CN101771348B - 开关电源中间母线电压的调节方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关电源中间母线电压的调节方法及装置，所述开关电源包含DC/DC变换器和AC/DC变换器，所述方法包括如下步骤：检测开关电源的输出电压V_out；根据DC/DC变换器的直流增益公式和开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC；如果V_PFCmin≤V_PFC≤V_PFCmax，V_PFC值不变；如果V_PFC＜V_PFCmin，使V_PFC＝V_PFCmin；如果V_PFC＞V_PFCmax，使V_PFC＝V_PFCmax；其中V_PFCmin是AC/DC变换器允许的最小输出电压，V_PFCmax是AC/DC变换器允许的最大输出电压。本发明能减少DC/DC变换器的工作频率或者占空比调节范围，从而改善开关电源的性能。

Description

开关电源中间母线电压的调节方法及装置

技术领域

本发明涉及一种开关电源中间母线电压的调节方法，本发明还涉及一种开关电源中间母线电压的调节装置。

背景技术

如图1所示，常用开关电源一般由AC/DC变换器实现输入交流V_in到直流V_PFC的变换，再通过第二级的DC/DC变换器实现V_PFC到V_out的DC/DC变换。

第二级DC/DC变换器常常采用全桥移相、双管正激，LLC等电路，在设计的过程中，通常都将电源额定输出点设计在最佳工作状态，但是通常电源都有一定的输出电压范围要求，当输出电压偏离额定输出电压时，模块的工作状态也会偏离最佳工作状态，出现恶化，例如双管正击电路，当输出电压减少时，DC/DC变换器的开关导通占空比就要减少，对于PWM电路，占空比的减少势必增加电源损耗，使电源的性能变差。同样LLC谐振变换器虽然大部分情况工作在PFM状态，但是也存在输出电压偏离额定工作电压而导致电源性能变差的情况，下面以LLC谐振变换器为例进行较详细的阐述。

LLC谐振变换器作为DC/DC变换器拓扑，与其他如全桥移相、双管正激，甚至全桥、半桥硬开关相比，在合理的设计条件下，能够使输出范围更宽，将额定输出电压V_outnormal工作频率设计为约等于LLC谐振频率f_r，几乎全负载范围实现ZVS，副边整流二极管自然过零，几乎没有反向恢复，正弦电流波形使开关频率的高次谐波分量很小，由此造成的辐射问题大大减轻，有利于EMI的设计。但是，当输出电压要求在V_outmin<V_outnormal<V_outmax内可调时，LLC变换器的工作频率和工作状态将会偏离谐振点。

在以往的开关电源中，AC/DC变换器的输出电压大都采用固定电压输出作为DC/DC环节的输入，或者在固定电压输出的基础上，在某个别工作点将AC/DC变换器电压调高，这种AC/DC变换器调压方式，没有充分发挥DC/DC变换器的最佳工作性能，从而达到提高开关电源的整体性能的目的。

发明内容

本发明所要解决的技术问题就是为了克服以上的不足，提出了一种开关电源中间母线电压的调节方法及装置，能改善开关电源的整体性能。

本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：

一种开关电源中间母线电压的调节方法，所述开关电源包含DC/DC变换器和AC/DC变换器，所述调节方法包括如下步骤：第一步：检测开关电源的输出电压V_out；第二步：根据DC/DC变换器的直流增益公式和开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC；第三步：如果V_PFCmin≤V_PFC≤V_PFCmax，V_PFC值不变；如果V_PFC<V_PFCmin，使V_PFC＝V_PFCmin；如果V_PFC>V_PFCmax，使V_PFC＝V_PFCmax；其中V_PFCmin是AC/DC变换器允许的最小输出电压，V_PFCmax是AC/DC变换器允许的最大输出电压。

