JP2657715B2 - トランスインピーダンス差動増幅器 - Google Patents
トランスインピーダンス差動増幅器Info
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- JP2657715B2 JP2657715B2 JP4509930A JP50993092A JP2657715B2 JP 2657715 B2 JP2657715 B2 JP 2657715B2 JP 4509930 A JP4509930 A JP 4509930A JP 50993092 A JP50993092 A JP 50993092A JP 2657715 B2 JP2657715 B2 JP 2657715B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45376—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using junction FET transistors as the active amplifying circuit
- H03F3/45394—Pl types
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
- H03F3/082—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with FET's
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の分野 本発明は広帯域受信機に用いられるプリアンプ回路に
関する。より詳細には、光ファイバ伝送システムに使わ
れるオプトエレクトロニック受信機に採用されるトラン
スインピーダンス増幅回路に関する。
関する。より詳細には、光ファイバ伝送システムに使わ
れるオプトエレクトロニック受信機に採用されるトラン
スインピーダンス増幅回路に関する。
発明の背景 データ、ビデオ、高品位テレビジョンのような高速デ
ジタル通信サービスに対する需要は今日増大している。
こうしたサービスを提供するため、マルチギガビット／
秒級で動作する伝送システムが広帯域の能力をもつ光伝
送システムの開発を主に行っている技術者たちによって
開発されている。このような高速光伝送システムには、
光信号を受信し、電気信号を出力する機能をもった広帯
域受信機が必要である。受信した光信号を電気信号出力
に変換するためのプリアンプとしてトランスインピーダ
ンス増幅器が光受信機の応用に広く使われている。しか
し従来のトランスインピーダンス増幅回路の帯域性能は
埋め込みトランジスタの帯域のある一部に限定されたも
のとなっている。
ジタル通信サービスに対する需要は今日増大している。
こうしたサービスを提供するため、マルチギガビット／
秒級で動作する伝送システムが広帯域の能力をもつ光伝
送システムの開発を主に行っている技術者たちによって
開発されている。このような高速光伝送システムには、
光信号を受信し、電気信号を出力する機能をもった広帯
域受信機が必要である。受信した光信号を電気信号出力
に変換するためのプリアンプとしてトランスインピーダ
ンス増幅器が光受信機の応用に広く使われている。しか
し従来のトランスインピーダンス増幅回路の帯域性能は
埋め込みトランジスタの帯域のある一部に限定されたも
のとなっている。
ここで以下の説明を分かりやすくするため、帯域の性
能に関する技術用語２つにつき定義しておくことが重要
である。第１のものは回路またはデバイスの信号応答が
ピーク時の応答より3dB下がったときの周波数である。
第２のものは回路またはデバイスが何らの利得も生じな
いとき（0 dB）の周波数、つまり単一利得カットオフ周
波数と呼ばれるものでf1で表される。従来のトランスイ
ンピーダンス増幅器ではf-3dBは関係式1/2πRCで定義さ
れる特性によって決定される。ここでＲは帰還抵抗、Ｃ
はアクティブトランジスタのゲート（またはベース）の
入力容量値である。f-3dBは埋め込みトランジスタのf1
より大たり得ず、実際には少なくともファクタＡ（オー
プンループ電圧利得）だけf1より低いのが普通である。
したがって従来のトランスインピーダンス増幅器の帯域
能力を改善するため、開発者がＲまたはＣを最小にしよ
うとするか、またはその回路に使われる埋め込みトラン
ジスタの技術を改善しなければならなかった。しかしＲ
値を減少させれば外界のノイズに対する回路の感度を増
大させてしまうことになり、また回路の利得を減少さ
せ、それによって回路の所期の機能の効果を小さなもの
にしてしまう。入力ゲートの容量（Ｃ）の値は、使用さ
れるトランジスタの特性であり、入力ソースがトランジ
スタのゲートに容量的に結合されるかどうかである。従
来の個別部品のトランスインピーダンス増幅器において
は、容量結合はFFTトランジスタのゲート及びバイポー
ラトランジスタのベースを静電気放電（ESD）から保護
するために使われている。したがって直接的な結合設計
を採用することによってＣを減少させようとする努力は
回路の信頼性に関して問題を惹起するものとなってい
る。そうでなければＣ値は使用されるトランジスタの関
数なのであるから、Ｃを最小にすることによって帯域を
改善するためには採用されるトランジスタ技術を変更す
るか改善することが要求される。
能に関する技術用語２つにつき定義しておくことが重要
である。第１のものは回路またはデバイスの信号応答が
ピーク時の応答より3dB下がったときの周波数である。
第２のものは回路またはデバイスが何らの利得も生じな
いとき（0 dB）の周波数、つまり単一利得カットオフ周
波数と呼ばれるものでf1で表される。従来のトランスイ
