路实现的。例如，将运算放大器用作放大器元件，其中传统的基本运算放大器电路代表互阻抗放大器电路。在该基本电路的情况下，运算放大器的非反相输入端连接到地，而在运算放大器的反相输入端提供输入电流信号。运算放大器以负反馈连接到确定放大因子的欧姆电阻。在理想的情况下，互阻抗Z_EQ只由欧姆电阻组成，Z_EQ＝R，运算放大器的放大因子是无穷大。在理想的互阻抗放大器的情况下，值得注意的是，其功能是不依赖于频率的。于是，输入端的信号电流I_in和输出端的信号电压U_out可以具有任意希望的频率，由此，例如，可以按照非常高的频率、因此非常快速地读出来自由激光扫描的CD的信息。

与此相反，在实际的互阻抗放大器的情况下，不得不考虑一些不按理想状态工作的因子。例如，欧姆反馈电阻具有寄生自身电容，可以认为该寄生自身电容是并联连接的电容。该并联电容限制反馈电阻的频率带宽，因此限制了互阻抗放大器的频率带宽。

此外，用作电源的光电二极管、雪崩光电二极管(APD)或CMOS传感器具有寄生电容，其中，大面积APD尤其具有非常高的寄生电容C_in。该电容C_in导致不允许更高的带宽。可以如下获得带宽BW：

$\mathrm{BW}=\frac{1}{(2{\mathrm{\πC}}_{\mathrm{in}}{R}_{\mathrm{EQ}}/A)}$

其中，R_EQ表示互阻抗，A表示放大器元件的线性放大率，因此R_EQ/A表示互阻抗放大器的输入阻抗。

另外，实际的互阻抗放大器还具有另一个不按理想状态工作的元件：放大器元件自身，例如运算放大器。因此，通过输出与输入电压之比来描述的真实放大率并不像在理想互阻抗放大器的情况下假设的那样是无限高。此外，放大器元件的有限带宽构成互阻抗放大器的主要限制因素之一。

因此，实际的互阻抗放大器的问题在于，其功能是依赖于频率的。但是，理想的是，它按照与频率无关的方式来工作，以避免使信息失真。但是，这实际上只在有限的频率区间中才有可能，在这里通过较小的反馈电阻，可以实现较高的其中互阻抗放大器按照近似地与频率无关的方式工作的带宽，所述带宽与电阻值和并联电容成反比。

但是，越小的反馈电阻导致越高的电流噪声I_noise，电流噪声I_noise如下地依赖于电阻值：

$I_{\mathrm{noise}}=\sqrt{\frac{4\mathrm{kT}}{R_f}}$

其中R_f表示反馈电阻，T表示绝对温度，k表示玻尔兹曼常数。反馈电阻导致的电流噪声是不利的，因为它叠加在例如由光电二极管产生并且将由互阻抗放大器实际转换为可以容易地测量的输出电压的输入电流上，并且不能对它们进行区分。

现在确实可以通过选择高反馈电阻来获得小的电流噪声。但是，如上所述，高反馈电阻导致其中互阻抗放大器具有理想的与频率无关的特性的带宽相对较小。因此，希望使得所谓的带宽-噪声尽可能优化地折中。

例如，已知的是，可以用多个串联连接的电阻来替代反馈电阻。但是，该技术很快受到接地的并联电容和所形成的电阻链的长度的限制。

现有技术还公开了用例如完全由电阻组成的反馈网络、尤其是T形网络来替代反馈电阻。也已知仅仅具有电容性部件的T形反馈网络，这例如在公报WO 02/46779A1中公开。在Jerald G.Graeme的“PhotodiodeAmplifiers”(McGraw-Hill出版社，美国，1996年，第21-30页)中也提供了现有技术的放大器电路的概况。

US 5,455,705号公报描述了一种用于光接收器的互阻抗放大器，其具有产生电流的光检测器和接收电流的积分部件，其中该积分部件具有电容器。积分部件的输出连接到放大器级，该放大器级被形成为根据积分部件的输出而提供电压。反馈电阻连接在放大器级的输出和积分部件的输入之间，因此确定互阻抗放大器的标称放大率并且(与电容器结合地)确定互阻抗放大器的带宽。为了增加带宽，提出了增大放大器级的放大因子，具体地说，在这里通过放大器级中的可变电阻来调节放大因子。但是，在该公报中没有考虑电流噪声。

