JP3096479B2 - 超低ノイズ光学レシーバ - Google Patents
超低ノイズ光学レシーバInfo
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01J—MEASUREMENT OF INTENSITY, VELOCITY, SPECTRAL CONTENT, POLARISATION, PHASE OR PULSE CHARACTERISTICS OF INFRARED, VISIBLE OR ULTRAVIOLET LIGHT; COLORIMETRY; RADIATION PYROMETRY
- G01J1/00—Photometry, e.g. photographic exposure meter
- G01J1/42—Photometry, e.g. photographic exposure meter using electric radiation detectors
- G01J1/44—Electric circuits
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01C—MEASURING DISTANCES, LEVELS OR BEARINGS; SURVEYING; NAVIGATION; GYROSCOPIC INSTRUMENTS; PHOTOGRAMMETRY OR VIDEOGRAMMETRY
- G01C19/00—Gyroscopes; Turn-sensitive devices using vibrating masses; Turn-sensitive devices without moving masses; Measuring angular rate using gyroscopic effects
- G01C19/58—Turn-sensitive devices without moving masses
- G01C19/64—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams
- G01C19/72—Gyrometers using the Sagnac effect, i.e. rotation-induced shifts between counter-rotating electromagnetic beams with counter-rotating light beams in a passive ring, e.g. fibre laser gyrometers
- G01C19/721—Details
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
- H03F3/082—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with FET's
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は一般に、次の処理のために低レベルの電気信
号を増幅するための装置および方法に関する。より特定
的には、本発明は、光検出器から出力された電気信号を
増幅するための装置および方法に関する。さらに特定的
には、本発明は、光ファイバジャイロスコープのような
光学回転センサにおいて対向する伝搬波間で形成される
干渉パターンの変動を示すために、光検出器から出力さ
れた信号を増幅するための装置および方法に関する。
号を増幅するための装置および方法に関する。より特定
的には、本発明は、光検出器から出力された電気信号を
増幅するための装置および方法に関する。さらに特定的
には、本発明は、光ファイバジャイロスコープのような
光学回転センサにおいて対向する伝搬波間で形成される
干渉パターンの変動を示すために、光検出器から出力さ
れた信号を増幅するための装置および方法に関する。
光ファイバ回転センサは、光ファイバのコイルにおけ
るサニャック効果を利用して、コイルの面に垂直な検知
軸のまわりの回転を検出する。この検知コイルにおける
対向する伝搬光波には、回転速度に関係する位相シフト
が生じる。この位相シフトは、これらの波が組合される
ときにこれらの波によって形成される干渉パターンの変
化とみなされる。この干渉パターンは、同じ偏光の２つ
の波が光ファイバ検知コイルを反対方向に横切りその後
に干渉すると生じる。この干渉パターンは、干渉フリン
ジパターンにおいて光の強度を表わす電気信号を生成す
る光検出器に向けることによってモニタされ得る。
るサニャック効果を利用して、コイルの面に垂直な検知
軸のまわりの回転を検出する。この検知コイルにおける
対向する伝搬光波には、回転速度に関係する位相シフト
が生じる。この位相シフトは、これらの波が組合される
ときにこれらの波によって形成される干渉パターンの変
化とみなされる。この干渉パターンは、同じ偏光の２つ
の波が光ファイバ検知コイルを反対方向に横切りその後
に干渉すると生じる。この干渉パターンは、干渉フリン
ジパターンにおいて光の強度を表わす電気信号を生成す
る光検出器に向けることによってモニタされ得る。
光源における制限、および光ファイバ回転センサの種
々の構成要素における光学的な損失のため、感度は非常
に低くなりやすい。地球の回転速度の約15分の１である
１゜/hrの角速度は、典型的には、1pWの強度変化に対応
する。光ファイバ回転センサにおける重要なパラメータ
は、角度においてランダムウォークを生じさせるそのホ
ワイトノイズである。１゜/hrの光ファイバ回転センサ
に関しては、ランダムウォークに対する典型的な要件
は、 のオーダか、または、同等に、 のオーダである。光源が広帯域幅ノイズを生成し、検出
器においてショットノイズを被るため、ノイズ割当のほ
とんどが既に使い果たされる。本発明の目標は、光検出
器の電流出力を、回転速度を決定するためのその次の処
理のために使用可能な電圧に変換するトランスインピー
ダンス増幅器からのノイズ寄与を にすることである。光ファイバ回転センサによって用い
られる波長範囲で動作する光検出器に関しては、このノ
イズの要件は、トランスインピーダンス増幅器入力にお
いて の等価ノイズ電流密度に変わる。光ファイバ回転センサ
に必要とされる広帯域幅（＞6MHz）が維持される場合に
は特に、これらの低ノイズレベルを維持することは非常
に困難である。
々の構成要素における光学的な損失のため、感度は非常
に低くなりやすい。地球の回転速度の約15分の１である
１゜/hrの角速度は、典型的には、1pWの強度変化に対応
する。光ファイバ回転センサにおける重要なパラメータ
は、角度においてランダムウォークを生じさせるそのホ
ワイトノイズである。１゜/hrの光ファイバ回転センサ
に関しては、ランダムウォークに対する典型的な要件
は、 のオーダか、または、同等に、 のオーダである。光源が広帯域幅ノイズを生成し、検出
器においてショットノイズを被るため、ノイズ割当のほ
