CN101741799A - 接收装置和方法、用于此装置和方法的程序和记录介质 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种接收装置和方法、用于此装置和方法的程序和记录介质。本发明的接收装置包括滤波器控制部115，该滤波器控制部115基于接收信号的接收条件可变地控制合并在调谐器101中的模拟滤波器203a、203b的截止频率。

Description

接收装置和方法、用于此装置和方法的程序和记录介质

技术领域

本发明涉及用于接收通过使用正交频分多路复用(以下称为OFDM)来广播或传送的数字信号的装置和方法，尤其涉及缓和对合并在调谐器中的模拟滤波器的特性要求的技术。

背景技术

近年来，利用通过使用用于数字广播和通信的基础结构来接收多媒体信息的移动终端的服务已经普及。在实现这样的服务时，需要抑制功耗且在最小接收灵敏度和抗干扰方面优秀的接收装置。此外，在使用移动终端接收时，因为存在传输路径条件与固定接收相比容易变化的缺点，所以需要尽可能提高传输路径均衡性能。例如，因为OFDM在频率效率方面优秀且使用多个窄带副载波，所以它与单载波方法相比甚至在多径衰落环境中也能执行足够的传输路径均衡，这使得甚至使用移动终端也能稳定接收。

图4是示出接收装置的常规示例的框图。在图4中，附图标记所表示的组件是：天线100、调谐器101、模拟/数字转换器(ADC)102、快速傅立叶变换部(FFT)103、均衡处理部104、解映射部105、解交错和前向纠错(FEC)部106、以及自动增益控制(AGC)部117。

鉴于广播频带在国家与国家之间不同，许多调谐器101与多个频带互相影响。例如，作为欧洲的移动广播标准的DVB-H(数字视频广播-手持式(Digital Video Broadcasting-Handheld))被要求处理5MHz、6MHz、7MHz、和8MHz中的每一个频带。

因此，在一般的接收装置中，通过使用合并在应用处理器130或解调器120中的控制器(图4中未示出)，模拟滤波器203a、203b的通带(一般称为基带滤波器或中频(IF)滤波器)在接收开始时取决于广播频带只切换一次。通过对滤波器输出频带的切换控制，抑制相邻干扰波并提高抗干扰同时维持期望的波形变得可能。

另外，在一般的接收装置中，通过借助AGC 117控制低噪声放大器(LNA)201的增益，将来自调谐器101的输出信号控制到适当的电平以便阻止至ADC 102的输入信号饱和。

如上所述，在使用OFDM的常规数字广播接收装置中，由调谐器101根据适当的广播频带来滤波的信号被输出至解调器120。从而，原则上，调谐器101进行的滤波不影响合并在解调器120中的均衡处理部104所执行的均衡处理。如上所述，在常规技术中，确保了总是从调谐器101向解调器120输出受干扰波影响最小的信号。另一方面，作为采用OFDM的数字广播的特征的抗衰落特性不用来去除干扰波。

在此，JP-A-2005-109936(以下称为专利文献1)中所公开的常规技术涉及遵照作为数字音频广播标准的DAB的DAB(数字音频广播)接收机；并且公开和提议了包括频带改变控制装置的解调电路，该频带改变控制装置根据接收信道的检测条件来改变在AD转换后将滤波应用于数字接收信号的数字滤波器的带宽。具体而言，在以上DAB接收机中，在信道搜索时与期望波的信道接收时之间可变地控制数字滤波器的带宽，从而容易地实现具有高抗干扰的接收机。此常规技术利用DAB的特征，即在DAB接收机中有可能实现这样的接收机：其具有在无干扰波或低相邻干扰率的条件下执行的信道搜索中获得的相邻干扰率，且此相邻干扰率比在高相邻干扰率条件下执行的信道搜索中获得的相邻干扰率高。