此外，已经知道，具有高互阻抗的互阻抗放大器产生高振幅的输出信号，这可以被证实是不利的。另外，高互阻抗需要放大器元件的高开路增益。

因此，希望得到如下的互阻抗放大器，该互阻抗放大器具有宽频带、低噪声，并且具有相对较低的互阻抗R_EQ，尤其是具有依赖于互阻抗的电流噪声I_noise＜(4kT/R_EQ)。

具体地说，在激光测距仪的光检测器中使用的互阻抗放大器电路的情况下，对于光敏接收元件产生的输入电流的不同频率、特别是相对较高的频率，希望可以不失真、低噪声地转换为可测量输出电压。

发明内容

因此，本发明的目的是提供改善的互阻抗放大器电路。

本发明的另一目的是提供如下的互阻抗放大器电路，该互阻抗放大器电路的复杂度小、电流噪声低，并且相结合地具有较低的互阻抗，并且/或者其中可以按照近似与频率无关的方式将输入电流转换为可测量输出电压的频率区间较宽。

另一目的是提供一种光检测器，尤其是用于根据相位测量或脉冲渡越时间原理的激光测距仪的光检测器，其中，所述光检测器针对不同的、尤其是相对较高的频率，用很少的精力和低复杂度的切换技术，以改进方式将作为其照射功能的光敏接收元件产生的电流信号转换为其能够测量的输出电压。

通过实现独立权利要求的特征部分，可以实现这些目的。根据从属权利要求，按照另选或有利的方式进一步发展本发明的特征是明显的。

根据本发明的用于将输入电流转换为输出电压U_out的互阻抗放大器电路设计有具有信号输入端和输出端的放大器元件以及T形反馈网络。

所述T形反馈网络具有第一、第二和第三支路，它们各自一端都连接到节点K。在另一端连接到放大器元件的输出端的第一支路具有反馈电阻R₁。该反馈电阻R₁导致电流噪声I_noise，该电流噪声I_noise由下式给出：

$I_{\mathrm{noise},R_1}=\sqrt{\frac{4\mathrm{kT}}{R_1}}$

T表示绝对温度，K表示玻尔兹曼常数。

根据本发明，现在流经反馈电阻的电流I_R1在节点K处被电容性分流，使得该电流的仅仅一部分(因此也是噪声电流的仅仅一部分)反馈到放大器元件的输入端。例如，现在可以通过这种分流来实现具有较低噪声的放大器电路(被认为是与电路互阻抗之比)。

为此，T形反馈网络的第二支路具有至少一个电容性部件C₂，并且通向放大器元件的信号输入端的第三支路具有至少一个电容性部件C₃。

具体来说，现在可以使用具有低电阻值的反馈电阻R₁，使得其寄生并联电容C_R1在较高频率处以限制较少的方式起作用，因此可以获得更高的带宽，特别是针对高频率可以获得更高的带宽。由R₁的低电阻值所引起的较高电流噪声可以由电容性分流来补偿或者甚至是过补偿，从而可以获得比由互阻抗实际应当给出的噪声(即(4kT/R_EQ)的根)更低的噪声，作为输入电流噪声I_noise。

但是，在节点K处通过根据本发明的电容性分流可以获得的优点仅仅是通过折中来实现的。因此，根据本发明，如果使用具有低电阻值的电阻R₁，则在互阻抗放大器电路中更高的电流从放大器元件流动到反馈网络。然而，这不是问题，尤其在测距仪的光检测器使用的互阻抗放大器的情况下。另外，根据本发明所允许的特性，即高带宽、尤其是对于相对较高频率的高带宽、以及低噪声，在测距仪的光检测器的领域正好是有利的。

例如，第三支路具有电阻R₃，电阻R₃的并联寄生电容C_R3至少成比例地用作电容C₃。另外，第三支路可以具有电容为C_K3的电容器，该电容器并联连接到电阻R₃，从而得到C₃＝C_K3+C_R3作为第三支路的电容C₃。

根据对所使用部件(具体是电容C₂和C₃、电阻R₁和R₃、以及实际实现互阻抗放大器电路通常使用的另外部件)的选择，现在可以根据所希望的特性来设计互阻抗放大器。

具体地说，依赖于频率并且由互阻抗确定的根据本发明的电路的放大因子曲线在频率f_L和f_H处具有两个极点，在频率f_L和f_H之间的频率范围中存在基本恒定的放大因子，因此，互阻抗放大器在该频率范围中像所希望的那样工作。

