CN101690054A - 用于从ofdm信号生成软比特值的节省存储器的方法 - Google Patents

Abstract

用于在OFDM接收机中确定判定边界估计并且使用判定边界估计以供解映射QAM符号之用的方法和接收机电路被公开。在考虑信号传播的频率选择性和时变性时，所公开的方法高效地利用存储器资源。OFDM接收机使用从OFDM音调组中选择的QAM调制符号来计算判定边界估计并且使用所述判定边界估计来确定从相邻音调中选择的符号的软比特值。所述接收机使用来自相邻音调的符号来更新所述判定边界估计并且使用更新的判定边界估计来确定从下一个相邻音调选择的符号的软比特值。对于每个音调，一旦所述判定边界估计已经被更新并且所述软比特值已经被确定，该音调的符号数据就可以被丢弃。

Description

用于从OFDM信号生成软比特值的节省存储器的方法

背景

技术领域

本发明大体上涉及用于处理所接收的正交频分复用(OFDM)信号的方法及设备，尤其涉及确定和更新用于从QAM调制的符号生成软比特值的判定边界(decision boundary)估计。

背景技术

OFDM技术是第三代合作伙伴项目(3GPP)的“长期演进”(LTE)新方案(initiative)的关键部分。与其他的演进的技术一起，包括多输入多输出(MIMO)、先进天线技术，除了更高效地使用无线电频谱，该LTE新方案为移动无线用户承诺了比现在可获的数据速率高得多的数据速率。

正如本领域技术人员将会理解的，OFDM是使用大量密集排列的正交子载波的数字多载波调制方案。每个子载波通过使用常规的调制技术而被分别地调制，包括正交幅度调制(QAM)。QAM调制信号实际上包括两个载波信号，正交(也就是相互90度异相)，该信号被分别进行幅度调制。典型的信号可以使用16-QAM，其将4比特映射到每个符号，或者64-QAM，其将6比特映射到每个符号。因此，OFDM信号包括多个子载波，或者“音调(tone)”，这些中的任何或者每个可以通过使用QAM而分别被调制。

由于所传送的OFDM信号在通过传播信道传播时经历各种变换和失真并且在接收机中被处理。因此，在任何给定时间接收的OFDM信号的任何特定子载波的绝对幅度通常是不可预测的。然而，因为QAM信号包括幅度分量，所以需要幅度阈值以便将所接收的QAM符号转换-“解映射”-成原始数据比特。因此，在符号能够被解映射之前，必须从所接收的信号得到这些幅度阈值或者“判定边界”。判定边界能够根据从多个所接收的符号得到的幅度信息来估计。通常来说，分析大量的所接收符号会产生改进的判定边界估计。然而，分析大量的所接收符号要求那些符号被存储直到判定边界估计被生成并且符号被解映射。这种存储所需的系统存储器，在增加的集成电路大小以及增加的功耗方面是昂贵的。

另外，由于传播信道的频率选择性效应，来自OFDM信号的一端的子载波的符号在估计从对端的子载波得到的符号的判定边界过程中可能几乎无用。同样地，该传播信道的时变效应将会引起所接收信号的幅度随时间变化。这些难题使得设计和实施高效且鲁棒的判定边界估计算法变得复杂。

发明内容

用于在OFDM接收机中确定判定边界估计并且使用判定边界估计以供解映射QAM符号之用的方法和接收机电路被公开。在考虑信号传播的频率选择性和时变性时，所公开的方法高效地利用存储器资源，并因此促进了对鲁棒、成本有效的OFDM接收机的构造。

在一些实施例中，一种用于在OFDM接收机中为QAM调制符号确定软比特值的方法被公开，其中使用从OFDM音调组中选择的接收符号来计算供生成软比特之用的判定边界估计。该判定边界估计被用于确定与从相邻于初始音调组的音调选择的符号相对应的软比特值。这些来自相邻音调的符号也被用于更新判定边界估计。更新的判定边界估计然后被用于确定来自下一个相邻音调的软比特。

在一些实施例中，判定边界估计此外可以根据所测量的信号干扰比来计算。另外，使用在先前测量间隔期间获得的先前判定边界估计来过滤、或者平滑(smooth)为特定OFDM音调所确定的判定边界估计。在一些实施例中，可以检测在测量间隔之间传送幅度的改变，于是根据传送幅度改变来计算判定边界估计。