とんどが既に使い果たされる。本発明の目標は、光検出
器の電流出力を、回転速度を決定するためのその次の処
理のために使用可能な電圧に変換するトランスインピー
ダンス増幅器からのノイズ寄与を にすることである。光ファイバ回転センサによって用い
られる波長範囲で動作する光検出器に関しては、このノ
イズの要件は、トランスインピーダンス増幅器入力にお
いて の等価ノイズ電流密度に変わる。光ファイバ回転センサ
に必要とされる広帯域幅（＞6MHz）が維持される場合に
は特に、これらの低ノイズレベルを維持することは非常
に困難である。
発明の概要 本発明は、光ファイバ回転センサから出力された信号
を受取りかつ回転速度を決定するために処理され得る電
圧を生成する際に用いるのに適切な動作特性を有する改
良された増幅器トポロジを提供する。
を受取りかつ回転速度を決定するために処理され得る電
圧を生成する際に用いるのに適切な動作特性を有する改
良された増幅器トポロジを提供する。
本発明に従った光学レシーバは、光信号を受取りかつ
該光信号の強度を示す電流の形の光ダイオード出力信号
を生成するための光ダイオードを含む。該レシーバは、
該光ダイオード出力信号を受取るように接続される超低
ノイズ超低容量差動入力段をさらに含む。低ノイズおよ
び超広帯域幅を有する演算増幅器は、該超低容量差動入
力段に接続され、そこからの出力信号を駆動信号として
受取りかつ低ノイズの出力信号を生成する。
該光信号の強度を示す電流の形の光ダイオード出力信号
を生成するための光ダイオードを含む。該レシーバは、
該光ダイオード出力信号を受取るように接続される超低
ノイズ超低容量差動入力段をさらに含む。低ノイズおよ
び超広帯域幅を有する演算増幅器は、該超低容量差動入
力段に接続され、そこからの出力信号を駆動信号として
受取りかつ低ノイズの出力信号を生成する。
該超低容量差動入力段は、該光検出器に接続され、低
ノイズ、低容量および単位利得を有する第１のバッファ
としての役割を果たす第１のトランジスタを含む第１の
増幅器回路を備える。該第１の増幅器回路は、該第１の
バッファの出力と該演算増幅器との間に接続され、バイ
アスネットワークからの寄生容量性負荷から該第１のバ
ッファの出力を分離する第１の電圧フォロワとして構成
される第２のトランジスタをさらに含む。該超低容量差
動入力段は、基準電位に接続される入力を有する第３の
トランジスタを含む第２の増幅器回路をさらに備え、該
第３のトランジスタは、低ノイズ、低容量および単位利
得を有する第２のバッファとしての役割を果たす。該第
２の増幅器回路は、該第２のバッファの出力と該演算増
幅器との間に接続される第２の電圧フォロワとして構成
される第４のトランジスタをさらに含む。
ノイズ、低容量および単位利得を有する第１のバッファ
としての役割を果たす第１のトランジスタを含む第１の
増幅器回路を備える。該第１の増幅器回路は、該第１の
バッファの出力と該演算増幅器との間に接続され、バイ
アスネットワークからの寄生容量性負荷から該第１のバ
ッファの出力を分離する第１の電圧フォロワとして構成
される第２のトランジスタをさらに含む。該超低容量差
動入力段は、基準電位に接続される入力を有する第３の
トランジスタを含む第２の増幅器回路をさらに備え、該
第３のトランジスタは、低ノイズ、低容量および単位利
得を有する第２のバッファとしての役割を果たす。該第
２の増幅器回路は、該第２のバッファの出力と該演算増
幅器との間に接続される第２の電圧フォロワとして構成
される第４のトランジスタをさらに含む。
本発明に従った光学レシーバは、該第１のバッファの
出力および該第２のバッファの出力にそれぞれ接続さ
れ、該第１のバッファおよび該第２のバッファをそれぞ
れ寄生容量性負荷から分離する第１の抵抗器および第２
の抵抗器をさらに含み得る。
出力および該第２のバッファの出力にそれぞれ接続さ
れ、該第１のバッファおよび該第２のバッファをそれぞ
れ寄生容量性負荷から分離する第１の抵抗器および第２
の抵抗器をさらに含み得る。
該第１の増幅器回路は好ましくは第１のJFETを含む。
該光ダイオードは、該第１のJFETのゲートとソースとの
間に接続される。該光ダイオードの陽極（該第１のJFET
のゲートに接続される）は、トランスインピーダンス抵
抗器に接続される。ゲートインピーダンスが非常に高い
ため、該ダイオードによって生成された光電流はほとん
ど該トランスインピーダンス抵抗器のみを通って流れ、
それによって光電流に比例する電圧を生成する。第１の
バイポーラ接合型トランジスタは、該第１のJFETのソー
スに接続される。該第１のバイポーラ接合型トランジス
タのエミッタは、該演算増幅器の第１の入力に接続され
る。該第２の増幅器回路は、第２のJFETおよび第２のバ
イポーラ接合型トランジスタを含む。該第２のバイポー
ラ接合型トランジスタのコレクタは該第１のバイポーラ
接合型トランジスタのコレクタに接続され、該第２のバ
イポーラ接合型トランジスタのエミッタは該演算増幅器
の第２の入力に接続される。該演算増幅器の出力は該ト
ランスインピーダンス抵抗器の他方の端部に接続され、
それによってトランスインピーダンスループを閉じる。
該光ダイオードは、該第１のJFETのゲートとソースとの
間に接続される。該光ダイオードの陽極（該第１のJFET
のゲートに接続される）は、トランスインピーダンス抵
抗器に接続される。ゲートインピーダンスが非常に高い
ため、該ダイオードによって生成された光電流はほとん
ど該トランスインピーダンス抵抗器のみを通って流れ、
それによって光電流に比例する電圧を生成する。第１の
バイポーラ接合型トランジスタは、該第１のJFETのソー
スに接続される。該第１のバイポーラ接合型トランジス
タのエミッタは、該演算増幅器の第１の入力に接続され
る。該第２の増幅器回路は、第２のJFETおよび第２のバ
イポーラ接合型トランジスタを含む。該第２のバイポー
ラ接合型トランジスタのコレクタは該第１のバイポーラ
接合型トランジスタのコレクタに接続され、該第２のバ
イポーラ接合型トランジスタのエミッタは該演算増幅器
の第２の入力に接続される。該演算増幅器の出力は該ト
ランスインピーダンス抵抗器の他方の端部に接続され、
それによってトランスインピーダンスループを閉じる。
本発明に従った光学レシーバは、該第１のJFETのソー
スに接続され、該JFETのソースを寄生容量性負荷から分
離するオプションの抵抗器をさらに含み得る。
スに接続され、該JFETのソースを寄生容量性負荷から分
離するオプションの抵抗器をさらに含み得る。
本発明に従った光学レシーバは、該演算増幅器の入力
と出力との間に接続され、開ループ利得において進み−
遅れネットワークを与えるRCネットワークをさらに含み
得る。
と出力との間に接続され、開ループ利得において進み−
遅れネットワークを与えるRCネットワークをさらに含み
得る。
本発明に従った光学レシーバは、好ましくは、該トラ
ンスインピーダンス抵抗器を介して接続され、十分に規
定されたトランスインピーダンス帯域幅を与えかつ出力