例如，通过针对小于f_L的频率改变电阻R₃，可以调整放大因子曲线，在各种情况下与互阻抗R_EQ相关地考虑的输入噪声也改变。

图2和图3通过示例更详细地示出根据本发明的实施方式，其在反馈网络的第三支路中设计有并联连接的电阻R₃。因此，例如可以相对于输入电流噪声实现更高的带宽。此外，在图5和图6中更详细地例示了在反馈网络的第三支路中没有电阻的具体实施方式，并在相关联的说明中对其进行说明，其中实现了相对较低的电流噪声。

附图说明

下面，参照在附图中示意性地、纯原理性地示出的具体实施例，通过示例来更详细地描述本发明的目的，还讨论了本发明的另外的优点，具体来说：

图1示出根据现有技术的基本互阻抗放大器电路；

图2示出根据本发明的互阻抗放大器电路的第一实施方式；

图3示出根据本发明的互阻抗放大器电路的第二实施方式；

图4示出根据本发明的互阻抗放大器电路的放大因子-频率图；

图5示出根据图2的互阻抗放大器电路的具体实施方式；

图6示出根据图3的互阻抗放大器电路的具体实施方式；

图7示出根据图5或图6的互阻抗放大器电路的放大因子-频率图；

图8示出根据现有技术的已知互阻抗放大器电路的仿真设置；

图9示出根据本发明的互阻抗放大器电路的仿真设置；

图10示出根据图8和图9的仿真电路的放大因子-频率图；

图11示出根据本发明的具有第二反馈支路的互阻抗放大器电路的另一实施方式；

图12示出根据图11的互阻抗放大器电路的放大因子-频率图；以及

图13示出根据图11的第二放大器元件的放大因子-频率图。

具体实施方式

图1示出根据现有技术已知的传统互阻抗放大器电路，它具有放大器元件4和反馈电阻R_f。电流源5产生的输入电流信号通过该电路转换为可测量的输出电压U_out。

将输出电压U_out与输入电流I_in之比指定为互阻抗Z，其中Z＝U_out/I_in，因为它的效果如同阻抗。

理想地认为，该电路的互阻抗Z_EQ只由欧姆反馈电阻Z_EQ＝R_f构成，并与频率无关。

但在实际上，反馈电阻例如具有寄生并联电容，导致了在背景技术说明的开始处已经讨论过的缺点。

在该电路的情况下，电流输入噪声I_noise是：

$I_{\mathrm{noise}}=\sqrt{\frac{4\mathrm{kT}}{R_f}}$

由于噪声随着电阻R_f增加而降低，不得不选择高反馈电阻以获得低噪声。但是，高欧姆电阻由于其并联电容而只允许较小的带宽。

此外，在互阻抗放大器具有高反馈电阻因此具有高互阻抗的情况下，还导致在一些应用中被证明为不利的高电压振幅。

图2示出根据本发明的互阻抗放大器的第一实施方式，该实施方式关于互阻抗和输入噪声具有较宽的其中互阻抗近似恒定的频率区间。

示出的互阻抗放大器电路将光敏接收元件EE产生的电流转换为与之关联的输出电压U_out。

为此，互阻抗放大器电路具有放大器元件4和T形反馈网络，该T形反馈网络具有连接到节点K的三个支路。反馈网络的第一支路1被设计为具有反馈电阻R₁，该R₁具有并联电容C_R1，第一支路1连接到放大器元件4的输出端。第二支路2具有电容器C₂，连接到地。第三支路3具有电阻R₃和与之并联的电容C₃。

例如可以通过电阻R₃的并联电容C_R3来提供电容C₃。但是，可以另外将具有电容C_K3的电容器并联连接到电阻，使得在第三支路中得到的电容C₃为C₃＝C_K3+C_R3。