然而，在专利文献1所公开的常规技术中，只可变地控制数字滤波器的带宽；从而，不可能缓和对模拟滤波器的特性要求。另外，在专利文献1所公开的常规技术中，着重点只在信道搜索之前和之后的干扰去除率上，并未建议也未阐述通过根据传输路径条件选择适当的滤波器特性来实现干扰去除率的进一步改进。

如上所述，在专利文献1所公开的常规技术中，不可能实现根据传输路径条件容易且无误地执行适当滤波器控制的接收装置。

发明内容

做出本发明来处理该常规问题，其目的在于提供一种同时实现较高抗干扰和较高接收灵敏度的接收装置和方法。

为了实现上述目的，一种根据本发明的接收装置包括：调谐器，该调谐器从接收信号中提取期望的频率分量；解调器，该解调器将使用正交频分多路复用的解调和均衡处理应用于来自调谐器的输出信号；以及滤波器控制部，该滤波器控制部基于接收信号的接收条件可变地控制合并在调谐器中的模拟滤波器的截止频率。

根据本发明，合并在调谐器中的模拟滤波器的截止频率根据传输路径条件来控制；从而能够提供不仅提高抗干扰而且在接收灵敏度以及多径衰落特性方面也优秀的接收装置和方法。

通过下面对优选实施方式的详细描述和结合该描述的附图，其它特征、元件、步骤、优点和特性将变得更加显而易见。

附图说明

图1是示出根据本发明的接收装置的一个实施方式的框图。

图2是示出滤波器控制的示例和效果的图。

图3是示出因滤波器控制而产生的影响的图。

图4是示出接收装置的常规示例的框图。

具体实施方式

图1是示出根据本发明的接收装置的一个实施方式的框图。如图1所示，根据本发明的接收装置包括：天线100；调谐器101；解调器120；应用处理器130；以及解码器140。

调谐器101是从自天线100输入的接收信号(数字广播信号)中提取期望的频率分量的装置，并且包括：LNA(低噪声放大器)201；混频器202a、202b；模拟滤波器203a、203b(一般称为基带滤波器或IF(中频)滤波器)；基带PGA(可编程增益放大器)204a、204b；本地振荡器205；以及π/2移相器206。

解调器120是将使用OFDM的解调和均衡处理应用于来自调谐器101的输出信号的装置，并且包括：模拟/数字转换器102(以下称为ADC 102)；快速傅立叶变换部103(以下称为FFT部103)；均衡处理部104；解映射部105；解交错和前向纠错部106(以下称为解交错和FFC部106)；比特误码率测量部111(以下称为BER测量部111)；调制误码率测量部112(以下称为MER测量部112)；信号质量监视部113；自动增益控制部114(以下称为AGC部114)；以及滤波器控制部115。

应用处理器130执行与解调器120的通信。另外，如果需要，多路分解和解码可以依照MPEG2-TS、H.264或其它类似协议由解码器140来实现。

在此，执行用于控制信号质量监视部113和滤波器控制部115的操作的实现体可以由合并在解调器120中的专用硬连线逻辑或微控制器(图1中未示出)构成。信号质量监视部113和滤波器控制部115各自由多个电路组件构成。在以下描述中，除非另外指明，否则多个电路组件可以是分别专用于独立功能的电路元件的单元，或者可以包括：诸如多用途处理器(处理装置)等硬件；以及促使该硬件工作以实现下述每个功能的程序。在后一情况下，电路组件由硬件和程序的组合构成。换言之，用于以上滤波器控制的程序由处理器执行，从而该处理器起信号质量控制部113和滤波器控制部115的作用。

以上滤波器控制程序能存储在计算机可读的记录介质中并分发，这些记录介质如，像CD-ROM(紧致盘只读存储器)、软盘(FD)、和MO(磁光)盘之类的可移动记录介质，像硬盘之类的固定记录介质，或者像闪存之类的半导体记录介质；并且也能经由诸如因特网或类似物等通信网络通过使用有线或无线电通信方式来分发。