信号の高周波数ノイズを低減するためのトランスインピ
ーダンスジャントキャパシタをさらに含む。
ンスインピーダンス抵抗器を介して接続され、十分に規
定されたトランスインピーダンス帯域幅を与えかつ出力
信号の高周波数ノイズを低減するためのトランスインピ
ーダンスジャントキャパシタをさらに含む。
本発明に従った光学レシーバは、フォロワとして該光
ダイオードに接続され、該光ダイオード出力信号を受取
る第１の低ノイズ広帯域幅低容量JFETと、エミッタフォ
ロワとして該第１のJFETに接続される低ノイズ低容量の
第１のバイポーラ接合型トランジスタとをさらに含み得
る。本発明は、第２のバイポーラ接合型トランジスタが
エミッタフォロワとして第２のJFETに接続されるように
該第２のバイポーラ接合型トランジスタに接続される第
２のJFETをさらに含み得る。低ノイズおよび超広帯域幅
を有する演算増幅器は、該バイポーラトランジスタのエ
ミッタに接続される。
ダイオードに接続され、該光ダイオード出力信号を受取
る第１の低ノイズ広帯域幅低容量JFETと、エミッタフォ
ロワとして該第１のJFETに接続される低ノイズ低容量の
第１のバイポーラ接合型トランジスタとをさらに含み得
る。本発明は、第２のバイポーラ接合型トランジスタが
エミッタフォロワとして第２のJFETに接続されるように
該第２のバイポーラ接合型トランジスタに接続される第
２のJFETをさらに含み得る。低ノイズおよび超広帯域幅
を有する演算増幅器は、該バイポーラトランジスタのエ
ミッタに接続される。
添付の図面を参照し、以下に示す好ましい実施の形態
の説明を読めば、本発明の目的が認識され、本発明の構
造および動作方法がより完全に理解されるであろう。
の説明を読めば、本発明の目的が認識され、本発明の構
造および動作方法がより完全に理解されるであろう。
図面の簡単な説明 図１は、光検出器からの電流出力を、光ファイバ回転
センサにおける対向する伝搬波間のサニャック効果によ
る位相シフトを測定するためのその次の処理のために使
用可能な電圧に変換するための理想的な先行技術のトラ
ンスインピーダンス増幅器を概略的に示す図である。
センサにおける対向する伝搬波間のサニャック効果によ
る位相シフトを測定するためのその次の処理のために使
用可能な電圧に変換するための理想的な先行技術のトラ
ンスインピーダンス増幅器を概略的に示す図である。
図２は、光ファイバ回転センサから出力された信号を
処理するための先行技術のトランスインピーダンス増幅
器のより実際的なモデルを概略的に示す図である。
処理するための先行技術のトランスインピーダンス増幅
器のより実際的なモデルを概略的に示す図である。
図３は、光ファイバ回転センサから出力された信号を
処理するためのシステムに含まれ得る、本発明に従った
トランスインピーダンス増幅器を概略的に示す図であ
る。
処理するためのシステムに含まれ得る、本発明に従った
トランスインピーダンス増幅器を概略的に示す図であ
る。
好ましい実施の形態の説明 図１を参照して、典型的な先行技術のトランスインピ
ーダンス増幅器10は光ダイオード12に接続される。光ダ
イオード12は、光信号を受取り、入射光強度を示す大き
さを有する電流を生成する。この光信号は、そこで２つ
の対向する伝搬波が干渉するように組合される光ファイ
バ回転センサ（図示せず）の出力であってもよい。干渉
パターンは、これらの対向する伝搬波間の位相差を示
す。位相差は、光ファイバ回転センサのその検知軸のま
わりでの回転速度に正比例する。
ーダンス増幅器10は光ダイオード12に接続される。光ダ
イオード12は、光信号を受取り、入射光強度を示す大き
さを有する電流を生成する。この光信号は、そこで２つ
の対向する伝搬波が干渉するように組合される光ファイ
バ回転センサ（図示せず）の出力であってもよい。干渉
パターンは、これらの対向する伝搬波間の位相差を示
す。位相差は、光ファイバ回転センサのその検知軸のま
わりでの回転速度に正比例する。
トランスインピーダンス増幅器10は、演算増幅器14と
トランスインピーダンス抵抗器16とを含む。光ダイオー
ド12の出力は、演算増幅器14の反転入力に接続される。
演算増幅器14の非反転入力は接地に接続される。トラン
スインピーダンス抵抗器16は、演算増幅器14の反転入力
および出力の間に接続される。理想的には、演算増幅器
14の入力には電流は流れない。したがって、光電流はす
べて、それによって電圧降下を生じるトランスインピー
ダンス抵抗器を通過しなければならない。この電圧降下
は、演算増幅器14の出力で測定可能である。
トランスインピーダンス抵抗器16とを含む。光ダイオー
ド12の出力は、演算増幅器14の反転入力に接続される。
演算増幅器14の非反転入力は接地に接続される。トラン
スインピーダンス抵抗器16は、演算増幅器14の反転入力
および出力の間に接続される。理想的には、演算増幅器
14の入力には電流は流れない。したがって、光電流はす
べて、それによって電圧降下を生じるトランスインピー
ダンス抵抗器を通過しなければならない。この電圧降下
は、演算増幅器14の出力で測定可能である。
トランスインピーダンス増幅器の目的は、光ダイオー
ド12の電流出力を受取りかつその次の処理に適切な電圧
を生成することである。閉ループトランスインピーダン
ス増幅器10は、概念的には単純であるが、すべての制約
を考慮に入れた場合多くの問題点がある。最も重要な制
約は、以下のとおりである。
ド12の電流出力を受取りかつその次の処理に適切な電圧
を生成することである。閉ループトランスインピーダン
ス増幅器10は、概念的には単純であるが、すべての制約
を考慮に入れた場合多くの問題点がある。最も重要な制
約は、以下のとおりである。
1.光ファイバ回転センサから出力される信号の性質のた
め、帯域幅は6MHzを上回らなければならない。
め、帯域幅は6MHzを上回らなければならない。
2.光ファイバ回転センサからの出力信号に既にあるノイ
ズに受入不可能なほど多量なノイズが加えられるのを防
ぐために、反転増幅器入力に向けられる等価電流ノイズ
の総量は でなければならない。
ズに受入不可能なほど多量なノイズが加えられるのを防
ぐために、反転増幅器入力に向けられる等価電流ノイズ
の総量は でなければならない。
3.演算増幅器へのリーク電流は、受入可能なノイズおよ
びオフセットの状態を維持するように制御されなければ
ならない。
びオフセットの状態を維持するように制御されなければ
ならない。
4.入手可能な演算増幅器は、高周波数ノイズ増幅を引き
起こすかなりの入力容量を示す。
起こすかなりの入力容量を示す。
5.あらゆる条件下で、ループの安定性が保証されなけれ
ばならない。
ばならない。
先行技術のトランスインピーダンス増幅器回路20のよ
り実際的なモデルは、図２に示されている。光ダイオー
ド22およびキャパシタ24は、図において並列に接続され
ている。キャパシタ24は、光ダイオードの容量を表わ
す。光ダイオード22の電流出力は、演算増幅器26の反転
入力とトランスインピーダンス抵抗器32とに接続され