还包括第四步：检测开关电源的交流电压峰值V_in，如果V_PFC不变；否则使

其中ΔV是测量误差，ΔV≥0。

所述第二步中，所述直流增益公式为其中f_s为DC/DC变换器开关管工作频率，D为DC/DC变换器开关管导通占空比。

所述DC/DC变换器为LLC变换器；针对半桥LLC变换器，所述第二步中：所述直流增益公式为 $M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}};$ 针对全桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{1}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}},$ 其中： $Q_s=\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2{P}_o}{8n^2{V_{\mathrm{out}}}^2}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}}$ 为LLC变换器的输出阻抗，n为LLC变换器的变压器原副边匝比，L_r为LLC变换器的谐振电路谐振电感感量，L_m为LLC变换器的变压器励磁电感感量，f_r为LLC谐振频率，f_s取值为0.5*f_Snormal～1.5*f_Snormal中某一值，f_Snormal为开关电源额定输出时LLC变换器开关管工作频率，P_o为开关电源的输出功率，C_r为LLC变换器的谐振电路谐振电容容量。

所述DC/DC变换器为双管正击电路或移相全桥变换器，其直流增益公式为：

其中n为DC/DC变换器的原副边的匝比，D取值为0.8*D_normal～1.2*D_normal中某一值，所述D_normal为开关电源额定输出时DC/DC变换器的开关管导通占空比。

所述第二步中具体为根据DC/DC变换器直流增益公式的拟合曲线及开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC。

一种开关电源中间母线电压的调节装置，所述开关电源包含AC/DC变换器和DC/DC变换器，所述调节装置包括如下单元：开关电源的输出电压检测单元：用于检测开关电源的输出电压V_out；V_PFC电压获取单元：用于根据DC/DC变换器的直流增益公式和开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC；第一调节单元：用于调节V_PFC，所述调节单元的调节方法为：如果V_PFCmin≤V_PFC≤V_PFCmax，V_PFC值不变；如果V_PFC<V_PFCmin，使V_PFC＝V_PFCmin；如果V_PFC>V_PFCmax，使V_PFC＝V_PFCmax；其中V_PFCmin是AC/DC变换器允许的最小输出电压，V_PFCmax是AC/DC变换器允许的最大输出电压。

所述的开关电源中间母线电压的调节装置还包括第二调节单元：用于检测开关电源的交流电压峰值V_in并做如下调节：如果

V_PFC不变；否则使

其中ΔV是测量误差，ΔV≥0。

所述直流增益公式为

其中f_s为DC/DC变换器开关管工作频率，D为DC/DC变换器开关管导通占空比。

所述DC/DC变换器为LLC变换器；针对半桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}};$ 针对全桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{1}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}},$ 其中：

为LLC变换器的输出阻抗，n为LLC变换器的变压器原副边匝比，L_r为LLC变换器的谐振电路谐振电感感量，L_m为LLC变换器的变压器励磁电感感量，f_r为LLC谐振频率，f_s取值为0.5*f_Snormal～1.5*f_Snormal中某一值，f_Snormal为开关电源额定输出时LLC变换器开关管工作频率，P_o为开关电源的输出功率，C_r为LLC变换器的谐振电路谐振电容容量。

所述DC/DC变换器为双管正击电路或移相全桥变换器，其直流增益公式为：

其中n为DC/DC变换器的原副边的匝比，D取值为0.8*D_normal～1.2*D_normal中某一值，所述D_normal为开关电源额定输出时DC/DC变换器的开关管导通占空比。

所述V_PFC电压获取单元是根据DC/DC变换器直流增益公式的拟合曲线及开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC。

本发明与现有技术对比的有益效果是：本发明根据输出电压调节中间母线电压，使开关电源的DC/DC变换器最大限度工作在最佳工作点附近，减少DC/DC变换器的工作频率或者占空比调节范围，从而改善开关电源的性能。本发明的还考虑输入电压的影响，保证电压调节可以实现。