附图说明

图1是无线通信通信系统的一个实施例的框图。

图2A是多载波信号的频谱图。

图2B图解了OFDM信号的频谱。

图3图示了频率选择性传播信道响应与OFDM音调的关系曲线。

图4图示了OFDM信号的时间对频率示意图。

图5图示了16-QAM调制星座。

图6图示了64-QAM调制星座。

图7图示了与OFDM信号相对应的频率音调。

图8是图示了从OFDM符号确定软比特值的流程图。

图9是被配置成确定软比特值的OFDM接收机电路的一个实施例的框图。

具体实施方式

图1图示了使用OFDM以及多输入多输出(MIMO)技术的无线数字通信系统。发射机100使用多个天线元件110-1、110-2...110-N_TX来传送OFDM信号。类似地，接收机120通过接收天线130-1、130-2...130-N_RX来接收OFDM信号。当然，图1仅图示了无线通信系统中的一个链路。通常，发射机100可能只是无线通信系统中的单个组件，例如无线基站，并且一般伴随有无线接收机。同样地，接收机120，它可以是移动终端的一部分，一般伴随有相应的发射机子系统。

无论如何，从发射机100传送到接收机120的信号通过传播信道150。尽管在图1中图示为只包括该接收和传送天线之间的路径，但是为了分析的目的，传播信道150经常被当作包括在发射机100和接收机120中的模拟组件所造成的影响。无论如何，宽带无线电信号在其通过传播信道150时将经历各种变换和失真。例如，传播信道150可以是频率选择性的，这样所传送信号的一些频率分量与其它分量相比被或多或少地衰减。另外，特定物理环境将经常引起多径失真，其由经由不同路径到达的信号分量的接收机处的同时接收所导致。各种各样的技术和方法被用于对抗这些失真，包括例如在图1中显示的多个天线元件的使用。

在无线通信系统中使用的信号常常被构造为对抗这些问题中的一个或多个。图2A图示了一种方法，即，多载波通信信号的使用。复合信号210包括若干子载波230。利用数据分别对每个子载波进行调制。把信号分为子载波230产生一些优点。如果单独子载波的带宽足够小，则即使整体无线电传播环境是频率选择性的，每个子载波也将经历平坦衰落。另外，如果符号调制速率被选择成使得符号持续时间超过由传播信道150所引起的最大延迟扩展，那么符号间干扰就不那么麻烦。

图2B图示了OFDM信号250的结构。通过确保单独的子载波260(常被称为“音调”)相互正交，一个音调260的频谱可以与下一个音调260部分重叠，而不引起音调间的串音(crosstalk)。使用离散傅里叶变换(DFT)的特性来获得音调间的正交性；使用反DFT产生OFDM信号是本领域技术人员所公知的。

图3是频率选择性对包括多个OFDM音调的信号的影响的简化表示。如上所解释的，传播信道150通常是频率选择性的，对于宽带信号尤其如此。因此，OFDM音调的幅度将在OFDM信号带宽范围内变化；该变化在图3通过频率响应曲线300来示出。应该注意频率响应曲线300中的变化被极大地放大。在实际应用中，在一个音调与下一个音调之间的幅度变化将会相对小。然而，因为实际中OFDM信号可以包括数千音调，所以整个OFDM信号中的变化可能相当大。因此，通常可以注意到，音调310的幅度的知识对于估计附近音调312的幅度是有用的，但是对于估计在频率上位于远得多的音调314的幅度不那么有用。

图4更详细地图示了OFDM的结构。在图4中，频率沿纵轴增加，而时间被水平地绘制。因此，图4描绘一些OFDM音调260的时域表示，每个音调被子载波间隔410分开。子载波间隔410的典型值是15kHz。每个音调260沿着时间域被分为一系列子帧420；典型的子帧持续时间是0.5毫秒。在子帧420内，每个音调260包括一系列符号430；典型的子帧可以包括6或7个符号430。正如本领域技术人员所理解的，每个符号430包括循环前缀(未示出)，所述循环前缀实际上提供保护间隔以防止或减少由传播信道150中的延迟扩展所引起的符号间干扰的影响。

符号430可以通过使用多种调制方案中的任何一种而被调制。现在所关心的是，符号430可以使用QAM而被调制。图5图示了16-QAM信号的星座(即可能的符号值)。x轴(标示为“I”)表示可以由信号的一个分量(同相分量)所取的幅度值，而y轴，标示为“Q”，表示由正交分量所取的幅度值。这些同相和正交幅度值的16种可能组合是可能的。由图表中的星座点510图示的每种组合对应于二进制值515。16种可能的组合允许4比特二进制值515到星座点510的一对一映射。因此，16-QAM符号的结构需要将4比特值515“映射”到星座点510。