る。キャパシタ28は、演算増幅器26の反転入力と接地と
の間に接続される。キャパシタ28は、演算増幅器26の入
力容量を表わす。電圧Vnを生成する源は、演算増幅器26
の非反転入力と接地との間に接続される。トランスイン
ピーダンスシャントキャパシタ30、トランスインピーダ
ンス抵抗器32、および電流源34は、演算増幅器26の反転
入力と出力との間に並列に接続される。電流源34は、演
算増幅器のバイアスおよびノイズと抵抗器の熱ノイズと
に起因し得るエラー源を表わす。
り実際的なモデルは、図２に示されている。光ダイオー
ド22およびキャパシタ24は、図において並列に接続され
ている。キャパシタ24は、光ダイオードの容量を表わ
す。光ダイオード22の電流出力は、演算増幅器26の反転
入力とトランスインピーダンス抵抗器32とに接続され
る。キャパシタ28は、演算増幅器26の反転入力と接地と
の間に接続される。キャパシタ28は、演算増幅器26の入
力容量を表わす。電圧Vnを生成する源は、演算増幅器26
の非反転入力と接地との間に接続される。トランスイン
ピーダンスシャントキャパシタ30、トランスインピーダ
ンス抵抗器32、および電流源34は、演算増幅器26の反転
入力と出力との間に並列に接続される。電流源34は、演
算増幅器のバイアスおよびノイズと抵抗器の熱ノイズと
に起因し得るエラー源を表わす。
抵抗器は熱ノイズを発生するため、トランスインピー
ダンス抵抗器32の抵抗は抑制される。低電流ノイズを達
成するために、トランスインピーダンス抵抗器32が大き
い抵抗値を有することが必要とされる。熱ノイズ電流密
度は、以下に示す周知の式によって得られ、 ここで、ｋ1.38×10-23J/゜Kはボルツマン定数であ
り、Ｔは゜Kの単位の絶対温度であり、Ｒはオームの単
位の抵抗である。残念なことに、トランスインピーダン
ス抵抗器32の値が大きければ入力容量および安定性に関
して困難が生じる。したがって、用いるトランスインピ
ーダンス抵抗器32の値は最も低い実用値でなければなら
ない。図２の回路に対する最良の妥協はトランスインピ
ーダンス抵抗器32の抵抗を約150kΩにすることであるこ
とがわかっている。現在入手可能な最良の演算増幅器を
用いれば、入力容量28および光ダイオード容量24により
ノイズ増幅のため、図２の回路では過剰な高周波数ノイ
ズが発生されるであろう。入手可能な演算増幅器の高入
力容量で、帯域幅および低ノイズの要件を満たすことは
困難である。
ダンス抵抗器32の抵抗は抑制される。低電流ノイズを達
成するために、トランスインピーダンス抵抗器32が大き
い抵抗値を有することが必要とされる。熱ノイズ電流密
度は、以下に示す周知の式によって得られ、 ここで、ｋ1.38×10-23J/゜Kはボルツマン定数であ
り、Ｔは゜Kの単位の絶対温度であり、Ｒはオームの単
位の抵抗である。残念なことに、トランスインピーダン
ス抵抗器32の値が大きければ入力容量および安定性に関
して困難が生じる。したがって、用いるトランスインピ
ーダンス抵抗器32の値は最も低い実用値でなければなら
ない。図２の回路に対する最良の妥協はトランスインピ
ーダンス抵抗器32の抵抗を約150kΩにすることであるこ
とがわかっている。現在入手可能な最良の演算増幅器を
用いれば、入力容量28および光ダイオード容量24により
ノイズ増幅のため、図２の回路では過剰な高周波数ノイ
ズが発生されるであろう。入手可能な演算増幅器の高入
力容量で、帯域幅および低ノイズの要件を満たすことは
困難である。
図１および図２にそれぞれ示されるトランスインピー
ダンス増幅器回路10および20を用いる際に伴なう問題点
を解決するために、本発明の発明者は図３に示される新
規なトランスインピーダンス増幅器回路40を開発した。
トランスインピーダンス増幅器回路40は、１対の差動型
超低実効容量増幅器段42Aおよび42Bを含み、その後に低
ノイズ超広帯域幅演算増幅器84が続く。
ダンス増幅器回路10および20を用いる際に伴なう問題点
を解決するために、本発明の発明者は図３に示される新
規なトランスインピーダンス増幅器回路40を開発した。
トランスインピーダンス増幅器回路40は、１対の差動型
超低実効容量増幅器段42Aおよび42Bを含み、その後に低
ノイズ超広帯域幅演算増幅器84が続く。
光信号は光検出器44に入射し、この光検出器は上述の
ような電流出力を生成する。光検出器44の陽極は、増幅
器段42Bと、抵抗器82およびシャントキャパシタ80によ
って形成されるトランスインピーダンスネットワーク86
とに接続される。これにより、光検出器44は逆バイアス
される。JFET46の代わりに別の種類のトランジスタが用
いられる場合、光検出器44を逆バイアス状態に維持する
ためにこの光検出器への接続の極性を逆にする必要があ
るであろう。
ような電流出力を生成する。光検出器44の陽極は、増幅
器段42Bと、抵抗器82およびシャントキャパシタ80によ
って形成されるトランスインピーダンスネットワーク86
とに接続される。これにより、光検出器44は逆バイアス
される。JFET46の代わりに別の種類のトランジスタが用
いられる場合、光検出器44を逆バイアス状態に維持する
ためにこの光検出器への接続の極性を逆にする必要があ
るであろう。
増幅器段42Bは、Q1Bと呼ばれることもあるJFET46を含
む。JFET46は、低容量、低リークおよび広帯域幅を有す
る低ノイズ装置である。光検出器44の陰極は、JFET46の
ソースに接続される。JFET46のソースはまた、Q2Bとも
呼ばれるバイポーラ接合型トランジスタ48のベースを駆
動する。JFET46のソースは、抵抗器50の第１の端部にさ
らに接続される。抵抗器50の他方の端部は、電流源ISB
の第１の端子に接続される。電流源ISBの他方の端子
は、電圧源VEEに接続される。抵抗器50を用いることは
電流源のある特定の実現例に関してのみ有益であるとい
う点で、この抵抗器はオプションである。これらの場
合、抵抗器50は電流源の容量を分離する役割を果たす。
電流源ISBが理想的であれば、抵抗器50の果たす目的は
ない。
む。JFET46は、低容量、低リークおよび広帯域幅を有す
る低ノイズ装置である。光検出器44の陰極は、JFET46の
ソースに接続される。JFET46のソースはまた、Q2Bとも
呼ばれるバイポーラ接合型トランジスタ48のベースを駆
動する。JFET46のソースは、抵抗器50の第１の端部にさ
らに接続される。抵抗器50の他方の端部は、電流源ISB
の第１の端子に接続される。電流源ISBの他方の端子
は、電圧源VEEに接続される。抵抗器50を用いることは
電流源のある特定の実現例に関してのみ有益であるとい
う点で、この抵抗器はオプションである。これらの場
合、抵抗器50は電流源の容量を分離する役割を果たす。
電流源ISBが理想的であれば、抵抗器50の果たす目的は
ない。
キャパシタ52は、JFET46のドレインとバイポーラ接合
型トランジスタ48のエミッタとの間に接続される。JFET