附图说明

图1常用开关电源的结构框图；

图2是对称半桥LLC变换器基本结构电路图；

图3是变换器额定工作电压为54V的LLC变换器在额定电压54V时的谐振电流波形；

图4是变换器额定工作电压为54V的LLC变换器在低压42V时的谐振电流波形；

图5是本发明具体实施方式的流程示意图；

图6是AC/DC变换器调压曲线V_PFC/V_out在第一种情况下的示意图；

图7是AC/DC变换器调压曲线V_PFC/V_out在第二种情况下的示意图；

图8是AC/DC变换器调压曲线V_PFC/V_out在第三种情况下的示意图；

图9是AC/DC变换器调压曲线V_PFC/V_out在第四种情况下的示意图；

图10是AC/DC变换器电压和输入电压的关系示意图。

具体实施方式

下面通过具体的实施方式并结合附图对本发明做进一步详细说明。

如图2所示，以半桥LLC变换器为例，其近似直流增益公式如下式（1）所示：

$M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}}---\left(1\right)$

对于全桥LLC变换器，其近似直流增益公式如下式（2）所示：

$M=\frac{1}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}}---\left(2\right)$

其中：为LLC变换器的输出阻抗，n为LLC变换器的变压器原副边匝比，L_r为LLC变换器的谐振电路谐振电感感量，L_m为LLC变换器的变压器励磁电感感量，f_r为LLC谐振频率，f_s为变换器开关管工作频率。

当LLC变换器的谐振电路的器件参数确定时，其直流增益公式就只有工作频率f_s一个变量，LLC的谐振电路的增益公式就可以简化为：M₁＝f₁(f_S)。

从公式（1），（2）可以看到，当要求的输出电压升高时，需要降低工作频率，而要求的输出电压降低时，需要提高工作频率。由于频率的变化，变换器器件应力，例如谐振电感L_r的电流，谐振电容C_r1、C_r2的电压，变压器的励磁电流和传输电流都会发现相应的变化，给设计带来一定的困难，特别是磁性器件的设计，主要表现在下面几个方面。

1)输出电压升高，工作频率降低时：

在主功率器件中，谐振电容的电压（以图2所示的对称半桥LLC变换器为例）为：

$V_{\mathrm{cr}\max }=\frac{V_{\mathrm{pfc}}}{2}+\frac{\sqrt{2}{I}_{\mathrm{rrms}}}{2\mathrm{\&pi;}{C}_r{f}_s}---\left(3\right)$

其中V_crmax为谐振电容Cr1、Cr2能达到的最大电压，C_r为谐振电容Cr1、Cr2的容值和，C_r＝Cr1+Cr2，I_rrms为谐振电感电流有效值。

从上面的公式可以看出，在电路谐振参数确定的情况下，谐振电容上的电压是和电路的工作频率成反比，所以在最大输出电压时，谐振电容电压比额定输出时要高。

同样，变压器的热设计是LLC变换器的一个难点，而这主要体现在输出电压最高（工作频率最低）时，因为：

$B_{\max }=\frac{\mathrm{Vout}+V_F}{2N_s{A}_e{f}_s}$

其中：B_max为变压器工作磁通，V_F为输出二极管D1或D2上的压降，N_s输出绕组匝数，A_e为磁芯截面积。

而磁芯的损耗为：

$P_{\mathrm{core}}=P_{\mathrm{cv}}{V}_e{\left(\frac{f_s}{f_e}\right)}^a{\left(\frac{B_{\max }}{B_e}\right)}^b$

$=P_{\mathrm{cv}}{V}_e\frac{{(V_o+V_F)}^b}{{f_e}^a{B}_e^b{\left(2N_s{A}_e\right)}^b}{f_s}^{(a-b)}$

其中P_core为磁芯损耗，P_cv为磁芯材质单位体积损耗，V_e为磁芯体积，a为磁芯材质损耗频率系数，b为磁芯材质损耗磁通系数，f_e和B_e分别为磁芯给定单位体积损耗P_cv处的工作频率和工作磁通。

由于磁芯的损耗特性中b≥a，所以从上面的公式可以看出，磁芯的损耗随输出电压单调增加，随工作频率f_s单调减少，所以，在输出电压升高时，磁芯温度会上升，增加热设计的困难。