图6图示了在64-QAM信号中6比特二进制值615到星座点610的映射。尽管该信号星座更复杂，但是调制和解调制的原理是相同的。

在OFDM接收机120中，在每个天线130处所接收的信号可以被表示为Y_i(k，n_sym)，被接收、采样的数字基带信号y_i(n)的频域版本。该标记i表示第i个接收天线，n表示时域样本，并且n_sym表示OFDM符号。在对应于第i个接收天线、第j个天线、和OFDM音调k的频域中的传播信道估计(其可以通过本领域技术人员所公知的方法获得)可以被表示为H_i，j ^PcE(k，n_sym)。注意传播信道估计可以随时间变化，并且因此对每个OFDM符号被标记为n_sym。

所接收的信号分量Y_i(k，n_sym)被组合以形成所接收的符号。如果组合权重是根据 $W_{i,j}^{\mathrm{PcE}}(k,n_{\mathrm{sym}})=\frac{H_{i,j}^{\mathrm{PcE}}(k,n_{\mathrm{sym}})}{I_i\left(n_{\mathrm{sym}}\right)}$ 从传播信道估计而构造的，这里I_i(n_sym)表示对应于OFDM符号n_sym的所接收的干扰加噪声，那么所接收符号的软值将是： $S_j(k,n_{\mathrm{sym}})=\underset{i=1}{\overset{N_{\mathrm{Rx}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left(W_{i,j}^{\mathrm{PcE}}(k,n_{\mathrm{sym}})\right)}^{*}{Y}_i(k,n_{\mathrm{sym}})$ 等式(1)(回忆起N_RX是接收天线130的数量。运算符()^*表示复共轭运算。)

注意等式(1)表示相对简单的构造软符号值的方法。特别地，等式(1)不补偿小区间干扰，也就是说小区间干扰被假定为白(white)。另外，该等式(1)的组合权重是通过与接收到的干扰加噪音I_i(n_sym)成反比地缩放(scale)传播信道估计来构造的。使用这种方法，具有较少干扰的所接收信号分量将对组合符合值贡献更大，而具有最高干扰的分量贡献相对较少。那些本领域技术人员将认识到用于构造组合权重和用于组合所接收信号分量的各种方法是可能的，并且将意识到对那些方法在复杂性和性能之间的权衡。

为了对符号进行解映射，也就是为了将符号转换为软比特值，接收机120必须有关于所接收符号的幅度的信息。具体地，接收机120必须估计供解映射QAM符号和获得软比特值之用的判定边界。参考图5，由530标注的虚线表示一个可能的判定边界，与I轴分开距离d。给定所接收符号的幅度的完全信息，判定边界530被理想地沿星座点515的首行和下一行的正中间的线放置。相似的判定边界可以被放置在连续的行之间，并且相应的判定边界，包括判定边界540，被放置在星座点的列之间。从所接收的符号生成软比特值包括将所接收符号值(分别对应于I和Q轴)的实部和虚部与该判定边界进行比较。例如，如果接收的16-QAM符号的实部和虚部均比d大，那么该符号最可能对应于在右面的最上面位置的星座点510，用“0011”的二进制值515标示。

现在参考图6，判定边界620位于在该图的下半部分的星座点610的行之间。其它判定边界将落在在星座点610的行之间，以d/2的间隔，也在星座点610的列之间。对于该64-QAM星座，软比特值可以通过如下生成：

i₁＝ReS_j(k，n_sym)

q₁＝ImS_j(k，n_sym)

$i_2=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\κ}}_1(d-{\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})>0,\\ {\mathrm{\κ}}_1(d+{\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\≤0,\end{array}\right.$

$q_2=\left\{\begin{array}{cc}{\mathrm{\κ}}_1(d-{\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})>0,\\ {\mathrm{\κ}}_1(d+{\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\≤0,\end{array}\right.$