通过改变电阻R₃，现在可以使得放大因子曲线适应于小于f_L的频率，其中f_L例如可以是10MHz，在各种情况下与互阻抗R_EQ相关地考虑的输入噪声也改变

具体地说，可以选择电阻R₁和R₃以及电容C₁和C₃，使得满足下式：

$\frac{R_1}{R_3}=\frac{C_3}{C_2},$

其中R₁可以选择相应小的电阻值，以使得不会由于其并联电容而导致在较高频率处的限制，因而可以延长直到频率f_H(例如100MHz)的放大率的降低。由于R₁/R₃＝C₁/C₃，所以即使对于小于f_L的频率，放大因子曲线也是恒定的，于是，对于直到f_H的全部频率，都可以利用该电路来实现对输入电流的近似恒定放大率。

电阻所引起的电流输入噪声I_noise如下：

$I_{\mathrm{noise}}=\sqrt{\frac{4\mathrm{kT}}{R_1+R_3}}$

电阻R₁和R₃所引起的该电流输入噪声等于从根据图1的现有技术的等效电路产生的电流输入噪声，但是处于根据本发明所允许的较高频率带宽(在该较高频率带宽中，可以获得输入电流到输出电压的希望的恒定转换)。

但是，根据关于电路的要求，也可以将电阻R₃选择为小于或大于R₁×C₂/C₃，使得针对小于f_L的频率的放大因子相应地增大或减小。同样，电流输入噪声在一种情况下相应地增大，在另一种情况下相应地减小。

在图4的图中，针对这三种情况：R₁/R₃＝C₃/C₂；R₃＜R₁×C₂/C₃；以及R₃＞R₁×C₂/C₃，示出了作为频率f的函数的放大因子曲线VF。

通过这种电路设置，现在可以保证电阻R₁的寄生并联电容C_R1不再具有限制效果，因此在考虑输入噪声时，可以实现如在图1所示电路的情况下的较高带宽，特别是针对高频。

但是，需要从放大器元件4流向反馈网络的电流大于现有技术方案中的电流，才能实现本发明可获得的优点，但这对许多应用不是问题。

根据电路的使用领域，本领域技术人员可以适当地设计并构成电路。

因此，可以实现具有不同放大器元件4的电路结构。例如，可以使用根据现有技术即已知的运算放大器、离散放大器或其它放大器元件。具体地说，具有特别低的噪声的高电子迁移率晶体管(HEMT)可以用作放大器核的输入晶体管。

示出的互阻抗放大器电路可以是分立的或集成的。另外，在实际实现时，可以在不同的点安装一些耦合电容器。

例如，作为对第二支路连接到的接地点的替代，也可以提供对于交流电信号恒定的另一基准电势。

例如，由于第一和第二支路具有相对较低的阻抗，所以可以附加地使用模拟开关，以增大电容并因此使互阻抗可变。

此外，也可以通过晶体管来实现电阻R₁和R₃。

例如可以为光电二极管、雪崩二极管(APD)、光电晶体管、APD的线型或面型结构、或者CMOS传感器结构的形式的光敏接收元件EE具有并联的自身电容C_EE，并且被连接为使得所产生的电流信号馈入放大器元件4的信号输入端。根据所使用的接收元件EE，如图3所示，这可以接地，或者连接到例如用电容器(例如使用APD)而对地短路的高电压。这两种不同模式，即是否应用高电压，对本领域技术人员是公知的，并在通常是要略有不同地计算的。

具体地说，具有互阻抗放大器电路的光检测器适合于作为根据脉冲渡越时间或相位测量原理的测距仪的接收装置。在距离测量时在目标的方向上发射的光束和在目标反射的光束现在可以在宽频带上由根据本发明的光检测器接收，并以改进方式无失真地转换为可测量的输出电压。由于根据本发明使得可以测量以较高频率调制的光束，所以可以进行精确的距离测量。

根据本发明的光检测器既可以是单端的，如在图中所示，又可以是差分的，例如如下的差分放大器元件：其具有根据本发明的两个反馈网络，这两个反馈网络连接到接收元件的两个管脚。

图3示出原理上类似于图2的结构的电路结构。但是，在图3中示出的实施方式中，光敏接收元件EE在第三支路中并联连接到电阻R₃，从而接收元件EE的自身电容C_EE充当第三支路的电容。具体地说，如果利用大面积APD作为接收元件，例如具有＞200μm的直径，这大面积APD具有相对较大的自身电容C_EE，则可以选择根据本发明的互阻抗放大器的该实施方式。

因此，在电容性分流时要考虑的第三支路的电容C₃由接收元件的自身电容C_EE和电阻R₃的并联电容C_R3以及尤其是并联连接到电阻R₃并具有电容C_K3的另一电容器组成。