ンピーダンス増幅器ではf-3dBは関係式1/2πRCで定義さ
れる特性によって決定される。ここでＲは帰還抵抗、Ｃ
はアクティブトランジスタのゲート（またはベース）の
入力容量値である。f-3dBは埋め込みトランジスタのf1
より大たり得ず、実際には少なくともファクタＡ（オー
プンループ電圧利得）だけf1より低いのが普通である。
したがって従来のトランスインピーダンス増幅器の帯域
能力を改善するため、開発者がＲまたはＣを最小にしよ
うとするか、またはその回路に使われる埋め込みトラン
ジスタの技術を改善しなければならなかった。しかしＲ
値を減少させれば外界のノイズに対する回路の感度を増
大させてしまうことになり、また回路の利得を減少さ
せ、それによって回路の所期の機能の効果を小さなもの
にしてしまう。入力ゲートの容量（Ｃ）の値は、使用さ
れるトランジスタの特性であり、入力ソースがトランジ
スタのゲートに容量的に結合されるかどうかである。従
来の個別部品のトランスインピーダンス増幅器において
は、容量結合はFFTトランジスタのゲート及びバイポー
ラトランジスタのベースを静電気放電（ESD）から保護
するために使われている。したがって直接的な結合設計
を採用することによってＣを減少させようとする努力は
回路の信頼性に関して問題を惹起するものとなってい
る。そうでなければＣ値は使用されるトランジスタの関
数なのであるから、Ｃを最小にすることによって帯域を
改善するためには採用されるトランジスタ技術を変更す
るか改善することが要求される。
トランスインピーダンス増幅器の帯域性能を改善する
１方法は、モノリジックトランスインピーダンスデバイ
スを作ることである。このようなデバイスは容量結合の
必要性を無用にするもので、それによってＣ値を減少さ
せる。それだけでなくモノリシックデバイスはまた相互
結合した寄生容量を最小にするもので、この最小化で帯
域性能を改善することができる（Meyer,Blauschild,“A
Wide−band Low−noise Monolithic Transimpe dance
Amplifier", IEEE Journal of Solid State Circuits,
Vol SC−21, No.4, August 1986参照）。別の方法は、
帯域性能の改善に効果をもたらすモノリシック構造内の
デバイス技術の帯域を改善することである。このような
デバイスの１例としてChangらが開示したようなInAlAs/
InGaAsのヘテロ構造を使ったシングルエンドの高性能ト
ランスインピーダンス増幅器がある。（“A 3 GHz Tran
simpedance OEIC Receiver for 1.3−1.55 μ−m Fiber
−Optic Systems", G−K, Chang, W.P.Honig, J.L.Giml
ett R.Bhat, C.K.Nguyen, G.Sasaki, and J.C.Young, I
EEE Photonics Letter, Vol.2,No.3, March 1990）しか
し従来技術のこれらの例ではf-3dBは埋め込みトランジ
スタのf1よりなお相当に低くなっている。
１方法は、モノリジックトランスインピーダンスデバイ
スを作ることである。このようなデバイスは容量結合の
必要性を無用にするもので、それによってＣ値を減少さ
せる。それだけでなくモノリシックデバイスはまた相互
結合した寄生容量を最小にするもので、この最小化で帯
域性能を改善することができる（Meyer,Blauschild,“A
Wide−band Low−noise Monolithic Transimpe dance
Amplifier", IEEE Journal of Solid State Circuits,
Vol SC−21, No.4, August 1986参照）。別の方法は、
帯域性能の改善に効果をもたらすモノリシック構造内の
デバイス技術の帯域を改善することである。このような
デバイスの１例としてChangらが開示したようなInAlAs/
InGaAsのヘテロ構造を使ったシングルエンドの高性能ト
ランスインピーダンス増幅器がある。（“A 3 GHz Tran
simpedance OEIC Receiver for 1.3−1.55 μ−m Fiber
−Optic Systems", G−K, Chang, W.P.Honig, J.L.Giml
ett R.Bhat, C.K.Nguyen, G.Sasaki, and J.C.Young, I
EEE Photonics Letter, Vol.2,No.3, March 1990）しか
し従来技術のこれらの例ではf-3dBは埋め込みトランジ
スタのf1よりなお相当に低くなっている。
以上述べてきたことに鑑み、本発明の目的は埋め込み
トランジスタの帯域以下に増幅器の帯域を目に見えて制
限することのないトランスインピーダンス増幅の回路構
成を提供することにある。また、改善された雑音耐力の
性能を改善したトランスインピーダンス増幅器回路構造
を提供することも目的である。さらにまた、トランジス
タのゲート（またはベース）に入力ソースを直接結合す
ることにより引き起こされる信頼性低下の問題を取り除
くことにもある。
トランジスタの帯域以下に増幅器の帯域を目に見えて制
限することのないトランスインピーダンス増幅の回路構
成を提供することにある。また、改善された雑音耐力の
性能を改善したトランスインピーダンス増幅器回路構造
を提供することも目的である。さらにまた、トランジス
タのゲート（またはベース）に入力ソースを直接結合す
ることにより引き起こされる信頼性低下の問題を取り除
くことにもある。
発明の概要 本発明によればトランスインピーダンス増幅器は差動
増幅器構造に作られ、そこではアクティブトランジスタ