$i_3=\left\{\begin{array}{ccc}{\mathrm{\&kappa;}}_2({\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})-d/2),& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})>0,& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})<d,\\ -{\mathrm{\&kappa;}}_2({\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})+d/2)& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\&le;0,& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})>-d,\\ {\mathrm{\&kappa;}}_2(3d/2-{\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\&GreaterEqual;d,& \\ {\mathrm{\&kappa;}}_2(3d/2+{\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\&le;-d,& \end{array}\right.$ 等式(2)

$q_3=\left\{\begin{array}{ccc}{\mathrm{\&kappa;}}_2({\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})-d/2),& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})>0,& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})<d,\\ -{\mathrm{\&kappa;}}_2({\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})+d/2)& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\&le;0,& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})>-d,\\ {\mathrm{\&kappa;}}_2(3d/2-{\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\&GreaterEqual;d,& \\ {\mathrm{\&kappa;}}_2(3d/2+{\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})),& {\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\&le;-d,& \end{array}\right.$

这里i₁、i₂、i₃、q₁、q₂、q₃的负值对应“0”比特，并且正值对应“1”比特。也注意在图6中二进制值615表示6个传送比特(b₁，...，b₆)＝(i₁，q₁，i₂，q₂，i₃，q₃)。

那些本领域技术人员将意识到通过将符号值与判定边界估计进行比较所生成的软比特值可以包括二进制值的估计和判定度量，它和软比特值生成中固有的不确定性相对应。在等式(2)中，所计算的软比特的量值(magnitude)(其表示所测量的符号与最接近的判定边界之间的距离)提供判定度量。常数κ₁和κ₂可以被调整(优选小于1的值)，以反映与i₁、q₁比较时产生比特i₂、q₂、i₃、q₃的更高的不确定性。这些软比特值(包括判定度量)然后可以通过使用，例如，如本领域所公知的，维特比解码器而被解码。

之前对解映射符号的描述假定接收机120具有关于所接收符号的幅度的完全信息，这样它可以准确地确定供计算软比特值之用的判定边界。具体地，参考图5和6，为了确定那些判定边界，接收机120必须知道d的值。

实际上，接收机120必须估计d(或者与符号幅度相对应的其它参数)的值。再次参考图5和6，可以很容易地证明值d分别等于每个星座点515(或615)与I轴和Q轴之间的平均距离。在下面的讨论中，这些距离被称为“调制距离”。因此，给定一组符号N，它包括N个符号，那么对d值的估计能够从所测量的调制距离来计算。也就是， $d=\frac{1}{2N}\underset{n_{\mathrm{sym}}\&Element;N}{\mathrm{\&Sigma;}}\left|\mathrm{ReS}\left(n_{\mathrm{sym}}\right)\right|+\left|\mathrm{ImS}\left(n_{\mathrm{sym}}\right)\right|.$

然而，如以上讨论，由于通过传播信道150的传送信号的失真，所接收符号幅度将随时间变化，也在OFDM音调260范围内变化。因此，d的估计必须随时间被重复，或者被更新，并且必须也考虑该传播信道150的频率选择性。

在示例性的接收机120中，d的估计在每个子帧间隔被计算和/或更新。如上所指出的，典型的子帧可能具有0.5毫秒的持续时间，并且包括6或7个符号。对于每个OFDM音调260，或者至少对于每个OFDM音调组260，d的估计的单独值被计算并保持。

参考图7，OFDM音调组由附图标记710表示。因为该音调组710包括相对小数量的音调260，所以由传播信道150的频率选择性所产生的单独音调260之间的幅度差异将是相当小的。换句话说，存在比音调的总数小很多的音调数N_amp，在其上频率选择性能够被忽略。如果一些符号是从在音调组710内的每个音调中选择的，则可以对调制距离求平均以估计d的值。该值在等式(2)中被用于生成被调制到音调组710中的每个音调上的64-QAM符号的软比特值。

给定音调组710中音调数N_amp相对小，从音调组710的符号中获得的d的估计对生成用于来自音频720的符号的软比特值也是有用的，音调720与音调组710相邻。该估计可能对生成用于来自下一个相邻音调730的符号的软比特值仍然是有用的，但是该估计的有用性随着它被应用于逐渐远离从其得到估计的音调的音调而减弱。(注意虽然图7图示了音调720与音调组710直接相邻，术语“相邻”在此处用于表示“附近”的意思，而不是“直接最近的”。同样地，“下一个相邻音调”是指比相邻音调更远的音调，但是仍然相对在附近。)