46のドレインには、電圧源VCCから抵抗器54を介して供
給される。バイポーラ接合型トランジスタ48のコレクタ
には、電圧源VCCから直接供給される。
型トランジスタ48のエミッタとの間に接続される。JFET
46のドレインには、電圧源VCCから抵抗器54を介して供
給される。バイポーラ接合型トランジスタ48のコレクタ
には、電圧源VCCから直接供給される。
バイポーラ接合型トランジスタ48のエミッタは、電流
源IEBの第１の端子に接続される。電流源IEBの他方の端
子は電圧VEEに接続される。バイポーラ接合型トランジ
スタ48のエミッタはまた、演算増幅器84の反転入力と抵
抗器64とにも接続される。バイポーラ接合型トランジス
タ48は、低ノイズ低容量広帯域幅の装置である。ここで
はバイポーラ接合型トランジスタ48をQ2Bと呼ぶことも
ある。抵抗器64とキャパシタ62との直列の組合せは、U1
と呼ばれることもある演算増幅器84の反転入力と出力と
の間に接続される。
源IEBの第１の端子に接続される。電流源IEBの他方の端
子は電圧VEEに接続される。バイポーラ接合型トランジ
スタ48のエミッタはまた、演算増幅器84の反転入力と抵
抗器64とにも接続される。バイポーラ接合型トランジス
タ48は、低ノイズ低容量広帯域幅の装置である。ここで
はバイポーラ接合型トランジスタ48をQ2Bと呼ぶことも
ある。抵抗器64とキャパシタ62との直列の組合せは、U1
と呼ばれることもある演算増幅器84の反転入力と出力と
の間に接続される。
図３に示されるように構成される増幅器段42Aは、単
に、活性段42Bと一致するように意図される基準回路と
しての役割を果たす。回路42Aは、好ましくは、回路42B
の対応する構成要素と１対１で一致する構成要素を含
む。特に、JFET46および70はそのパラメータが密に一致
していなくてはならない。バイポーラ接合型トランジス
タ46および74は一致していなければならず、電流源ISA
およびISBも密に一致していなければならない。この場
合、増幅器42Aおよび42Bの入力および出力でのDC電位は
等しく、これにより、DCオフセットおよび安定性の問題
が防止され、電源の変動のコモンモード阻止が得られ
る。なお、他の応用に関しては、回路42Aを活性の形で
用いることができ、それによって真の差動増幅器の能力
が得られる。
に、活性段42Bと一致するように意図される基準回路と
しての役割を果たす。回路42Aは、好ましくは、回路42B
の対応する構成要素と１対１で一致する構成要素を含
む。特に、JFET46および70はそのパラメータが密に一致
していなくてはならない。バイポーラ接合型トランジス
タ46および74は一致していなければならず、電流源ISA
およびISBも密に一致していなければならない。この場
合、増幅器42Aおよび42Bの入力および出力でのDC電位は
等しく、これにより、DCオフセットおよび安定性の問題
が防止され、電源の変動のコモンモード阻止が得られ
る。なお、他の応用に関しては、回路42Aを活性の形で
用いることができ、それによって真の差動増幅器の能力
が得られる。
増幅器段42Aは、Q1Aと呼ばれることもあるJFET70を含
む。JFETQ1Bと同様に、JFETQ1Aは、好ましくは、低ノイ
ズ、低容量、および広帯域幅を有する。
む。JFETQ1Bと同様に、JFETQ1Aは、好ましくは、低ノイ
ズ、低容量、および広帯域幅を有する。
増幅器回路に０ボルトの基準を与えるために、JFET70
のゲートは接地される。オプションとして、図３に示さ
れるように、抵抗器92およびキャパシタ94が、JFET70の
ゲートと接地との間に並列に接続されてもよい。抵抗器
92およびキャパシタ94は、均衡のとれた構成を与える。
実際的には、抵抗器92およびキャパシタ94は省かれても
よく、JFET70のゲートは接地に直接接続されてもよい。
JFET70のドレインは抵抗器72を介して電圧源VCCに接続
される。電圧源VCCはまた、バイポーラ接合型トランジ
スタ74のコレクタにも接続される。バイポーラ接合型ト
ランジスタ74はQ2Aと呼ばれることもある。
のゲートは接地される。オプションとして、図３に示さ
れるように、抵抗器92およびキャパシタ94が、JFET70の
ゲートと接地との間に並列に接続されてもよい。抵抗器
92およびキャパシタ94は、均衡のとれた構成を与える。
実際的には、抵抗器92およびキャパシタ94は省かれても
よく、JFET70のゲートは接地に直接接続されてもよい。
JFET70のドレインは抵抗器72を介して電圧源VCCに接続
される。電圧源VCCはまた、バイポーラ接合型トランジ
スタ74のコレクタにも接続される。バイポーラ接合型ト
ランジスタ74はQ2Aと呼ばれることもある。
JFET70のソースは、バイポーラ接合型トランジスタ74
のベースと、電流源ISAに関連する浮遊容量を分離する
役割を果たす抵抗器88とに接続される。抵抗器88の他方
の端部は、電流源ISAの第１の端子に接続される。電流
源ISAの他方の端子は電圧VEEに接続される。バイポーラ
接合型トランジスタ74のエミッタは、演算増幅器84の非
反転入力に接続される。電流源IEAは、電圧VEEとバイポ
ーラ接合型トランジスタ74のエミッタとの間に接続され
る。バイポーラ接合型トランジスタ74のエミッタはま
た、ブートストラッピングキャパシタ90にも接続され
る。キャパシタ90の他方側は、JFET70のドレインに接続
される。抵抗器88およびキャパシタは、２つの入力段42
Aおよび42Bの均衡をとり、これにより、電源阻止および
ノイズの特性を向上する。
のベースと、電流源ISAに関連する浮遊容量を分離する
役割を果たす抵抗器88とに接続される。抵抗器88の他方
の端部は、電流源ISAの第１の端子に接続される。電流
源ISAの他方の端子は電圧VEEに接続される。バイポーラ
接合型トランジスタ74のエミッタは、演算増幅器84の非
反転入力に接続される。電流源IEAは、電圧VEEとバイポ
ーラ接合型トランジスタ74のエミッタとの間に接続され
る。バイポーラ接合型トランジスタ74のエミッタはま
た、ブートストラッピングキャパシタ90にも接続され
る。キャパシタ90の他方側は、JFET70のドレインに接続
される。抵抗器88およびキャパシタは、２つの入力段42
Aおよび42Bの均衡をとり、これにより、電源阻止および
ノイズの特性を向上する。
図３の破線は、JFET46のドレイン−ゲート容量Cdgお
よびゲート−ソース容量Cgsと、光検出器44の容量CD1と
を示す。回路42Bでは、JFET46は電圧フォロワとして用
いられる。理想的にはJFET46のソースのAC電圧は、JFET
46のゲートのAC電圧を正確に追従、すなわち、トラッキ
ングする。実際的には、中帯域幅の周波数で、95％より
も優れたトラッキングが得られる。このAC電圧のトラッ
キングのため、JFET46のゲート−ソース間のAC電位差は
大幅に減衰される。これにより、JFET46のゲート−ソー
ス間のキャパシタの実質的なACの充放電が防がれる。こ