如本领域技术人员所公知的，通过光电二极管的标准符号在图中作为示例示出的接收元件EE也可以相反地连接，并且可以具有适用于该目的的所有已知设计。

图4示出其中将放大因子VF示意性地绘出为频率f的函数的图，实线表示针对各种选择的电阻R₃对于图2所示的根据本发明的互阻抗放大器电路的放大因子VF_Fig2，而虚线表示图1所示的根据现有技术即已知的电路的放大因子VF_Fig1。

在图2或图3中示出的另选的根据本发明的互阻抗放大器电路的互阻抗在直到频率f_H的较高频率中也近似恒定。因此，根据本发明，由此可以在输入噪声相似的情况下实现比在根据图1的先前已知电路的情况下更高的带宽。

在图5的实施例中，接收元件EE是施加了高电压HV的雪崩光电二极管(APD)的形式。电容器6在相关频率范围中使APD的管脚与放大器接地点短路。元件7将正的或负的高电压连接到APD。有利的是，该元件在所关注的频率范围中应当具有比互阻抗放大器的输入阻抗高得多的阻抗，于是对于瞬态过程是可以忽略的。例如，对此可以使用高欧姆电阻或现有技术中公知的并且适用于该目的的其它元件。

但是，对于本领域技术人员，还知道将接收元件连接到互阻抗放大器电路的其他可能。

另外，图5示出在图2中示出的实施方式的具体形式：现在在反馈网络的第三支路中没有设置电阻，或者实质上设置了具有无穷大电阻值的电阻。该具体实施方式例示了根据本发明可获得的优点，尤其是由此可获得的较低输入电流噪声。

第二和第三支路各自排他地具有电容分别为C₂和C₃的电容器，因此分别具有阻抗Z₂＝1/iωC₂和Z₃＝1/iωC₃。第一支路(如在前一实施例中)被设计为具有相对较低的电阻R₁，从而其通过其并联电容C_R1限定的带宽产生不受限制的效果。

在图7的图中，作为实线将互阻抗Z_EQ示出为频率的函数。在下限频率f_L(如10MHz)和上限频率f_H(如100MHz)之间的区域(其中互阻抗Z_EQ基本恒定)由下式给出：

$f_L=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·R_1(C_3+C_2)},$ $f_H=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·R_1\·C_2(\frac{C_{\mathrm{in}}}{C_3}+\frac{C_{\mathrm{in}}}{C_2}+1)}$

其中，C_in表示由C_EE和放大器元件的输入电容的总和给出的输入电容。A表示放大器元件4的线性放大因子。

在f_L和F_H之间的该范围中的实际互阻抗R_EQ大约为：

$R_{\mathrm{EQ}}=R_1\left(\frac{C_3+C_2}{C_3}\right)=R_1\·G,$ 其中 $G=\frac{C_3+C_2}{C_3}$

根据本发明，通过该电路结构，在节点K按照比例1∶G对流过第一支路的电流(其包含由反馈电阻产生的电流噪声)进行电容性分流，从而如下地获得输入电流噪声I_noise：

$I_{\mathrm{noise}}=\frac{\sqrt{\frac{4\mathrm{kT}}{R_1}}}{G}=\sqrt{\frac{4\mathrm{kT}}{R_1\·G^2}}=\sqrt{\frac{4\mathrm{kT}}{R_{\mathrm{EQ}}\·G}}$

电容C2和C3所限定的G越大，输入电流噪声I_noise越小。

根据本发明，现在可以选择非常低的反馈电阻R₁，使得反馈电阻R₁的寄生并联电容C_R1对较高频率没有限制效果。另外，例如为了补偿在f_H周围的放大率的过多增加，可以将电容器C_K1并联连接到反馈电阻R₁以按照限定的方式调整放大因子曲线。但是，补偿电容器C_K1可以具有比在现有技术的电路的情况下使用的补偿电容器更高的电容，结果，可以按照复杂度较低的方式来实现电路。

使用低欧姆反馈电阻R₁的现有技术的电路的情况下存在的缺点，即这造成相应高的输入噪声，可以由节点K处的电容性分流而得到过补偿，使得可以实现在等效互阻抗处的情况下比图1中示出的互阻抗放大器的情况低许多倍的输入电流噪声I_noise。