がゲート接地（ベース）カスケード増幅器としてソース
（エミッタ）電極間を接続した入力ソースとした信号検
出器に接続される。信号検出器は回路に入力電流を供給
し、その回路は大きさは等しいが位相が180度異なる２
つの変化し続ける出力電圧を作る。信号検出器を正しく
バイアスするため２つの並列回路間にある程度のDC電圧
差動を供給する一方、その差動ペアの各並列回路にほぼ
同一のDC電流を維持し、対称なAC応答を作るように差動
増幅回路構成における差動ペアが設計されているのが、
本発明のもう一つの面である。この設計は、差動増幅器
中の差動ペア間に対称性を要求する従来の考え方とは逆
のものである。
増幅器構造に作られ、そこではアクティブトランジスタ
がゲート接地（ベース）カスケード増幅器としてソース
（エミッタ）電極間を接続した入力ソースとした信号検
出器に接続される。信号検出器は回路に入力電流を供給
し、その回路は大きさは等しいが位相が180度異なる２
つの変化し続ける出力電圧を作る。信号検出器を正しく
バイアスするため２つの並列回路間にある程度のDC電圧
差動を供給する一方、その差動ペアの各並列回路にほぼ
同一のDC電流を維持し、対称なAC応答を作るように差動
増幅回路構成における差動ペアが設計されているのが、
本発明のもう一つの面である。この設計は、差動増幅器
中の差動ペア間に対称性を要求する従来の考え方とは逆
のものである。
差動増幅器は帰還を採用していないから、本発明では
gm/2πＣという特性でその帯域が決定されるここでg
mは、アクティブトランジスタへのソース（エミッタ）
の入力アドミッタンス、Ｃはゲート容量である。入力イ
ンピーダンス（1/gm）は従来の構成で用いられた帰還抵
抗値より常にかなり小さいので、帯域能力を著しく増大
させる。また、本発明では従来技術と同様出力電圧はト
ランジスタ電流の利得に依存していないので、この発明
の回路はそこに使うトランジスタの単一利得カットオフ
周波数近くで動作することができる。さらに、本発明に
おける入力信号はゲート（またはベース）電極ではな
く、アクティブトランジスタのソース（またはエミッ
タ）電極に接続されているので、容量結合は不要で、ゲ
ート（ベース）の感度に起因する信頼性の問題は解消さ
れている。したがって本発明は従来技術構造の帯域や性
能の限界を解消するものとなっている。
gm/2πＣという特性でその帯域が決定されるここでg
mは、アクティブトランジスタへのソース（エミッタ）
の入力アドミッタンス、Ｃはゲート容量である。入力イ
ンピーダンス（1/gm）は従来の構成で用いられた帰還抵
抗値より常にかなり小さいので、帯域能力を著しく増大
させる。また、本発明では従来技術と同様出力電圧はト
ランジスタ電流の利得に依存していないので、この発明
の回路はそこに使うトランジスタの単一利得カットオフ
周波数近くで動作することができる。さらに、本発明に
おける入力信号はゲート（またはベース）電極ではな
く、アクティブトランジスタのソース（またはエミッ
タ）電極に接続されているので、容量結合は不要で、ゲ
ート（ベース）の感度に起因する信頼性の問題は解消さ
れている。したがって本発明は従来技術構造の帯域や性
能の限界を解消するものとなっている。
図面の簡単な説明 図１は本発明回路構成の機能モデルである。
図1aはバイポーラトランジスタを使った場合の図１の
機能モデルである。
機能モデルである。
図２は光波受信機に用いられた本発明回路構成の機能
モデルである。
モデルである。
図３は高速マイクロ波受信機に用いられた本発明回路
構成の機能モデルである。図４は本発明の回路構成の実
施例を示す。
構成の機能モデルである。図４は本発明の回路構成の実
施例を示す。
発明の詳細な説明 機能モデル 図１は電界効果トランジスタを用いた本発明回路構成
の機能モデルである。図１の電界効果トランジスタの代
わりにバイポーラトランジスタ30′を使った本発明につ
いては図1aに示してある。これは２つの並列した対称的
な回路101a、101bから構成される。各回路は出力ノード
15、トランジスタ30、及び電流源40と直列に接続された
抵抗部品たる負荷20からなる。トランジスタ30は３つの
電極31、32、33を有している。バイポーラトランジスタ
の場合には、図1aに示すように、電極31′はコレクタと
して、電極32′はエミッタとして、電極33′はベースと
して知られている。電界効果トランジスタの場合は、図
１に示すように、電極31はドレイン、電極32はソース、
電極33はゲートとして知られている。本発明はトランジ
スタ30として用いられるトランジスタのタイプ如何に依
存するものではない。
の機能モデルである。図１の電界効果トランジスタの代
わりにバイポーラトランジスタ30′を使った本発明につ
いては図1aに示してある。これは２つの並列した対称的
な回路101a、101bから構成される。各回路は出力ノード
15、トランジスタ30、及び電流源40と直列に接続された
抵抗部品たる負荷20からなる。トランジスタ30は３つの
電極31、32、33を有している。バイポーラトランジスタ
の場合には、図1aに示すように、電極31′はコレクタと
して、電極32′はエミッタとして、電極33′はベースと
して知られている。電界効果トランジスタの場合は、図
１に示すように、電極31はドレイン、電極32はソース、
電極33はゲートとして知られている。本発明はトランジ
スタ30として用いられるトランジスタのタイプ如何に依
存するものではない。
これら２つの回路101a、101bは３カ所で結合されてい
る。すなわちノード10と、ノード11と、それにノード12
a、12b間に接続された信号検出器50とである。各並列回
路101a、101b間に共通電位差を供給するためDC電圧をノ
ード10、11に印加する。またトランジスタ30に正しくバ