在具有以上结构的接收装置中，通过天线100输入的信号由调谐器101转换成具有预定电平的IF(中频)信号，然后被输入到解调器120的ADC 102中。

详细说明调谐器101进行的上述处理。LNA201将来自天线100的输入信号放大并将该放大的信号输出到混频器202a、202b。混频器202a、202b通过将从LNS 201输入的放大的信号与本地振荡信号相乘来执行频率变换，该振荡信号从本地振荡器205直接输入或经由π/2移相器206输入，从而生成相位相差π/2的I和Q信号。模拟滤波器202a、203b将滤波应用于从原则上使用广播频带作为通带的混频器202a、202b输入的I和Q信号，从而去除相邻干扰波。基带PGA204a、204b放大来自模拟滤波器203a、203b的输出信号，并将该放大的信号输出到解调器120的ADC 102。

模拟滤波器203a、203b一般分别由诸如切比雪夫(Chebyshev)滤波器或类似物等低通滤波器构成。如果滤波器的次数被设置得高，则能实现具有急剧截止的滤波器，这以面积和功耗的增加为代价。另外，模拟滤波器203a、203b这样构成以便切换其中所包括的电容器、执行对每个截止频率的可变控制并改变每个通带。

LNA201和基带PGA 204a、204b被这样构成以便基于来自AGC 114的增益控制信号来可变地控制每个增益，从而至ADC 102的输入信号不饱和且在解调器120中的解调处理时的SNR(信噪比)变为最大。

接着，详细描述解调器120进行的解调处理。ADC 102将从调谐器101输入的模拟信号转换成数字信号。FFT 103使用OFDM解调从ADC 102输入的数字信号。均衡处理部104通过使用设置在副载波之间的SP(分散导频(Scattered Pilot))信号等来纠正OFDM解调信号的振幅和相位。解映射部105将通过均衡处理部104获得的纠正的信号在IQ平面上解映射。解交错和FEC部106将解交错处理和前向纠错处理应用于通过解映射部105获得的信号。经处理的信号通常作为MPEG2-TS传送至应用处理器130，经历解码器140的解码处理，并用于图像的再现。

BER测量部111通过对其差错通过解交错和FEC部106(例如，其中所包括的里德-索罗门(Reed-Solomon)解码部)纠正的块计数来计算BER。在此，BER是代表差错比特与所有接收的比特的比值的比特误码率。

MER测量部112根据通过解映射部105获得的星座图计算MER。在此，MER是调制误码率，具体而言，由理想信号点向量与差错向量的功率比来表示，该差错向量通过计算解映射的复信号点向量对于理想信号点有多少向量差错来获得。换言之，MER是根据解映射之后的星座图获得的SNR。

信号质量监视部113基于通过BER测量部111获得的BER和通过MER测量部112获得的MER来监视信号质量的等级，并将结果发送到滤波器控制部115。根据此结构，能通过使用BER和MER作为接收信号质量的指标来控制模拟滤波器203a、203b的滤波器特性。

滤波器控制部115基于接收信号的接收条件(接收信号强度和接收信号质量)可变地控制合并在调谐器101中的模拟滤波器203a、203b的截止频率。具体而言，滤波器控制部115基于接收信号的接收条件确定要对抗干扰和接收灵敏度中的哪一个给予优先，并可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率，以切换用于使模拟滤波器203a、203b的通带比通常宽度窄或与通常宽度相等的操作。

滤波器控制部115接收来自合并在解调器120中的控制器(未示出)的指令或来自绕过以上控制器且外部连接至解调器120的应用处理器130的指令，设置存储在滤波器控制部115中的寄存器值或切换程序，从而可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率。

以下，详细描述关于本发明的滤波器控制的一个具体示例。

如针对本发明的背景的段落中所述，在常规接收装置中，在去除干扰波时，不能利用作为使用OFDM的数字广播的特征的强抗干扰特性。换言之，常规接收装置未利用以下事实：即使落在模拟滤波器203a和203b的通带中的信号(见图2)被输入到解调器120中，该模拟滤波器203a和203b的通带有意地比广播频带窄，也不能根据均衡处理中的差错所造成的灵敏度恶化程度来接收信号。参考图2详细描述此问题。