但是，所得到的折中是，针对小于f_H的频率，互阻抗增加直到达到放大器核的开环增益为止，并且，如上所述，与迄今为止公知的常规电路的情况相比，更高的电流从放大器元件流入反馈网络。

为了至少部分地补偿低频处的放大率的增加，例如，可以将放大器核设计为在低频处具有高通特性，或者，如已经在图2和图3中例示并且相关描述中说明的，可以在第三支路中插入电阻R₃。

由于根据本发明可以实现由反馈电阻产生的电流噪声的降低，所以电路的总噪声现在具体是由放大器核的噪声主导，因此，具体可以选择HEMT作为放大器核4的第一元件，因为这产生非常小的噪声。

如在上述图中已示出的，互阻抗放大器具体可以用于光检测器，这些光检测器例如用于激光测距仪领域中。为此，光敏接收元件EE连接到放大器元件4，使得该接收元件EE作为其照射的函数而产生的输入电流馈入到放大器元件4的信号输入端。即使针对高频，示出的互阻抗放大器电路也按照近似线性方式并且以很低的噪声将产生的输入电流转换为可测量的输出电压。

图6示出根据本发明的互阻抗放大器电路的另一实施方式，其中与图5不同，接收元件插入在反馈网络的第三支路中(类似于图3示出的实施方式)，在f_L与f_H之间的频率范围中的实际互阻抗R_EQ大约为：

$R_{\mathrm{EQ}}=R_1\frac{C_2}{C_3}=R_1\·G,$ 其中 $G=\frac{C_2}{C_3},$

其中

$f_L=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·R1\·C2}$ 和 $f_H=\frac{A}{2\mathrm{\π}\·R1\·C2}=A\·f_L$

第二支路仅仅具有电容为C₂的电容器，而第三支路具有带有并联电容C_EE的接收元件。

第三支路可以仅仅具有接收元件EE，因此并联电容C_EE完全表示为第三支路的电容C₃。但是，具体地说，除了接收元件EE的并联电容C_EE之外，电容为C_K3的电容器可以并联连接到接收元件EE，使得在第三支路中得到电容C₃＝C_EE+C_K3。

例如，如果使用PIN二极管或CMOS传感器作为接收元件EE，则不必对其施加高电压。

在图5和图6中示出的反馈网络的第三支路中没有电阻的另选例中，例如，可以通过外部元件馈入接收元件的偏置电流。但是，在分立设计的情况下，也可以为此直接使用放大器核的输入晶体管的偏置网络。

根据图3和图6的电路结构的优点在于，在放大器输入端看到的电容可以小于在根据图2和图5的电路结构的情况下看到的电容。这在快速互阻抗放大器的情况下是特别重要的，因为由放大器元件的输入电压噪声引起的噪声在高频处与输入电容成比例地增加。

如果放大器核和光电元件位于同一模具上，则可以进一步降低输入电容。例如，通过利用结合来将不同的模具连接在同一壳体中，可以混合芯片技术，因而保持小的电容。还公知的是，可以在标准CMOS处理中结合PIN二极管和放大器，或者可以将光电元件与基于低噪声技术设计的放大器核“结合”在一起。如果将光电晶体管用作光电元件，则可以按照公知方式额外地降低放大器的噪声。

图7示出其中将由互阻抗确定的放大因子VF绘出为频率的函数的图，实线表示根据本发明的如图5或图6所示的互阻抗放大器电路的放大因子VF_Fig5，6，虚线表示根据现有技术即已知并且具有较高输入噪声的图1所示电路的放大因子VF_Fig1。

在图5和图6所示实施方式中的根据本发明的互阻抗放大器电路的互阻抗对于直到频率f_H的较高频率也是近似恒定的。但是，对f＜f_L的频率，互阻抗增加，直到达到放大器核的开环放大率。具体来说，在激光测距仪的光检测器中使用互阻抗放大器的情况下，放大率近似恒定的频率范围覆盖了与测距仪有关的频率范围，从而对于低频，互阻抗的增加不会产生不利。因此，根据本发明提供了低电流噪声并且允许使用较高的频率，从而可以实现更精确的距离测量。