2)输出电压降低时，工作频率升高：

LLC变换器在输出电压降低时，需要提高工作频率，首先谐振电感的电流波形会发生非正弦畸变。图3是变换器额定工作电压为54V的LLC变换器在额定电压54V（谐振点）时的谐振电流波形，图4是变换器额定工作电压为54V的LLC变换器在低压42V时的谐振电流波形。从图3、图4中可以发现：工作频率升高会使谐振电流高频谐波含量迅速上升，谐振电感和变压器的绕组交流损耗增大，增加热设计的困难。

其次，LLC变换器由于自身的工作特性，都要结合脉冲频率调制（PFM）和脉冲宽度调制（PWM）两种工作模式，实现低压轻载下的输出调节。在采用数字控制的LLC变换器中，由于数字信号处理器（DSP）工作频率和资源的限制，电路的最高工作频率将会受到限制，这样使数字控制的LLC变换器在低压输出时更加容易达到最大工作频率而进入PWM状态。而LLC的PWM工作状态将会遇到两个重要的问题：LLC变换器PWM工作状态的非单调性，LLC变换器PWM态硬开关。当变换器到达最大工作频率后，进一步减少负载或输出电压，电路就开始进入PWM态，由于此时的输出功率可能还比较大，电路在PWM态下，开关管、谐振电感的温升可能上升的很高，使设计遇到困难。

从公式（1），（2）可以看出，如果在要求的输出电压升高时，提高V_PFC，这样相对V_PFC不变时，就可以降低要求的直流增益M从而提高工作频率，降低谐振电容电压和变压器的工作磁通；在输出电压降低时，降低AC/DC变换器电压，就可以降低工作频率，减少谐振电感的损耗，也可以使电路进入PWM态出现的输出电压更低，负载更轻，从而改善开关管的损耗。

对于其他的PWM型DC/DC变换器，同样也存在AC/DC变换器电压到输出电压的增益公式，例如双管正击电路和移相全桥的变换器的直流增益公式为：

其中n为DC/DC变换器的原副边的匝比，D为DC/DC变换器的开关管导通占空比。

当电路参数确定时，N是定值，直流增益可以表示为

当输出电压V_out变化时，可以调节V_PFC以保持直流增益M不变，从而使D近似不变。

本发明提出了一种AC/DC变换器中间母线电压随输出电压变化的AC/DC变换器电压调节方案，根据输出电压的大小调节AC/DC变换器中间母线电压，从而最大限度将变换器LLC电路工作在谐振点附近，减少LLC电路的调频宽度，从而改善变换器的性能。具体方法下面将做进一步描述。

如图5所示，一种开关电源中间母线电压的调节方法，所述开关电源包含DC/DC变换器和AC/DC变换器，所述调节方法包括如下步骤：

第一步：检测开关电源的输出电压Vout。开关电源的输出电压范围为：V_outmin～V_outmax。

第二步：根据DC/DC变换器的直流增益公式和开关电源的输出电压Vout获取电压V_PFC。

将开关电源要求的任一输出电压V_out，DC/DC变换器开关管的某一工作频率f_s和DC/DC变换器开关管的某一导通占空比D代入DC/DC变换器V_PFC到V_out增益公式，得到电压V_PFC。

所述直流增益公式为 $M=\frac{V_{\mathrm{out}}}{V_{\mathrm{PFC}}}=f(f_S,D)---\left(7\right)$

其中，f_s取值为0.5*f_Snormal～1.5*f_Snormal中某一值，，优选取值为f_Snormal，所述f_Snormal为开关电源额定输出时LLC变换器开关管工作频率；D取值为0.8*D_normal～1.2*D_normal中某一值，优选取值为D_normal，所述D_normal为开关电源额定输出时DC/DC变换器的开关管导通占空比。

由上述直流增益公式可知： $V_{\mathrm{PFC}}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{M}=\frac{V_{\mathrm{out}}}{f(f_S,D)}.$