例如，假定为了将接收广播的所有期望波频带无衰减地输出，必须控制滤波器特性以使得截止频率变为f1。在此情况下，如果控制滤波器特性使得截止频率变为f2(＜f1)，那么与控制滤波器特性使得截止频率变为f1的情况相比，期望波衰减了图2中斜线所表示的三角形区域。

然而，从图2所示的干扰去除率的差可以看出，如果控制滤波器特性使得截止频率变为f2，那么相比控制滤波器特性使得截止频率变为f1的情况，能使干扰波衰减得更多。从而，如果因期望波的衰减(斜线所表示的三角区域)产生的影响小，那么能提高抗干扰。

在模拟广播接收装置和使用不遵照OFDM的单载波的数字广播接收装置中，难以将受到以上衰减的信号适当地解调到可接收的电平。然而，在使用OFDM的数字广播接收装置中，例如，在遵照诸如ISDB-T(综合业务数字广播-陆地)和DVB-H等标准的数字广播接收装置中，能通过借助设置在副载波之间的SP信号执行频率轴方向均衡处理来将甚至受到以上衰减的信号恢复到充分可接收的电平。

当然，尽管在将均衡处理应用于期望波的衰减量(斜线所表示的三角形区域)时，信号的接收灵敏度恶化了均衡误差的量，但恶化的程度被实际测量出，如图3所示那样小。图3所示的实际测量代表当广播频带的上限频率为8MHz时分别将截止频率f1和f2设为8MHz和5MHz的情况下的性能比较结果。

如果灵敏度恶化如图3所示那样小，那么因为即使模拟滤波器203a和203b使期望波衰减，仍不仅能毫无故障地继续广播信号的接收操作，而且还能充分使干扰波衰减，所以能抑制干扰波所引起的灵敏度恶化。因此，只有当特别需要抗干扰时，才有意地将落在比原始广播频带窄的频带中的信号从调谐器101输出，且切换滤波器特性以便提高抑制干扰波的能力，从而能最大化抗干扰。

另外，因为能通过对滤波器特性的以上切换控制来缓解对合并在调谐器101中的滤波器203a、203b的特性要求，所以能实现尺寸缩小和低功耗。例如，能通过使用具有图2所示的滤波器特性A的低次滤波器，而非使用具有图2中所示的滤波器特性B的高次滤波器，来提供具有相同抗干扰的接收装置。

本发明是在考虑了以上研究的情况下做出的。以下，示意性地描述根据本发明的接收装置中执行的滤波器控制的功能和效果。假定例如在控制模拟滤波器203a、203b的截止频率以便获得与广播频带相等的通带的情况下，存在接收灵敏度为97dBm且作为抗干扰的指标的D/U比为30dB的接收装置。另外，假定在此接收装置中，如果控制模拟滤波器203a、203b的截止频率使得通带变得比广播带宽窄，那么接收灵敏度变为95dBm且D/U变为45dB。

在接收使用OFDM的数字广播的这样的接收装置中，因为解调器120装备有均衡处理部104，所以根据模拟滤波器203a和203b的通带变窄的程度，优点(抗干扰的提高)的影响可比缺点(接收灵敏度的恶化)大。

然而，如从以上示例所理解的那样，如果将模拟滤波器203a、203b的截止频率以固定方式设置使得通带变得比广播频带窄，那么尽管接收灵敏度的恶化小至2dB但恶化不断发生。接收灵敏度的恶化等价于就解调器120而言无差错接收所需的SNR的恶化；从而，存在在多径衰落环境等中接收率下降的担忧。

从而，为了提高实际使用环境中的接收率，除了当确定干扰波的水平大或D/U比以上示例中的-30dB严重时，控制每个截止频率以便不使模拟滤波器203a、203b的通带变窄是重要的。为此，下面描述的滤波器控制是有效的。