图8和图9完全以示例的方式示出仿真电路，该仿真电路对仿真中使用的各个部件具有离散值。图8示出现有技术的互阻抗放大器电路，图9示出与根据图5所示的本发明的实施方式类似的互阻抗放大器电路。在图10的图中，将在所示电路进行仿真的情况下得到的并且由相应的互阻抗确定的放大因子VF、和在各情况下得到的电流噪声，示出为频率f的函数。

在各种情况下，假设所产生的电流为I_in＝1μA的理想交流电流源作为电流源5，假设C_in＝2pF的电容与该电流源5并联以仿真光敏接收元件的并联电容。在各种情况下，设置具有-300的放大率的理想电压放大器作为放大器元件4。

在图8中的电路中设置具有寄生并联电容C_Rf＝0.1pF的反馈电阻I_f＝30kΩ，因此在有关的频率范围中大致得到Z_EQ，Fig8＝R_f＝30kΩ的互阻抗。

另一方面，图9中的根据本发明的电路具有T形反馈网络，该T形反馈网络具有电阻R₁＝300Ω、电容C₂＝198pF、电容C₃＝2pF，该电阻R₁具有并联电容C_R1＝0.1pF，从而，如在互阻抗Z_EQ的情况下，在有关的频率范围中，下式近似为真：

$Z_{\mathrm{EQ}.\mathrm{Fig}9}=R_1\left(\frac{C_3+C_2}{C_3}\right)=R_1\·G=300\mathrm{\Ω}\·100=30\mathrm{k\Ω}$

图10将在各种情况下针对图8和图9的电路的由互阻抗Z_EQ确定的放大率VF和电流噪声I_noise示出作为频率f的函数。

如已说明的，根据本发明，针对较高频率可以延缓由互阻抗Z_EQ·Fig9确定的放大因子VF_Fig9的下降，而针对较低频率，放大因子VF_Fig9增加。在与许多应用的有关的频率范围中，这是恒定的，并且大致等于根据图8的电路的放大因子VF_Fig8。

此外，该图示出，在有关的频率范围中，通过根据本发明的电容性分流，根据图9的电路的由反馈电阻引起的电流噪声I_noise，Fig9≈0.07pA与根据图8的电路的情况下得到的电流噪声I_noise，Fig8≈0.7pA相比，可以按照1/root(G)＝1/root(100)＝1/10的因子减小。

例如，电流噪声I_noise，Fig9如此低，使得它相对于实际互阻抗放大器的其它噪声源(例如放大器元件的电压噪声)来说可以忽略不计。

图11示出根据本发明的互阻抗放大器电路的另一实施方式。

这里，现在与T形网络(具有第一支路1、第二支路2和第三支路3)并联地设置有具有第二放大器元件6的第二反馈路径7。完全作为示例，可以使用运算放大器作为第二放大器元件6。

由于设置了有源的第二反馈路径7，所以可以在低于f_L的低频防止互阻抗(在图7的图中示出)增加。第二放大器元件6在低频处按照该第二放大器元件6的放大因子B来对输出U_out进行放大。现在可以从放大器元件6的输出端将信号反馈到互阻抗放大器的输入端，特别是利用比需要的互阻抗高出因子B的电阻来反馈。可以有利地将该第二反馈路径7设计为具有与T形反馈网络的下限频率对应的上限频率。

例如，可以将第二放大器元件6构成为使得放大因子B具有图13所示的放大因子VF_B的频率响应。如在图12的图中所示，对于小于f_L的频率，由此可以防止总体的互阻抗放大器的放大因子VF_Fig11的增加。

另选的是，也可以按照使得互阻抗放大器实现带通功能的方式来设计有源的第二反馈路径7。因此，例如，可以保证在互阻抗放大器的输出端不会看到DC电流，因为这样的频率被滤掉了。为此，可以将额外的第二放大器元件6具体设计为使得放大因子B具有图13所示的第二频率响应VF_B；2。对于低于频率f_LL的频率，第二反馈路径的放大因子VF_B；2增加，使得在频率f_LL以下总体互阻抗放大器的放大因子VF_Fig11；2(如图12所示)降低，因此提供带通功能。

为了进行比较，在图12中也用虚线示出了根据现有技术即已知并且示于图1并且具有较高输入噪声的互阻抗放大器的放大因子VF_Fig1。

当然，示出的这些图只表示可能的实施方式的示例。为了保证更清楚地示出根据本发明的元件，没有示出本领域中常规的另外部件，特别是在示出的小信号等效电路的情况下。例如，可以附加地执行DC工作点调整，或者，在实际实现时，可以通过去耦合电容器而将节点K与U_out分开，并且可以在点K处和在放大器元件的输入端处调整光电元件的偏置电压。