イアスし、ノード12a、12bで２つの並列回路101a、101b
間に電位差を確立するため、別途のDC電圧をノード13、
14に印加する。ノード10、11、13、14に印加されるDC電
圧の値は、選択されたトランジスタ30のパラメータとの
関係で、ノード12a、12b間の電位差が信号検出器50を正
しくバイアスするのに十分なものとされる。
る。すなわちノード10と、ノード11と、それにノード12
a、12b間に接続された信号検出器50とである。各並列回
路101a、101b間に共通電位差を供給するためDC電圧をノ
ード10、11に印加する。またトランジスタ30に正しくバ
イアスし、ノード12a、12bで２つの並列回路101a、101b
間に電位差を確立するため、別途のDC電圧をノード13、
14に印加する。ノード10、11、13、14に印加されるDC電
圧の値は、選択されたトランジスタ30のパラメータとの
関係で、ノード12a、12b間の電位差が信号検出器50を正
しくバイアスするのに十分なものとされる。
入力ノード10、11、13、14に印加される電圧は、バイ
ポーラトランジスタにとっては線形領域で、電界効果ト
ランジスタにとっては飽和領域で動作するように、すな
わち電圧変化があまりトランジスタ電流を変化させない
領域で動作するように、トランジスタ30をバイアスす
る。電流源40は各並列回路101a、101b内において等しい
DC電流を維持する。各並列回路101a、101bを通して等し
いDC電流は、各負荷20に同一の電圧降下をもたらす。し
たがって、もし外部から刺激がなければ、出力ノード15
a、15bで測られた電圧は等しい。しかし信号検出器50で
信号エネルギが検出されるとそれは、ノード12a、12bに
入力された電流に変換される。ノード12a、12bへ入力供
給された電流は、回路101aのノード10とノード12a間の
電流を増加させ、回路101bのノード10からノード12bへ
の電流量を減らす。その結果、回路101aの負荷20におけ
る電圧降下が増し、回路101bの負荷20への電圧降下が減
る。ノード15bで測定された出力電圧の変化は、信号検
出器で受信された信号伝送システムの信号パルスに応じ
て正のパルスとなる。また、ノード15aで測定された出
力電圧における変化は、受信された信号パルスに応じて
負のパルスとなる。ノード15a、15bで測定された電圧パ
ルスは、大きさは同じだが位相が180度ずれたものとな
る。
ポーラトランジスタにとっては線形領域で、電界効果ト
ランジスタにとっては飽和領域で動作するように、すな
わち電圧変化があまりトランジスタ電流を変化させない
領域で動作するように、トランジスタ30をバイアスす
る。電流源40は各並列回路101a、101b内において等しい
DC電流を維持する。各並列回路101a、101bを通して等し
いDC電流は、各負荷20に同一の電圧降下をもたらす。し
たがって、もし外部から刺激がなければ、出力ノード15
a、15bで測られた電圧は等しい。しかし信号検出器50で
信号エネルギが検出されるとそれは、ノード12a、12bに
入力された電流に変換される。ノード12a、12bへ入力供
給された電流は、回路101aのノード10とノード12a間の
電流を増加させ、回路101bのノード10からノード12bへ
の電流量を減らす。その結果、回路101aの負荷20におけ
る電圧降下が増し、回路101bの負荷20への電圧降下が減
る。ノード15bで測定された出力電圧の変化は、信号検
出器で受信された信号伝送システムの信号パルスに応じ
て正のパルスとなる。また、ノード15aで測定された出
力電圧における変化は、受信された信号パルスに応じて
負のパルスとなる。ノード15a、15bで測定された電圧パ
ルスは、大きさは同じだが位相が180度ずれたものとな
る。
もしこのトランスインピーダンス差動増幅回路が光受
信機に用いられたら、信号検出器50は光検出器となり、
信号伝送システムは光伝送システムとなろう。この光検
出器は金属−半導体−金属［matal−semiconductor−me
tal］（MSM）光検出器、またはＰ−Ｉ−Ｎホトダイオー
ドでもよい。もしＰ−Ｉ−Ｎホトダイオードが用いられ
るのであれば、回路101aから101bにかけて検出器に正の
バイアスを維持することが必要であるが、MSM光検出器
ではバイアスの極性は重要でない。図２は光受信機にＰ
−Ｉ−Ｎホトダイオード50′を使った場合の本発明を示
すものである。光ファイバ伝送システムからの光ファイ
バ60は光検出器50で終端し、同光検出器50に光学的に接
続される。受信した光信号は、トランスインピーダンス
差動増幅器への入力電流となり、該差動増幅器は上述し
たように、その入力電流に応じた出力電圧を出す。
信機に用いられたら、信号検出器50は光検出器となり、
信号伝送システムは光伝送システムとなろう。この光検
出器は金属−半導体−金属［matal−semiconductor−me
tal］（MSM）光検出器、またはＰ−Ｉ−Ｎホトダイオー
ドでもよい。もしＰ−Ｉ−Ｎホトダイオードが用いられ
るのであれば、回路101aから101bにかけて検出器に正の
バイアスを維持することが必要であるが、MSM光検出器
ではバイアスの極性は重要でない。図２は光受信機にＰ
−Ｉ−Ｎホトダイオード50′を使った場合の本発明を示
すものである。光ファイバ伝送システムからの光ファイ
バ60は光検出器50で終端し、同光検出器50に光学的に接
続される。受信した光信号は、トランスインピーダンス
差動増幅器への入力電流となり、該差動増幅器は上述し
たように、その入力電流に応じた出力電圧を出す。
また本発明は光受信機に限定されるものではない。回
路の構成はどんな高周波受信機にも適応可能である。信
号検出器50は高周波エネルギ検出器、例えばミリメート