一般，抗干扰主要在干扰波水平像在模拟广播塔附近接收时那样高的情况下变得重要。这是因为当干扰波的水平低但D/U几乎一样时多径衰落的影响在实际使用环境中变得很大。

从而，在最简单的滤波器控制技术中，能监视合并在调谐器101中的射频放大器(图1中的LNA 201)的增益控制信号(以下称为RFAGC：射频自动增益控制)，或者监视代表接收信号的强度的接收信号强度检测信号(以下称为RSSI：接收信号强度指示)，作为代表调谐器101的接收条件的指标；只有当基于监视结果确定存在大干扰波时，才可变地控制模拟滤波器203a、203b各自的截止频率以便使合并在调谐器101中的模拟滤波器203a、203b的通带变窄。

详细描述以上滤波器控制技术。滤波器控制部115以预定间隔接收关于来自AGC部114的接收信号的信号强度的信息(用于调谐器101的增益控制的RFAGC信号或RSSI信号)；并通过将信号值与预定阈值进行比较来推断是否存在大干扰波。如果滤波器控制部115确定干扰波大，那么滤波器控制部115可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率以使模拟滤波器203a、203b的通带变得比通常的窄；如果滤波器控制部115确定干扰波不大，那么滤波器控制部115可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率以使模拟滤波器203a、203b的通带与像通常一样宽。在此，以上阈值可提前存储在滤波器控制部115中。

作为滤波器控制的定时，在RFAGC信号的信号值或RSSI信号的信号值超过预定阈值时立即切换截止频率，或者在预定时间内多次执行比较确定；当RFAGC信号的信号值或RSSI信号的信号值超过比较总数的一半时，可切换截止频率。

另外，可使得在使模拟滤波器203a、203b的通带变窄时参考的阈值和在使模拟滤波器203a、203b的通带变宽时参考的阈值彼此不同，以便允许阈值具有滞后量。根据此结构，因为当传输路径条件骤变时能阻止所利用的滤波器特性被频繁切换，所以能实现稳定的接收操作。特别在合并在调谐器101中的模拟滤波器203a、203b的通带被设置得比通常的窄的情况下，存在对在多径衰落环境中以上滤波器控制相反地恶化接收性能的担忧；然而，例如，如果以上阈值具有滞后量以便以比使模拟滤波器203a、203b的通带变窄更容易的方式使模拟滤波器203a、203b的通带变宽，那么处理干扰波之外的性能恶化因素(多径衰落等)变得较容易。

还存在当将模拟滤波器203a、203b的通带设置得比广播频带窄时作为滤波器控制来将灵敏度恶化抑制到最小的以下技术。在AGC部114中，除了以上RSSI信号和RFAGC信号之外，生成中频放大器(图1的示例中的基带PGA204a、204b)的增益控制信号(以下称为BBAGC(宽带自动增益控制信号)信号)作为用于调谐器101的总增益的自动控制的AGC信息；从而，能基于RFAGC信号和BBAGC信号的总和(总增益值)以及基于RSSI信号来推断输入到调谐器101中的期望波的输入信号强度。

滤波器控制部115接收AGC部114所推断的输入信号强度；如果滤波器控制部115确定输入到调谐器101中的期望波的输入信号强度小且需要较高接收灵敏度，那么滤波器控制部115可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率，以便不使模拟滤波器203a、203b的通带变窄。另外，在此，滤波器控制部115将关于接收信号的信号强度的信号强度信息(RFAGC信号或RSSI信号)与预定阈值进行比较，基于比较结果；如果滤波器控制部115确定需要优先阻止接收灵敏度的恶化，那么滤波器控制部115可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率，以便不使模拟滤波器203a、203b的通带变窄。