こでは、この動作を「ブートストラッピング」と呼ぶ。
その結果、キャパシタCgsおよびCD1の、回路動作に対す
る影響はほとんどなくなるかまたは大幅に低減され、こ
れは本発明の主要な利点の１つである。
よびゲート−ソース容量Cgsと、光検出器44の容量CD1と
を示す。回路42Bでは、JFET46は電圧フォロワとして用
いられる。理想的にはJFET46のソースのAC電圧は、JFET
46のゲートのAC電圧を正確に追従、すなわち、トラッキ
ングする。実際的には、中帯域幅の周波数で、95％より
も優れたトラッキングが得られる。このAC電圧のトラッ
キングのため、JFET46のゲート−ソース間のAC電位差は
大幅に減衰される。これにより、JFET46のゲート−ソー
ス間のキャパシタの実質的なACの充放電が防がれる。こ
こでは、この動作を「ブートストラッピング」と呼ぶ。
その結果、キャパシタCgsおよびCD1の、回路動作に対す
る影響はほとんどなくなるかまたは大幅に低減され、こ
れは本発明の主要な利点の１つである。
さらに、バイポーラ接合型トランジスタ48（Q2B）
は、第２の電圧フォロワとして用いられる。図示した構
成では、トランジスタ48のエミッタは、JFET46のソース
に接続されるそのベースのAC変調を密にトラッキングす
る。したがって、トランジスタ48のエミッタはJFET46の
ソースをトラッキングし、このソースはJFET46のゲート
をトラッキングする。トランジスタ48のエミッタのAC電
圧は、キャパシタ52を介してJFET46のドレインに接続さ
れる。このようにして、JFET46のAC電圧もJFET46のゲー
トの電圧に密に一致し、これによりキャパシタCdgの実
質的なAC充放電が防がれる。その結果、ゲート−ドレイ
ン容量Cdgの回路動作への影響はほとんどなくなるかま
たは大幅に低減される。JFET46の動作がドレイン電圧の
変動に対して比較的敏感でないため、上述のドレインブ
ートストラッピングは不利益な影響を有さない。
は、第２の電圧フォロワとして用いられる。図示した構
成では、トランジスタ48のエミッタは、JFET46のソース
に接続されるそのベースのAC変調を密にトラッキングす
る。したがって、トランジスタ48のエミッタはJFET46の
ソースをトラッキングし、このソースはJFET46のゲート
をトラッキングする。トランジスタ48のエミッタのAC電
圧は、キャパシタ52を介してJFET46のドレインに接続さ
れる。このようにして、JFET46のAC電圧もJFET46のゲー
トの電圧に密に一致し、これによりキャパシタCdgの実
質的なAC充放電が防がれる。その結果、ゲート−ドレイ
ン容量Cdgの回路動作への影響はほとんどなくなるかま
たは大幅に低減される。JFET46の動作がドレイン電圧の
変動に対して比較的敏感でないため、上述のドレインブ
ートストラッピングは不利益な影響を有さない。
回路42Bのトポロジの正味の効果は、入力容量の回路
動作への影響を最小にするために、上述のように入力容
量をブートストラップすることである。バイポーラ接合
型トランジスタ48および74を用いることにより、演算増
幅器84を駆動しかつキャパシタ52および90をブートスト
ラップするのに適切な低インピーダンスの差動出力が得
られる。なお、低ノイズ特性を達成するために、トラン
ジスタ46、48、70および74と演算増幅器84とは低ノイズ
装置でなければならない。
動作への影響を最小にするために、上述のように入力容
量をブートストラップすることである。バイポーラ接合
型トランジスタ48および74を用いることにより、演算増
幅器84を駆動しかつキャパシタ52および90をブートスト
ラップするのに適切な低インピーダンスの差動出力が得
られる。なお、低ノイズ特性を達成するために、トラン
ジスタ46、48、70および74と演算増幅器84とは低ノイズ
装置でなければならない。
トランスインピーダンスループは、演算増幅器84と、
演算増幅器84の出力とダイオード44の陽極との間に並列
に接続される抵抗器82およびキャパシタ80によって形成
されるトランスインピーダンス素子86とを用いて閉じら
れる。理想的には、演算増幅器84の高利得によって、そ
の反転入力および非反転入力の電位が等しくされる。さ
らに、回路42Aおよび42Bが対称であるため、トランジス
タ46（Q1B）のゲートの電位はトランジスタ70（Q1A）の
ゲートの電位と一致し、これはこの場合接地電位であ
る。さらに、JFETのゲートのインピーダンスが非常に高
いことも認識される。したがって、ダイオード44からJF
ET46への電流の流れが妨げられる。ダイオード44によっ
て発生される光電流は、ほとんど、トランスインピーダ
ンスキャパシタ80と並列なトランスインピーダンス抵抗
器82によって形成されるトランスインピーダンスネット
ワーク86のみを介して流れなければならない。その結
果、トランスインピーダンスネットワークを介する電圧
降下は、ダイオード44に入射する光の強度に実質的に比
例するであろう。JFET46のゲートの電位がほぼゼロであ
り（基準回路Ａのため）、かつこのゲートがダイオード
44の陽極とトランスインピーダンスネットワーク86の一
方の端部とに接続されるため、電圧降下は、トランスイ
ンピーダンスネットワーク86の他方の端部に接続される
演算増幅器84の出力で直接測定され得る。このようにし
て、図３の回路40は、閉ループトランスインピーダンス
増幅器を形成する。演算増幅器84の反転入力と演算増幅
器84の出力との間に直列に接続されるキャパシタ62およ
び抵抗器64によって形成されるフィードバック補償ネッ
トワークは、閉ループを安定化するために、高周波数で
ループに位相進みを引起こす役割を果たす。トランスイ
ンピーダンス抵抗器82と並列なトランスインピーダンス
キャパシタ80は、トランスインピーダンス帯域幅を規定
しかつ付加的な位相進みを与える目的を果たす。
演算増幅器84の出力とダイオード44の陽極との間に並列
に接続される抵抗器82およびキャパシタ80によって形成
されるトランスインピーダンス素子86とを用いて閉じら
れる。理想的には、演算増幅器84の高利得によって、そ
の反転入力および非反転入力の電位が等しくされる。さ
らに、回路42Aおよび42Bが対称であるため、トランジス
タ46（Q1B）のゲートの電位はトランジスタ70（Q1A）の
ゲートの電位と一致し、これはこの場合接地電位であ
る。さらに、JFETのゲートのインピーダンスが非常に高
いことも認識される。したがって、ダイオード44からJF
ET46への電流の流れが妨げられる。ダイオード44によっ
て発生される光電流は、ほとんど、トランスインピーダ
ンスキャパシタ80と並列なトランスインピーダンス抵抗
器82によって形成されるトランスインピーダンスネット
ワーク86のみを介して流れなければならない。その結
果、トランスインピーダンスネットワークを介する電圧
降下は、ダイオード44に入射する光の強度に実質的に比