Claims (16)

1.一种用于将输入电流转换为输出电压U_out的互阻抗放大器电路，该互阻抗放大器电路包括：

●放大器元件(4)，该放大器元件(4)具有：

至少一个信号输入端，和

具有所述输出电压U_out的输出端，以及

●T形反馈网络，该T形反馈网络被分为至少一个第一支路(1)、第二支路(2)、和与所述第一支路(1)串联连接的第三支路(3)，使得产生节点(K)，所述第一支路(1)具有欧姆电阻R₁，并且在一端连接到所述输出端，在另一端连接到所述节点(K)，

该互阻抗放大器电路的特征在于，

●所述第二支路(2)具有至少一个电容C₂，并且在一端连接到所述节点(K)，作为特例，在另一端可以接地，

并且

●所述第三支路(3)具有至少一个电容C₃，并且在一端连接到所述节点(K)，在另一端连接到所述信号输入端，

使得在所述节点(K)处发生电容性分流。

2.根据权利要求1所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述第二支路(2)仅仅具有电容，作为特例可以仅仅具有电容器，作为电容C₂。

3.根据权利要求1或2所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述第三支路(3)仅仅具有电容，作为特例可以仅仅具有电容器，作为电容C₃。

4.根据上述权利要求中任何一项所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，

●对于下限频率f_L与上限频率f_H之间的范围内的交流电频率，所述互阻抗放大器电路限定的互阻抗R_EQ是基本恒定的，并且

●对于由所述互阻抗放大器电路限定的电流噪声I_noise，下式为真：

I_noise＜root(4kT/R_EQ)。

5.根据权利要求1或2所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述第三支路(3)具有欧姆电阻R₃。

6.根据权利要求5所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述第三支路(3)额外地还具有与所述欧姆电阻R₃并联连接的电容器。

7.根据权利要求5或6所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，对于直到上限频率f_H的范围内的交流电频率，所述互阻抗放大器电路限定的互阻抗R_EQ是基本恒定的。

8.根据上述权利要求中任何一项所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述放大器元件(4)具有高电子迁移率晶体管作为输入晶体管。

9.根据上述权利要求中任何一项所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述放大器元件(4)是下述运算放大器的形式，所述运算放大器包括：

●作为信号输入端的运算放大器信号输入端，

●运算放大器基准输入端，作为特例，该运算放大器基准输入端可以接地，以及

●作为输出端的运算放大器输出端。

10.根据上述权利要求中任何一项所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述互阻抗放大器电路至少部分地被形成为集成电路结构。

11.根据上述权利要求中任何一项所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，所述互阻抗放大器电路是离散地构造的。

12.根据上述权利要求中任何一项所述的互阻抗放大器电路，其特征在于，具有第二放大器元件(6)的第二反馈路径(7)并联连接到所述T形反馈网络，作为特例，所述第二反馈路径(7)的上限频率可以对应于所述T形反馈网络的下限频率(f_L)。

13.一种光检测器，特别是用于测距电子设备的光检测器，该光检测器包括：

●光敏接收元件(EE)，该光敏接收元件(EE)用于根据对该接收元件的照射而产生输入电流，作为特例，所述光敏接收元件(EE)可以是光电二极管、PIN二极管、雪崩二极管、光电晶体管或CMOS传感器、或者这些接收元件的线型或面型结构，以及

●根据权利要求1至12中的任一项所述的互阻抗放大器电路，该互阻抗放大器电路用于将所述输入电流转换为能够测量的输出电压，所述接收元件(EE)连接到所述信号输入端。

14.根据权利要求13所述的光检测器，其特征在于，所述接收元件(EE)在所述第三支路(3)中并联连接到电容C₃，或者所述接收元件(EE)自身的并联电容(C_EE)代表电容C₃。

15.根据权利要求13或14所述的光检测器，其特征在于，所述接收元件(EE)和所述互阻抗放大器电路至少部分地被设计在共同的芯片上。

16.根据权利要求13至15中任何一项所述的光检测器，其特征在于，所述接收元件(EE)和所述互阻抗放大器电路至少部分地设置在公共壳体中，并通过结合而连接。

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