换言之，滤波器控制部115监视RFAGC信号和BBAGC信号的总和(总增益值)；基于对信号值与预定阈值的比较结果，如果滤波器控制部115确定期望波的输入信号强度小，那么滤波器控制部115使模拟滤波器203a、203b的通带与通常的一样宽，而不管干扰波的大小；基于对信号值与预定阈值的比较结果，如果滤波器控制部115确定期望波的输入信号强度不小，那么如上所述滤波器控制部115根据干扰波的大小可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率以切换用于使模拟滤波器203a、203b的通带比通常宽度窄或与通常宽度相等的操作。通过执行这样的滤波器控制，不仅能在推断出期望波不大的情况下，而且能在推断出期望波小的情况下，使模拟滤波器203a、203b的通带与广播频带相匹配而不使模拟滤波器203a、203b的通带变窄；从而，能将接收灵敏度的恶化抑制到最小。

与总增益值相比较的阈值提前存储在滤波器控制部115中，且如上所述还可以被给予滞后量。

另外，代替使用上述信号强度信息，还存在通过使用信号质量信息来执行滤波器控制的技术。在此情况下，滤波器控制部115周期性地且仅短时间地尝试使模拟滤波器203a、203b的通带变窄。MER测量部112经由信号质量监视部113将在尝试和非尝试(通常操作时)期间测量的MER(或SNR)输出到滤波器控制部115作为信号质量信息。滤波器控制部115将尝试时的MER与非尝试时(通常操作时)的MER进行比较，并对改善的MER进行计数。接着，滤波器控制部115将计数值(改善的MER的数量)与预定阈值进行比较；如果滤波器控制部115确定前者比后者大且预计信号质量改善，那么滤波器控制部115将模拟滤波器203a、203b的通带的当前值切换到尝试值并执行滤波器控制，以便反转尝试时的滤波器特性与非尝试时的滤波器特性。相反，如果确定前者比后者小且预计信号质量未改善，那么使模拟滤波器203a、203b的通带保持在当前值。

换言之，在以上比较和确定中，如果确定前者比后者大，那么其后周期性且仅短时间地尝试使模拟滤波器203a、203b的通带变宽；在非尝试时(通常操作时)，设置截止频率以使模拟滤波器203a、203b的通带变窄。在此，在滤波器控制部115中，像在前面的描述中那样，将尝试时的MER与非尝试时(通常操作时)的MER相互比较，并确定改善的MER的数量是否大于预定阈值。如果确定前者比后者大且预计信号质量改善，那么将模拟滤波器203a、203b的通带的当前值切换至尝试值，并再次反转尝试时的滤波器特性与非尝试时的滤波器特性。相反，如果确定前者比后者小且预计信号质量改善，那么使模拟滤波器203a、203b的通带保持在当前值。其后也重复以上尝试操作直到完成接收操作。与改善的MER的数量相比较的阈值提前存储在滤波器控制部115中，且如上所述还可以被给予滞后量。

另外，可使用BER来取代MER作为以上信号质量信息。然而，获得BER所需的时间比获得MER所需的时间长。从而，为了使用BER作为信号质量信息而非使用MER作为信号质量信息，将以上阈值设置至较小值是合乎要求的。根据这样的结构，因为反转滤波器特性所需的尝试次数减少，所以能充分处理由反射等产生的突然干扰波所引起的信号质量的骤变。

尽管在图1中未示出，但还存在以下情况：滤波器控制部115使用应用处理器130来与合并在移动电话终端、汽车导航系统等中的GPS接收部通信并获得关于接收装置当前位置信息；并且通过参考数据库来可变地控制模拟滤波器203a、203b的截止频率以使模拟滤波器203a、203b的通带变窄或变宽，该数据库中包含当前位置与干扰波强度的关系。例如，能通过根据接收装置的当前位置调整以上阈值来执行适当的滤波器控制。采用这样的结构时，以上数据库可存储在图1中未示出的存储部(诸如半导体存储器、硬盘驱动器等外部存储设备)中，或可以经由诸如因特网等网络从外部获得。