例するであろう。JFET46のゲートの電位がほぼゼロであ
り（基準回路Ａのため）、かつこのゲートがダイオード
44の陽極とトランスインピーダンスネットワーク86の一
方の端部とに接続されるため、電圧降下は、トランスイ
ンピーダンスネットワーク86の他方の端部に接続される
演算増幅器84の出力で直接測定され得る。このようにし
て、図３の回路40は、閉ループトランスインピーダンス
増幅器を形成する。演算増幅器84の反転入力と演算増幅
器84の出力との間に直列に接続されるキャパシタ62およ
び抵抗器64によって形成されるフィードバック補償ネッ
トワークは、閉ループを安定化するために、高周波数で
ループに位相進みを引起こす役割を果たす。トランスイ
ンピーダンス抵抗器82と並列なトランスインピーダンス
キャパシタ80は、トランスインピーダンス帯域幅を規定
しかつ付加的な位相進みを与える目的を果たす。
トランスインピーダンス増幅器回路40は先行技術と比
較していくつかの利点を有する。
較していくつかの利点を有する。
1.この回路は超低実効入力容量を与える。ダイオード44
は回路内で自然に逆バイアスされ、それによってその固
有容量CD1を低減する。低ノイズ、低容量、広帯域幅JFE
TS Q1AおよびQ1Bを電圧フォロワとして用いることによ
って、ゲート−ソース容量およびダイオード容量を実効
的な低い値にブートストラップするさらなる利点が得ら
れる。トランジスタQ2Bおよびキャパシタ52によって与
えられるACブートストラッピングによって、実効ドレイ
ン−ゲート容量を無視できる値に低減する。
は回路内で自然に逆バイアスされ、それによってその固
有容量CD1を低減する。低ノイズ、低容量、広帯域幅JFE
TS Q1AおよびQ1Bを電圧フォロワとして用いることによ
って、ゲート−ソース容量およびダイオード容量を実効
的な低い値にブートストラップするさらなる利点が得ら
れる。トランジスタQ2Bおよびキャパシタ52によって与
えられるACブートストラッピングによって、実効ドレイ
ン−ゲート容量を無視できる値に低減する。
このトポロジの結果、数pFの真の入力容量が1pFを下
回る実効値に低減され得る。この実効入力容量は、従来
のシリコン技術回路よりもほぼ１桁小さいものである。
回る実効値に低減され得る。この実効入力容量は、従来
のシリコン技術回路よりもほぼ１桁小さいものである。
2.トランスインピーダンス増幅器回路40の差動的に対称
なトポロジによって、安定したDC動作および電源ノイズ
の阻止が得られる。
なトポロジによって、安定したDC動作および電源ノイズ
の阻止が得られる。
3.高利得、超広帯域演算増幅器U1はトランスインピーダ
ンス増幅器回路40においていくつかの利点を与える。た
とえば、演算増幅器U1の高い開ループ利得によって線形
性および迅速に安定する特性が保証される。
ンス増幅器回路40においていくつかの利点を与える。た
とえば、演算増幅器U1の高い開ループ利得によって線形
性および迅速に安定する特性が保証される。
演算増幅器U1は高い利得−帯域幅の積を有し、これに
よってトランスインピーダンス帯域幅は、抵抗器80およ
びキャパシタ82を含むRCネットワークによってのみ決定
されることが可能となる。これは、開ループ利得が単位
利得を下回る周波数がトランスインピーダンス帯域幅を
十分に上回って起こることを確実にすることによって達
成される。
よってトランスインピーダンス帯域幅は、抵抗器80およ
びキャパシタ82を含むRCネットワークによってのみ決定
されることが可能となる。これは、開ループ利得が単位
利得を下回る周波数がトランスインピーダンス帯域幅を
十分に上回って起こることを確実にすることによって達
成される。
トランスインピーダンス増幅器回路40の他の特徴とし
ては、理想的でない電流源の場合に寄生容量性負荷から
Q1Bのソースを分離する抵抗器50が含まれる。抵抗器64
およびキャパシタ62からなる演算増幅器84近傍のRCネッ
トワークは、開ループ利得における進み−遅れネットワ
ークとして機能し、これによってより強固で迅速に安定
する（リンギングのない）閉ループ動作を可能とし、位
相マージンを向上させる。トランスインピーダンスシャ
ント容量80はトランスインピーダンス帯域幅（10MHzを
上回る値が可能である）を決定するのみならず、開ルー
プ利得において位相の進みを与えるようにも機能する。
キャパシタ80はまた、高周波ノイズをロールオフする。
ては、理想的でない電流源の場合に寄生容量性負荷から
Q1Bのソースを分離する抵抗器50が含まれる。抵抗器64
およびキャパシタ62からなる演算増幅器84近傍のRCネッ
トワークは、開ループ利得における進み−遅れネットワ
ークとして機能し、これによってより強固で迅速に安定
する（リンギングのない）閉ループ動作を可能とし、位
相マージンを向上させる。トランスインピーダンスシャ
ント容量80はトランスインピーダンス帯域幅（10MHzを
上回る値が可能である）を決定するのみならず、開ルー
プ利得において位相の進みを与えるようにも機能する。
キャパシタ80はまた、高周波ノイズをロールオフする。
本発明の好ましい実施例で用いられる典型的な値は以
下のとおりである。
下のとおりである。
VCC＝10V−15V VEE＝−5V Q1＝インターフェット（Interfet）NJ14または等価の
もの Q2＝ハリス（Harris）HFA3127または2N6604 U1＝コムリニア（Comlinear）CL425 ISA＝ISB＝1mA IEA＝IEB＝1mA キャパシタ52および90＝0.039μＦ 抵抗器54および72＝2kΩ 抵抗器50および88＝1.5kΩ 抵抗器82および92＝150kΩ キャパシタ80および94＝0.15pF 抵抗器64＝800Ω キャパシタ62＝10pF ここで開示した構造および方法は本発明の原理を例示
するものである。本発明はその精神または本質的な特徴
から逸脱することなく他の特定的な形態で実施すること
が可能である。説明した実施例はあらゆる点において例
示的であり、制限するものではなく例示するものである
と考えられたい。特に、図３の本発明の好ましい実施例
の説明は特定のタイプのトランジスタに言及している
が、バイポーラ接合型トランジスタおよびJFETSに代え
て他のタイプのトランジスタを用いてもよい。利得、帯
域幅、バイアス電流、ノイズ、インピーダンスおよび容
量の基本的要件が満たされるのであれば、記載した構成
要素に代えていかなるトランジスタを用いてもよい。図
３の回路を形成するのに用いることができる新しいタイ
プの真空管が存在する。
もの Q2＝ハリス（Harris）HFA3127または2N6604 U1＝コムリニア（Comlinear）CL425 ISA＝ISB＝1mA IEA＝IEB＝1mA キャパシタ52および90＝0.039μＦ 抵抗器54および72＝2kΩ 抵抗器50および88＝1.5kΩ 抵抗器82および92＝150kΩ キャパシタ80および94＝0.15pF 抵抗器64＝800Ω キャパシタ62＝10pF ここで開示した構造および方法は本発明の原理を例示