ル波検出器のようなものでもあり得るし、信号伝送シス
テムは、マイクロ波伝送システムたり得る。図３は広帯
域マイクロ波受信機に使われたときの本発明を示す。高
周波導波路70はミリメートル波検出器50″に接続されて
いる。受信されたマイクロ波信号はトランスインピーダ
ンス差動増幅器への入力電流となる。そして該差動増幅
器は前述したように入力電流に応答した出力電圧を出
す。
路の構成はどんな高周波受信機にも適応可能である。信
号検出器50は高周波エネルギ検出器、例えばミリメート
ル波検出器のようなものでもあり得るし、信号伝送シス
テムは、マイクロ波伝送システムたり得る。図３は広帯
域マイクロ波受信機に使われたときの本発明を示す。高
周波導波路70はミリメートル波検出器50″に接続されて
いる。受信されたマイクロ波信号はトランスインピーダ
ンス差動増幅器への入力電流となる。そして該差動増幅
器は前述したように入力電流に応答した出力電圧を出
す。
各回路101a、101bは別々の電流源である必要はない。
そうではなく２つの電流源は、一つの電流源が回路101
a、101bでほぼ同じDC電流を維持する限り、ノード12a、
12bをノード11につなぐ一つの電流源に接続することが
できる。
そうではなく２つの電流源は、一つの電流源が回路101
a、101bでほぼ同じDC電流を維持する限り、ノード12a、
12bをノード11につなぐ一つの電流源に接続することが
できる。
本発明の回路構成は、本質的に周波数的に限定された
ものではない。理想的には周波数能力は埋め込みトラン
ジスタ30の周波数能力に近いのがよい。しかし検出器の
容量のインパクトや相互結合寄生容量のインパクトは、
その回路構成の性能を埋め込みトランジスタの単一電流
利得カットオフ周波数以下にある割合で減少させるので
ある。相互結合寄生は信号検出器50と他の回路部品を１
個のチップに集積することによって減らすことができ
る。
ものではない。理想的には周波数能力は埋め込みトラン
ジスタ30の周波数能力に近いのがよい。しかし検出器の
容量のインパクトや相互結合寄生容量のインパクトは、
その回路構成の性能を埋め込みトランジスタの単一電流
利得カットオフ周波数以下にある割合で減少させるので
ある。相互結合寄生は信号検出器50と他の回路部品を１
個のチップに集積することによって減らすことができ
る。
本発明回路の具体例 図４は電界効果トランジスタ（FET）と金属−半導体
−金属（MSM）光検出器を用いた本発明の実施例を示す
回路図である。本発明のこの実施例について説明するに
当たり、同一の回路部品を指すときは図１〜図４で使用
の符号と同一のものを用いている。図４は入力ノード1
0、11、13、14と、出力ノード15a、15bを示している。
図１のトランジスタ30は図４ではFET30a、30bとして示
されている。図１の２つの電流源手段40は図２で埋め込
み技術を示すために拡大されて電源40a、40bとして示さ
れている。
−金属（MSM）光検出器を用いた本発明の実施例を示す
回路図である。本発明のこの実施例について説明するに
当たり、同一の回路部品を指すときは図１〜図４で使用
の符号と同一のものを用いている。図４は入力ノード1
0、11、13、14と、出力ノード15a、15bを示している。
図１のトランジスタ30は図４ではFET30a、30bとして示
されている。図１の２つの電流源手段40は図２で埋め込
み技術を示すために拡大されて電源40a、40bとして示さ
れている。
FET30a、30bは100μｍチャネル幅、1.3μｍ長の高電
子移動度トランジスタ［high electron mobility trans
ister］（HEMT）である。0.7Vのバイアス電圧では単一
利得カットオフ周波数は14GHzである。MSM光検出器50′
は、大きな内部インピーダンスと低い漏れ電流の光でト
リガーされる電源である。抵抗器20a、20bは出力負荷で
ある。電流源40aは回路101a内のFET30aのゲートからノ
ード11への第三の電流路を有するトランジスタ401a、40
2aを直列配列してできている。この第三の電流路は２つ
のダイオード412、413と直列した抵抗器410からなる。
抵抗器410とダイオード412、413は、1.5Vの基準バイア
スをトランジスタ401a、401bのゲートで供給している。
電流源40bはトランジスタ401b、402bを直列配列してで
きている。トランジスタ401a、401b、および402a、402b
もFETである。そのうちのトランジスタ401は40μｍのチ
ャネル長、トランジスタ402は30μｍのチャネル幅であ
る。
子移動度トランジスタ［high electron mobility trans
ister］（HEMT）である。0.7Vのバイアス電圧では単一
利得カットオフ周波数は14GHzである。MSM光検出器50′
は、大きな内部インピーダンスと低い漏れ電流の光でト
リガーされる電源である。抵抗器20a、20bは出力負荷で
ある。電流源40aは回路101a内のFET30aのゲートからノ
ード11への第三の電流路を有するトランジスタ401a、40
2aを直列配列してできている。この第三の電流路は２つ
のダイオード412、413と直列した抵抗器410からなる。
抵抗器410とダイオード412、413は、1.5Vの基準バイア
スをトランジスタ401a、401bのゲートで供給している。
電流源40bはトランジスタ401b、402bを直列配列してで
きている。トランジスタ401a、401b、および402a、402b
もFETである。そのうちのトランジスタ401は40μｍのチ
ャネル長、トランジスタ402は30μｍのチャネル幅であ
る。
本発明の本実施例では正6VのDC源がノード10に印加さ
れ、負6VのDC源がノード11に印加される。負3VのDC源が