在以上实施方式中，描述了其中将本发明应用于直接转换接收装置的结构示例。然而，本发明不限于此，且能将本发明广泛地应用于采用其它体系结构的接收装置。

另外，在以上实施方式中，描述了其中将本发明应用于接收广播信号的接收装置的结构示例。然而，本发明不限于此，且能广泛地将本发明应用于接收通信信号的接收装置。

另外，除了以上实施方式之外，能将各种修改添加到本发明的结构而不背离本发明的主旨。

换言之，尽管描述了本发明的优选实施方式，但所公开的本发明也能以各种方式被修改，而且对于本领域的技术人员而言能采用不同于以上具体结构的各种实施方式是显而易见的。因此，所附权利要求旨在覆盖在不背离本发明的主旨和技术观念的情况下在技术范围内对本发明的任何修改。

就本发明的产业应用而言，在用于接收使用OFDM的数字广播和通信的接收装置和方法中，本发明是缓和对合并在调谐器中的模拟滤波器的特性要求并提高抗干扰和接收灵敏度的有用方法。

Claims (18)

1.一种接收装置，包括：

调谐器，所述调谐器从接收信号中提取期望的频率分量；

解调器，所述解调器将使用正交频分多路复用的解调和均衡处理应用于来自所述调谐器的输出信号；以及

滤波器控制部，所述滤波器控制部基于所述接收信号的接收条件可变地控制合并在所述调谐器中的模拟滤波器的截止频率。

2.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述滤波器控制部基于所述接收信号的接收条件确定要对抗干扰和接收灵敏度中的哪一个给予优先，并可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以切换用于使所述模拟滤波器的通带比通常宽度窄或与通常宽度相等的操作。

3.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，所述滤波器控制部监视合并在所述调谐器中的射频放大器的增益控制信号，或者监视代表所述接收信号的强度的接收信号强度检测信号；如果所述滤波器控制部基于对所述信号的值与预定阈值的比较结果确定存在大干扰波，那么所述滤波器控制部可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以使所述模拟滤波器的通带比通常的窄；如果所述滤波器控制部确定所述干扰波不大，那么所述滤波器控制部可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以使所述模拟滤波器的通带与通常的一样宽。

4.如权利要求3所述的接收装置，其特征在于，所述滤波器控制部监视合并在所述调谐器中的射频放大器的增益控制信号和中频放大器的增益控制信号的总和；基于对所述信号的值与预定阈值的比较结果，如果所述滤波器控制部确定期望波小，那么所述滤波器控制部使所述模拟滤波器的通带与通常的一样宽，而不管所述干扰波的大小；基于对所述信号的值与所述预定阈值的比较结果，如果所述滤波器控制部确定所述期望波不小，那么所述滤波器控制部基于所述干扰波的大小可变地控制所述模拟滤波器的截止频率以切换用于使所述模拟滤波器的通带比通常宽度窄或与通常宽度相等的操作。

5.如权利要求2所述的接收装置，其特征在于，所述滤波器控制部周期性地执行将所述滤波器的通带的当前值切换到不同于所述当前值的尝试值的尝试；基于对改善的调制误码率、信噪比或比特误码率的数量与预定阈值的比较结果，如果所述滤波器控制部确定预计信号质量改善，那么所述滤波器控制部可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以将所述模拟滤波器的通带的当前值切换到所述尝试值；基于对改善的调制误码率、信噪比或比特误码率的数量与预定阈值的比较结果，如果所述滤波器控制部确定预计信号质量未改善，那么所述滤波器控制部可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以使所述模拟滤波器的通带保持在所述当前值。

6.如权利要求3所述的接收装置，其特征在于，所述滤波器控制部对所述阈值给予一滞后量。

7.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述滤波器控制部接收来自合并在所述解调器中的控制器的指令或来自外部连接至所述解调器的应用处理器的指令，并可变地控制所述模拟滤波器的截止频率。

8.如权利要求1所述的接收装置，其特征在于，所述滤波器控制部获得关于所述接收装置的当前位置的信息，并通过参考其中包含当前位置与干扰波强度的关系的数据库来可变地控制所述模拟滤波器的截止频率。