するものである。本発明はその精神または本質的な特徴
から逸脱することなく他の特定的な形態で実施すること
が可能である。説明した実施例はあらゆる点において例
示的であり、制限するものではなく例示するものである
と考えられたい。特に、図３の本発明の好ましい実施例
の説明は特定のタイプのトランジスタに言及している
が、バイポーラ接合型トランジスタおよびJFETSに代え
て他のタイプのトランジスタを用いてもよい。利得、帯
域幅、バイアス電流、ノイズ、インピーダンスおよび容
量の基本的要件が満たされるのであれば、記載した構成
要素に代えていかなるトランジスタを用いてもよい。図
３の回路を形成するのに用いることができる新しいタイ
プの真空管が存在する。
したがって、本発明の範囲は上述の説明によってでは
なく添付の請求の範囲によって定義される。クレームの
均等物の意味および範囲内にある、ここで記載された実
施例に対する変形はすべて本発明の範囲内に包含され
る。
なく添付の請求の範囲によって定義される。クレームの
均等物の意味および範囲内にある、ここで記載された実
施例に対する変形はすべて本発明の範囲内に包含され
る。
フロントページの続き (72)発明者 ヒグビー，ジョン・エイ アメリカ合衆国、93065 カリフォルニ ア州、スィミ・バレー、ラ・パズ・コー ト、８ (72)発明者 タザルテス，ジャッケ・エイ アメリカ合衆国、90211 カリフォルニ ア州、ビバリー・ヒルズ、スウォール・ ドライブ、216 (72)発明者 フラム，ユエルゲン・ケー・ピー アメリカ合衆国、91356 カリフォルニ ア州、タルザナ、ウェルズ・ドライブ、 18531 (72)発明者 マーク，ジョン・ジー アメリカ合衆国、91108 カリフォルニ ア州、パサデナ、スィエラ・ボニータ・ レーン、1640 (56)参考文献 特開 平１−220904（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−260834（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−291733（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01J 1/44 G01C 19/72
Claims (6)
- 【請求項１】入射光信号を受ける光検出器（44）と、前
記光検出器の出力に応答して前記光信号の強度を示す電
気信号を発生する低ノイズ増幅器手段とを備える光学レ
シーバ（40）であって、 前記低ノイズ増幅器手段は、 前記光検出器の出力信号を受取りかつバッファ出力信号
を発生するように接続された超低容量の差動入力段（42
A,42B）と、 前記差動入力段（42B）に接続されて、前記差動入力段
（42B）から前記バッファ出力信号を駆動信号として受
取りかつ前記電気信号を出力する、低ノイズおよび超広
帯域幅を有する演算増幅器（84）とを含み、 前記差動入力段は、 前記光検出器（44）に接続されかつ前記光検出器（44）
によってブートストラップされた第１のトランジスタ
（46）を有する活性回路（42B）を含み、前記第１のト
ランジスタは単位利得を有する第１の利得バッファとし
て機能し、前記活性回路（42B）はさらに、前記第１の
利得バッファの出力と前記演算増幅器との間に接続され
て前記第１の利得バッファの出力をバイアスネットワー
クからの寄生容量性負荷から分離する第１の電圧フォロ
アとして構成された第２のトランジスタ（48）を有し、 基準電位に接続された入力を有する第３のトランジスタ
（70）を有する基準回路（42A）をさらに含み、前記第
３のトランジスタ（70）は単位利得を有する第２の利得
バッファとして機能し、前記基準回路（42A）はさら
に、前記第２の利得バッファの出力と前記演算増幅器
（84）との間に接続された第２の電圧フォロアとして構
成された第４のトランジスタ（74）を有することを特徴
とする、光学レシーバ。 - 【請求項２】寄生容量性負荷から前記第１および第２の
利得バッファをそれぞれ分離するように、前記第１の利
得バッファの出力に接続された第１の抵抗器（50）と、
前記第２の利得バッファの出力に接続された第２の抵抗
器（64）とをさらに含む、請求項１に記載の光学レシー
バ。 - 【請求項３】前記演算増幅器（84）の入力と出力との間
に接続され、開ループ利得において進み一遅れネットワ
ークを与える抵抗性−容量性ネットワーク（62,64）を
さらに含む、請求項１または２に記載の光学レシーバ。 - 【請求項４】前記演算増幅器（84）の出力と前記光検出
器（44）の端子との間に接続され、高いトランスインピ
ーダンス帯域幅を発生し、かつ出力信号における高周波
ノイズを低減するトランスインピーダンスネットワーク
（86）をさらに含む、請求項１から３のいずれかに記載
の光学レシーバ。 - 【請求項５】前記第１の利得バッファ（46）の入力と前
記第１の電圧フォロア（48）の出力との間に接続される
第１のブートストラッピングキャパシタ（52）と、前記
第２の利得バッファ（70）の入力と前記第２の電圧フォ
ロア（74）の出力との間に接続される第２のブートスト
ラッピングキャパシタ（90）とをさらに含む、請求項１
から４のいずれかに記載の光学レシーバ。 - 【請求項６】前記第１のトランジスタ（46）は、ゲー
ト、ソースおよびドレインを有する第１のJFETを含み、
前記光検出器は、前記第１のJFETの前記ゲートと前記ソ
ースとの間に接続され、前記第２のトランジスタ（48）
は、前記第１のJFETの前記ソースおよび前記光検出器に
接続された第１のバイポーラ接合型トランジスタを含
み、前記第１のバイポーラ接合型トランジスタのエミッ
タは、前記演算増幅器の第１の入力に接続され、前記第
３のトランジスタ（70）は、ゲート、ソースおよびドレ
インを有する第２のJFETを含み、前記第４のトランジス
タ（74）はエミッタ、コレクタおよびベースを有する第
２のバイポーラ接合型トランジスタを含み、前記第２の
バイポーラ接合型トランジスタの前記コレクタは、前記
第１のバイポーラ接合型トランジスタの前記コレクタに
接続され、前記第２のバイポーラ接合型トランジスタの
エミッタは、前記演算増幅器の第２の入力に接続され、
かつ前記第２のバイポーラ接合型トランジスタのベース
は、前記第２のJFETの前記ソースに接続される、請求項
１から５のいずれかに記載の光学レシーバ。
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| US08/279,509 US5521555A (en) | 1994-07-25 | 1994-07-25 | Ultra low noise optical receiver |
| US08/279,509 | 1994-07-25 | ||
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