DC/DC变换器工作在调频状态，D就是常数，工作在调宽状态，f_s就是常数，DC/DC变换器工作在同时调频和调宽状态，f_s和D都是变量。

针对半桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}};$ 针对全桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{1}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}},$ 其中： $Q_s=\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2{P}_o}{8n^2{V_{\mathrm{out}}}^2}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}}$ 为LLC变换器的输出阻抗，n为LLC变换器的变压器原副边匝比，L_r为LLC变换器的谐振电路谐振电感感量，L_m为LLC变换器的变压器励磁电感感量，f_r为LLC谐振频率；此处f_s的取值为0.5*f_Snormal～1.5*f_Snormal中某一值，f_Snormal为开关电源额定输出时LLC变换器开关管工作频率；P_o为开关电源的输出功率，C_r为LLC变换器的谐振电路谐振电容容量。

针对双管正击电路或移相全桥变换器，其直流增益公式为：

其中n为DC/DC变换器（双管正击电路或移相全桥变换器）的原副边的匝比，D取值为0.8*D_normal～1.2*D_normal中某一值，所述D_normal为开关电源额定输出时DC/DC变换器的开关管导通占空比。

当然，也可根据DC/DC变换器直流增益公式的拟合曲线及开关电源的输出电压Vout获取电压V_PFC。通过拟合曲线获得电压V_PFC，处理起来比较简单，但精确度有所损失。用户可以根据需要或者直接通过直流增益公式，或者通过拟合曲线获得。

第三步：如果V_PFCmin≤V_PFC≤V_PFCmax，V_PFC值不变；如果V_PFC<V_PFCmin，V_PFC＝V_PCmin；如果V_PFC>V_PFCmax，V_PFC＝V_PFCmax；其中V_PFCmin是AC/DC变换器允许的最小输出电压，V_PFCmax是AC/DC变换器允许的最大输出电压。AC/DC变换器允许的最大输出电压范围V_PFCmin～V_PFCmax要综合考虑开关电源的AC/DC变换器的性能，例如总谐波失真（Total Harmonic Distortion，简称THD）、环路、输出电解电容的耐压等。但AC/DC变换器允许的最大输出电压范围V_PFCmin～V_PFCmax是预先可以确定的。

将开关电源的输出最小电压V_outmin代入直流增益公式（公式(7))可以得到AC/DC变换器电压V_PFCmin1，将开关电源的输出最大电压V_outmax代入直流增益公式（公式(7))可以得到V_PFCmax1。根据V_PFCmin1～V_PFCmax1及V_PFCmin～V_PFCmax的关系，AC/DC变换器调压曲线V_PFC/V_out有下面几种情况。

1.当V_PFCmin≤V_PFCmin1，V_PFCmax1≤V_PFCmax，V_PFC/V_out曲线如图6所示。

2.当V_PFCmin≥V_PFCmin1时，将V_PFCmin代入公式（1）或者（2），可以计算出一个输出电压V_out1，V_PFCmax1≥V_PFCmax时，将V_PFCmax代入公式（1）或者（2）可以计算出一个输出电压V_out2，V_PFCmin≥V_PFCmin1，V_PFCmax1≥V_PFCmax时，V_PFC/V_out曲线如图7所示。

3.当V_PFCmin1≤V_PFCmin，V_PFCmax1≤V_PFCmax时，V_PFC/V_out曲线如图8所示。

4.当V_PFCmin1≥V_PFCmin，V_PFCmax1≥V_PFCmax时，V_PFC/V_out曲线如图9所示。

第四步：检测开关电源的交流电压峰值V_in，如果V_PFC不变；否则

其中ΔV是测量误差，ΔV≥0。

由于电压V_PFC是由V_in通过AC/DC变换器提供，AC/DC变换器不具备降压功能，其能够输出的最低AC/DC变换器电压为

所以当时，我们必须取

（考虑到测量误差，常会取

），也就是说不同的输入电压V_in时，V_PFC取值范围只能在图10所示的阴影范围内。

本发明的开关电源中间母线电压调节方案，根据输出电压调节AC/DC变换器电压，实现AC/DC变换器电压对输出的自动跟踪调节，使DC/DC变换器能最大范围工作在额定输出电压工作状态点附近。本发明的开关电源中间母线电压调节方案同时考虑输入电压的影响，保证可实现。