FET30bのゲートにノード14で印加され、FET30aのゲート
はノード13で接地される。しかし２電流源手段40a、40b
内で使うため選択したトランジスタ401a、401b、および
402a,402bの能力は、回路101a,101b内のDCバイアス電流
に十分な等化を行わない。これらはその動作特性がノー
ド12a,12bで必要なDC電圧安定性を供給するので選択さ
れた。ループ101a,101bのDCバイアス電流をさらに等化
し、入力から出力を分離するため、トランジスタ16a,16
bがノード15aと15b及びFET30aとFET30bとの間にカスケ
ード配列を追加された。これら２つのトランジスタは1.
5VのDC電圧源でバイアスされる。
れ、負6VのDC源がノード11に印加される。負3VのDC源が
FET30bのゲートにノード14で印加され、FET30aのゲート
はノード13で接地される。しかし２電流源手段40a、40b
内で使うため選択したトランジスタ401a、401b、および
402a,402bの能力は、回路101a,101b内のDCバイアス電流
に十分な等化を行わない。これらはその動作特性がノー
ド12a,12bで必要なDC電圧安定性を供給するので選択さ
れた。ループ101a,101bのDCバイアス電流をさらに等化
し、入力から出力を分離するため、トランジスタ16a,16
bがノード15aと15b及びFET30aとFET30bとの間にカスケ
ード配列を追加された。これら２つのトランジスタは1.
5VのDC電圧源でバイアスされる。
光検出器50′に当った光ファイバ60からの光波パルス
によって、その光検出器から電流が発生し、その電流が
回路101aのノード10、12a間の電流を増やし、回路101b
のノード10からノード12bへ流れる電流を減少させる。
その結果、回路101aの抵抗器20における電圧降下が増
え、回路101bの抵抗器20における電圧降下は減少する。
ノード15bでの出力電圧の変化を測定すると受け取った
光波パルスに応じた正パルスとなる。ノード15aでの出
力電圧の変化を測定すると受け取った光波パルスに応じ
た負パルスとなる。ノード15aとノード15bで測定した電
圧パルスは大きさが等しいが位相が180度ずれたものと
なる。本実施例ではトランジスタ16a,16bは40μｍのチ
ャネル長のHEMTである。この具体的な本実施例の作動帯
域はFET30a、30bの単一利得カットオフ周波数の約65％
である。もしサブミクロン級のゲートをもつトランジス
タを用いるなら、この回路の作動帯域はGHzレンジの10
倍台となろう。
によって、その光検出器から電流が発生し、その電流が
回路101aのノード10、12a間の電流を増やし、回路101b
のノード10からノード12bへ流れる電流を減少させる。
その結果、回路101aの抵抗器20における電圧降下が増
え、回路101bの抵抗器20における電圧降下は減少する。
ノード15bでの出力電圧の変化を測定すると受け取った
光波パルスに応じた正パルスとなる。ノード15aでの出
力電圧の変化を測定すると受け取った光波パルスに応じ
た負パルスとなる。ノード15aとノード15bで測定した電
圧パルスは大きさが等しいが位相が180度ずれたものと
なる。本実施例ではトランジスタ16a,16bは40μｍのチ
ャネル長のHEMTである。この具体的な本実施例の作動帯
域はFET30a、30bの単一利得カットオフ周波数の約65％
である。もしサブミクロン級のゲートをもつトランジス
タを用いるなら、この回路の作動帯域はGHzレンジの10
倍台となろう。
本発明に係る回路構成の原理は、ここに例示したもの
に限定されるものではないことを当業者なら明確に認識
する所である。これら例示のもの以外の実施例が容易に
構成され得る。
に限定されるものではないことを当業者なら明確に認識
する所である。これら例示のもの以外の実施例が容易に
構成され得る。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ギムレット、ジェームス ローレンス アメリカ合衆国、07733 ニュージャー ジー州、ホームデル、ハントリー ロー ド 18 (72)発明者 リウ、チンピン アメリカ合衆国、07701 ニュージャー ジー州、レッド バンク、ウエランド ロード 19 (56)参考文献 特開 昭55−156408（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−70305（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−14503（ＪＰ，Ａ)
Claims (8)
- 【請求項１】第１電源接続ノードおよび第２電源接続ノ
ードと、 該第１電源接続ノードと第２電源接続ノード間に、第１
抵抗、第１出力手段、第１トランジスタ、及び第１定電
流源手段が直列に接続された第１の回路と、 前記第１電源接続ノードと第２電源接続ノード間であっ
て前記第１回路に並列に、第２抵抗、第２出力手段、第
２トランジスタ、及び第２定電流源手段が直列に接続さ
れた第２の回路と、 前記第１トランジスタと第１定電流源手段との接続点と
第２トランジスタと第２定電流源手段との接続点との間
に直接に接続され、伝送システムから受けた受信信号に
応答する電流が流れ、前記第１出力手段および第２出力
手段各々に大きさが同一、極性が反対のAC応答を生成す
る信号検出器と、 該信号検出器に電位差を生成する前記トランジスタを含
む手段と、 を有することを特徴とするトランスインピーダンス差動
増幅回路。 - 【請求項２】上記信号検出器が光波伝送システムに光学
的に結合された光検出器であり、該光検出器は、前記光
波伝送システムから光波エネルギを受信して第１及び第
２トランジスタへの入力としての電流を生成し、一方の