9.一种接收装置用的程序，所述接收装置包括：

调谐器，所述调谐器从接收信号中提取期望的频率分量；

解调器，所述解调器将使用正交频分多路复用的解调和均衡处理应用于来所述调谐器的输出信号；以及

处理器，所述处理器实现所述程序，

其中，所述程序由所述处理器实现并促使所述处理器起滤波器控制部的作用，所述滤波器控制部基于所述接收信号的接收条件可变地控制合并在所述调谐器中的模拟滤波器的截止频率。

10.一种用于存储接收装置用的程序的记录介质，所述接收装置包括：

调谐器，所述调谐器从接收信号中提取期望的频率分量；

解调器，所述解调器将使用正交频分多路复用的解调和均衡处理应用于来所述调谐器的输出信号；以及

处理器，所述处理器读所述记录介质并实现所述程序，

其中，所述程序由所述处理器实现并促使所述处理器起滤波器控制部的作用，所述滤波器控制部基于所述接收信号的接收条件可变地控制合并在所述调谐器中的模拟滤波器的截止频率。

11.一种使用接收装置的接收方法，所述接收装置包括：

调谐器，所述调谐器从接收信号中提取期望的频率分量；

解调器，所述解调器将使用正交频分多路复用的解调和均衡处理应用于来自所述调谐器的输出信号，

其中，所述接收方法包括以下步骤：

基于所述接收信号的接收条件可变地控制合并在所述调谐器中的模拟滤波器的截止频率。

12.如权利要求11所述的接收方法，其特征在于，还包括以下步骤：

确定要对抗干扰和接收灵敏度中的哪一个给予优先并可变地控制所述模拟滤波器的截止频率以切换用于使所述模拟滤波器的通带比通常宽度窄或与通常宽度相等的操作。

13.如权利要求12所述的接收方法，其特征在于，还包括以下步骤：

监视合并在所述调谐器中的射频放大器的增益控制信号，或监视代表接收信号的强度的接收信号强度检测信号；如果基于对所述信号的值与预定阈值的比较结果确定存在大干扰波，那么可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以使所述模拟滤波器的通带比通常的窄；以及如果确定所述干扰波不大，那么可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以使所述模拟滤波器的通带与通常的一样宽。

14.如权利要求13所述的接收方法，其特征在于，还包括以下步骤：

监视合并在所述调谐器中的射频放大器的增益控制信号与中频放大器的增益控制信号的总和；如果基于对所述信号的值与预定阈值的比较结果确定期望波小，那么使所述模拟滤波器的通带与通常的一样宽，而不管所述干扰波的所述大小；以及如果确定期望波不小，那么基于所述干扰波的大小可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以切换用于使所述模拟滤波器的通带比通常宽度窄或与通常宽度相等的操作。

15.如权利要求12所述的接收方法，其特征在于，还包括以下步骤：

周期性地执行将所述模拟滤波器的通带的当前值切换到不同于所述当前值的尝试值的尝试；如果基于对改善的调制误码率、信噪比或比特误码率的数量与预定阈值的比较结果，确定预计信号质量改善，那么可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以将所述模拟滤波器的通带的当前值切换到所述尝试值；以及如果基于对改善的调制误码率、信噪比或比特误码率的数量与所述预定阈值的比较结果，确定预计信号质量不改善，那么可变地控制所述模拟滤波器的截止频率，以使所述模拟滤波器的通带保持在所述当前值。

16.如权利要求13所述的接收方法，其特征在于，对所述阈值给予一滞后量。

17.如权利要求11所述的接收方法，其特征在于，还包括以下步骤：

接收来自合并在所述解调器中的控制器的指令或来自外部连接至所述解调器的应用处理器的指令，并可变地控制所述模拟滤波器的截止频率。

18.如权利要求11所述的接收方法，其特征在于，还包括以下步骤：

获得关于所述接收装置的当前位置的信息，并通过参考其中包含当前位置与干扰波强度的关系的数据库来可变地控制所述模拟滤波器的截止频率。

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