一种开关电源中间母线电压的调节装置，所述开关电源包含AC/DC变换器和DC/DC变换器，所述调节装置包括如下单元：开关电源的输出电压检测单元：用于检测开关电源的输出电压V_out；V_PFC电压获取单元：用于根据DC/DC变换器的直流增益公式和开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC；第一调节单元：用于调节V_PFC，所述调节单元的调节方法为：如果V_PFCmin≤V_PFC≤V_PFCmax，V_PFC值不变；如果V_PFC<V_PFCmin，使V_PFC＝V_PFCmin；如果V_PFC>V_PFCmax，使V_PFC＝V_PFCmax；其中V_PFCmin是AC/DC变换器允许的最小输出电压，V_PFCmax是AC/DC变换器允许的最大输出电压。

所述的开关电源中间母线电压的调节装置还包括第二调节单元：用于检测开关电源的交流电压峰值V_in并做如下调节：如果

V_PFC不变；否则使

其中ΔV是测量误差，ΔV≥0。

所述直流增益公式为

其中DC/DC变换器工作在调频状态时，D是常数；工作在调宽状态，f_s是常数，DC/DC变换器工作在同时调频和调宽状态，f_s和D都是变量。

所述DC/DC变换器为LLC变换器；针对半桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}};$ 针对全桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{1}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}},$ 其中：

为LLC变换器的输出阻抗，n为LLC变换器的变压器原副边匝比，L_r为LLC变换器的谐振电路谐振电感感量，L_m为LLC变换器的变压器励磁电感感量，f_r为LLC谐振频率，f_s取值为（0.5-1.5）*LLC变换器开关管工作频率，P_o为开关电源的输出功率，C_r为LLC变换器的谐振电路谐振电容容量。

所述DC/DC变换器为双管正击电路或移相全桥变换器，其直流增益公式为：

其中n为DC/DC变换器的原副边的匝比，D取值为（0.8-1.2）*DC/DC变换器的开关管导通占空比。

所述V_PFC电压获取单元是根据DC/DC变换器直流增益公式的拟合曲线及开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种开关电源中间母线电压的调节方法，所述开关电源包含DC/DC变换器和AC/DC变换器，其特征在于：所述调节方法包括如下步骤：

第一步：检测开关电源的输出电压V_out；

第二步：根据DC/DC变换器的直流增益公式和开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC；所述直流增益公式为

其中f_s为DC/DC变换器开关管工作频率，D为DC/DC变换器开关管导通占空比;

第三步：如果V_PFCmin≤V_PFC≤V_PFCmax，V_PFC值不变；如果V_PFC<V_PFCmin，使V_PFC＝V_PFCmin；

如果V_PFC>V_PFCmax，使V_PFC＝V_PFCmax；其中V_PFCmin是AC/DC变换器允许的最小输出电压，V_PFCmax是AC/DC变换器允许的最大输出电压。

2.根据权利要求1所述的开关电源中间母线电压的调节方法，其特征在于：还包括第四步：检测开关电源的交流电压峰值V_in，如果

V_PFC不变；否则使

其中ΔV是测量误差，ΔV≥0。

3.根据权利要求2所述的开关电源中间母线电压的调节方法，其特征在于：所述DC/DC变换器为LLC变换器；针对半桥LLC变换器，所述第二步中：所述直流增益公式为 $M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}};$ 针对全桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{1}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}},$ 其中： $Q_s=\frac{{\mathrm{\&pi;}}^2{P}_o}{8n^2{V_{\mathrm{out}}}^2}\sqrt{\frac{L_r}{C_r}}$ 为LLC变换器的输出阻抗，n为LLC变换器的变压器原副边匝比，L_r为LLC变换器的谐振电路谐振电感感量，L_m为LLC变换器的变压器励磁电感感量，f_r为LLC谐振频率，f_s取值为0.5*f_Snormal～1.5*f_Snormal中某一值，f_Snormal为开关电源额定输出时LLC变换器开关管工作频率，P_o为开关电源的输出功率，C_r为LLC变换器的谐振电路谐振电容容量。