出力手段における出力が他方の出力手段における出力と
大きさが同一で180度異なる位相の出力をもたらすもの
である請求項１のトランスインピーダンス差動増幅回
路。 - 【請求項３】上記信号検出器がマイクロ波伝送システム
に結合されたミリメータ波検出器であり、該ミリメータ
波検出器は、前記マイクロ波伝送システムから電波エネ
ルギを受信して第１及び第２トランジスタへの入力とし
ての電流を生成し、一方の出力手段における出力が他方
の出力手段における出力と大きさが同一で180度異なる
位相となる出力をもたらすものである請求項１のトラン
スインピーダンス差動増幅回路。 - 【請求項４】上記第１定電流源手段が、上記第１トラン
ジスタと上記第２電源接続ノードとの間にカスケードに
接続されている少なくとも１個の第３トランジスタおよ
び第４トランジスタを有し、上記第２定電流源手段が上
記第２トランジスタと上記第２電源接続ノードとの間に
カスケードに接続されている少なくとも１個の第５トラ
ンジスタおよび第６トランジスタを有することを特徴と
する請求項１のトランスインピーダンス差動増幅回路。 - 【請求項５】上記第１及び第２のトランジスタがバイポ
ーラトランジスタである請求項１のトランスインピーダ
ンス差動増幅回路。 - 【請求項６】上記第１及び第２のトランジスタが電界効
果トランジスタである請求項１のトランスインピーダン
ス差動増幅回路。 - 【請求項７】第１電源接続ノードおよび第２電源接続ノ
ードと、 第１抵抗、第１出力手段および第１トランジスタとを有
する前記ノード間の第１回路であって、前記第１トラン
ジスタが第１電極、バイアス手段に接続された第２電
極、および第３電極を備え、前記第１抵抗が前記第１電
源接続ノードと前記第１出力手段との間に接続され、前
記第１出力手段が前記第１トランジスタの前記第１電極
に接続されたものと、 第２抵抗、第２出力手段および第２トランジスタとを有
する前記ノード間の第２回路であって、前記第２トラン
ジスタが第１電極、第２電極、および第３電極を備え、
該第２電極が前記第１バイアス手段とは別の第２バイア
ス手段に接続されており、前記第２抵抗が前記第１電源
接続ノードと前記第２出力手段との間に接続され、前記
第２出力手段が前記第２トランジスタの前記第１電極に
接続されたものと、 光伝送システムから受信した光波エネルギを検出し電流
に変換する光伝送システムに光学的に接続された光検出
器であって、前記第１及び第２トランジスタの前記各第
３電極間に直接に接続され、前記第１、第２バイアス手
段に応答して電位差を有するものと、 前記第１回路と前記第２回路に等価電流を維持するため
該第１回路、第２回路を前記第２電源接続ノードに接続
する定電流源手段と、 を有するトランスインピーダンス差動増幅回路。 - 【請求項８】第１の共通電圧源に接続されたインピーダ
ンスのある負荷と、第１、第２および第３の電極を有す
るトランジスタと、第２の共通電圧源に接続された定電
流源手段とをそれぞれ直列に接続した一対の並列回路で
あって、前記負荷は前記第１電極に接続され、前記定電
流源手段は前記第３電極に接続され、前記第２電極各々
に別々のバイアス電圧が接続されるものと、 前記並列回路をブリッジし前記第３電極間に直接に連結
された光検出器であって、前記別々のバイアス電圧に応
答して電位差を有するものと、 前記トランジスタの第１電極の少なくとも１つに接続さ
れた出力手段と、 を有するトランスインピーダンス差動増幅回路。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/683,865 US5130667A (en) | 1991-04-11 | 1991-04-11 | Differential transimpedance amplifier |
| US683,865 | 1991-04-11 | ||
| PCT/US1992/000995 WO1992019039A1 (en) | 1991-04-11 | 1992-02-05 | Differential transimpedance amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06506805A JPH06506805A (ja) | 1994-07-28 |
| JP2657715B2 true JP2657715B2 (ja) | 1997-09-24 |
Family
ID=24745768
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4509930A Expired - Lifetime JP2657715B2 (ja) | 1991-04-11 | 1992-02-05 | トランスインピーダンス差動増幅器 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5130667A (ja) |
| EP (1) | EP0579751B1 (ja) |
| JP (1) | JP2657715B2 (ja) |
| CA (1) | CA2108019C (ja) |
| DE (1) | DE69231901T2 (ja) |
| WO (1) | WO1992019039A1 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5345073A (en) * | 1993-04-12 | 1994-09-06 | Bell Communications Research, Inc. | Very high speed optical receiver with a cascadable differential action feedback driver |
| US5387880A (en) * | 1993-10-20 | 1995-02-07 | Trw Inc. | Compact monolithic wide band HEMT low noise amplifiers with regulated self-bias |
| JPH08279717A (ja) * | 1995-04-07 | 1996-10-22 | Nec Corp | 光受信器の前置増幅回路 |
| FR2733098B1 (fr) * | 1995-04-11 | 1997-07-04 | Sgs Thomson Microelectronics | Amplificateur de courant |
| JPH098563A (ja) * | 1995-06-20 | 1997-01-10 | Nec Miyagi Ltd | 光受信前置増幅器 |
| US5815014A (en) * | 1996-06-28 | 1998-09-29 | The Whitaker Corporation | Transistor based frequency multiplier |
| GB2343943B (en) | 1998-11-18 | 2003-11-26 | Ericsson Telefon Ab L M | Detection circuit |
| CN100498837C (zh) * | 2004-05-10 | 2009-06-10 | 松下电器产业株式会社 | 虹彩注册方法、虹彩注册装置 |
| KR100795328B1 (ko) * | 2006-11-30 | 2008-01-21 | 삼성전자주식회사 | 정전기 방전 특성을 고려한 전계효과 트랜지스터의 모델링회로 |
| EP2518660B1 (en) | 2011-04-28 | 2018-12-26 | IDT Europe GmbH | Circuit and method for performing arithmetic operations on current signals |
| US9244179B2 (en) | 2011-12-06 | 2016-01-26 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Time-based digitizer for PET photodetector |
| DE102017111197A1 (de) | 2017-05-23 | 2018-11-29 | Sicoya Gmbh | Transimpedanzverstärker-Schaltung |
| WO2019050651A1 (en) * | 2017-09-08 | 2019-03-14 | Intel Corporation | LOW NOISE FRONTAL APPLICATION FOR CARDIAC FREQUENCY MONITOR USING PHOTOPLETHYSMOGRAPHY |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3338024A1 (de) * | 1983-10-20 | 1985-05-02 | Standard Elektrik Lorenz Ag, 7000 Stuttgart | Verstaerker mit strom-spannungswandlung, insbesondere vorverstaerker eines optischen empfaengers |
-
1991
- 1991-04-11 US US07/683,865 patent/US5130667A/en not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-02-05 CA CA002108019A patent/CA2108019C/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-02-05 WO PCT/US1992/000995 patent/WO1992019039A1/en active IP Right Grant
- 1992-02-05 DE DE69231901T patent/DE69231901T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-02-05 JP JP4509930A patent/JP2657715B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1992-02-05 EP EP92910687A patent/EP0579751B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0579751A1 (en) | 1994-01-26 |
| US5130667A (en) | 1992-07-14 |
| DE69231901D1 (de) | 2001-08-02 |
| EP0579751A4 (en) | 1997-02-26 |
| DE69231901T2 (de) | 2002-03-28 |
| WO1992019039A1 (en) | 1992-10-29 |
| CA2108019A1 (en) | 1992-10-12 |
| CA2108019C (en) | 1996-10-08 |
| JPH06506805A (ja) | 1994-07-28 |
| EP0579751B1 (en) | 2001-06-27 |
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