4.根据权利要求2所述的开关电源中间母线电压的调节方法，其特征在于：所述DC/DC变换器为双管正击电路或移相全桥变换器，其直流增益公式为：其中n为DC/DC变换器的原副边的匝比，D取值为0.8*D_normal～1.2*D_normal中某一值，所述D_normal为开关电源额定输出时DC/DC变换器的开关管导通占空比。

5.根据权利要求2所述的开关电源中间母线电压的调节方法，其特征在于：所述第二步中具体为根据DC/DC变换器直流增益公式的拟合曲线及开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC。

6.一种开关电源中间母线电压的调节装置，所述开关电源包含AC/DC变换器和DC/DC变换器，其特征在于：所述调节装置包括如下单元：开关电源的输出电压检测单元：用于检测开关电源的输出电压V_out；V_PFC电压获取单元：用于根据DC/DC变换器的直流增益公式和开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC；所述直流增益公式为

其中f_s为DC/DC变换器开关管工作频率，D为DC/DC变换器开关管导通占空比;第一调节单元：用于调节V_PFC，所述调节单元的调节方法为：如果V_PFCmin≤V_PFC≤V_PFCmax，V_PFC值不变；如果V_PFC<V_PFCmin，使V_PFC＝V_PFCmin；如果V_PFC＞V_PFCmax，使V_PFC=V_PFCmax；其中V_PFCmin是AC/DC变换器允许的最小输出电压，V_PFCmax是AC/DC变换器允许的最大输出电压。

7.根据权利要求6所述的开关电源中间母线电压的调节装置，其特征在于：还包括第二调节单元：用于检测开关电源的交流电压峰值V_in并做如下调节：如果

V_PFC不变；否则使

其中ΔV是测量误差，ΔV≥0。

8.根据权利要求7所述的开关电源中间母线电压的调节装置，其特征在于：所述DC/DC变换器为LLC变换器；针对半桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}};$ 针对全桥LLC变换器，所述直流增益公式为 $M=\frac{0.5}{n\sqrt{{[1+\frac{L_r}{L_m}[1-{\left(\frac{f_r}{f_s}\right)}^2\left]\right]}^2+{\mathrm{Qs}}^2{(\frac{f_s}{f_r}-\frac{f_r}{f_s})}^2}},$ 其中：

为LLC变换器的输出阻抗，n为LLC变换器的变压器原副边匝比，L_r为LLC变换器的谐振电路谐振电感感量，L_m为LLC变换器的变压器励磁电感感量，f_r为LLC谐振频率，f_s取值为0.5*f_Snormal～1.5*f_Snormal中某一值，f_Snormal为开关电源额定输出时LLC变换器开关管工作频率，P_o为开关电源的输出功率，C_r为LLC变换器的谐振电路谐振电容容量。

9.根据权利要求7所述的开关电源中间母线电压的调节装置，其特征在于：所述DC/DC变换器为双管正击电路或移相全桥变换器，其直流增益公式为：

其中n为DC/DC变换器的原副边的匝比，D取值为0.8*D_normal～1.2*D_normal中某一值，所述D_normal为开关电源额定输出时DC/DC变换器的开关管导通占空比。

10.根据权利要求7所述的开关电源中间母线电压的调节装置，其特征在于：所述V_PFC电压获取单元是根据DC/DC变换器直流增益公式的拟合曲线及开关电源的输出电压V_out获取电压V_PFC。

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