因此，从音调组710中获得的d的估计可以被应用于解映射来自相邻音调720的符号，但是应该在被用于解映射来自下一个相邻音调730的符号之前被更新。正如下面所要说明的，使用那些符号的测量，d的估计可以在解映射来自相邻音调720的符号期间被更新。更新的估计然后可以被用于解映射来自下一个相邻音调730的符号，并且然后在被应用到下一个音调之前，使用来自下一个相邻音调730的符号，再次被更新。以这种方式，使用被适当地更新以用于OFDM信号内每个音调的位置的d的估计值，每个音调可以被依次解映射。

图8因此图示了用于在OFDM接收机中确定QAM调制的符号的软比特值的示例性方法。尽管只讨论了16-QAM和64-QAM调制，但是所述方法通常适用于QAM方案。在下面的描述中假定64-QAM符号。

在块810中，使用选自多个OFDM音调710的(经QAM调制的)符号来计算判定边界估计。如上所述，音调数N_amp被选择成使得音调组710上的频率选择性是最小的。N_amp将通常是静态参数，其从预计将由接收机遇到的信号条件的评估来确定。可替换地，通过分析观察到的频率选择性，N_amp在接收机中能够被动态地确定。例如，导频信道数据可以被分析以估计传播信道150的频率响应。

在任何情况下，从音调组710中选择的接收符号可以包括在OFDM信号的一个子帧420中所包含的所有符号430或其子集，但是应该将符号总数选择得大到足以给出对d的合理准确的估计。因此，对于用k_start≤k＜N_amp+k_start标注的音调组710中的每个音调，计算：

$\hat{d}\left(k\right)=\underset{n_{\mathrm{sym}}\&Element;N_{\mathrm{sym}}\left(k\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}\left|{\mathrm{ReS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\right|+\left|{\mathrm{ImS}}_j(k,n_{\mathrm{sym}})\right|$ 等式(3)

这里N_sym(k)是为当前子帧而从音调k中选择的符号集合。注意等式(3)的

表示在音调k中选择的符号的调制距离的总和(sum)，不是平均值。如果N_sym(k)是在每个集合N_sym(k)中的符号数量，那么音调组710的平均调制距离可以被计算为：

$d_{\mathrm{average}}=\frac{1}{{2N}_{\mathrm{sum}}}\underset{k=\hat{k}}{\overset{\hat{k}+N_{\mathrm{amp}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\hat{d}\left(k\right),$ 这里 $N_{\mathrm{sum}}=\underset{k=\hat{k}}{\overset{\hat{k}+N_{\mathrm{amp}}-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{N}_{\mathrm{sym}}\left(k\right).$

也就是，d_averag是音调组710的N_amp个音调上的子帧中的平均调制距离。该平均值被存储以供将来使用，并且也被用作音调组710中的每个音调的d的估计。因此：d(k)＝d_average，对于k_start≤k＜N_amp+k_start。

对应于音调组710的值d(k)被用于估计用于解映射来自音调组710中的每个音调的QAM符号的判定边界。如上所述，对于64-QAM符号，判定边界在图6的星座图的行和列之间以d/2的间隔被隔开。这些判定边界隐含在由等式(2)所给出的用于生成软比特值的公式中。因此，d(k)，如上所得到的，被用来代替等式(2)中的d，以便为音调组710的符号生成软比特值。如果上面所得到的平均调制距离是第一次被得到，则值d_averge被用于音调组710中的每个音调。如果判定边界估计是为了先前子帧410所计算的，则平均值可以被任意地过滤，或者被平滑。换句话说，来自先前判定边界估计的信息被并入到当前判定边界估计的确定中。例如，如果音调k的先前平均调制距离是d_old(k)，那么当前值可以作为先前的和值和当前平均调制距离的加权和来计算：

d(k)＝λ(d_average-d_old(k))+d_old(k)，等式(4)

其中λ等于被选择在0与1之间的过滤器(filter)常数。λ的值可以取决于在接收机观察到的多普勒频率，并且对于信号幅度随时间快速变化的环境而言应该更接近1。

特别地，如果接收机已经被发信号通知或者以其他方式确定所传送信号幅度在子帧之间已经改变，则λ应该被设为1。可替换地，如果接收机知道或者能够确定在传送幅度中的改变的量值，那么d_old(k)可以被缩放以补偿幅度的改变，并且经缩放的d_old(k)被应用于等式(4)中。

无论如何，一旦来自音调组710的符号已经通过使用d(k)而被解映射，符号数据就能够被丢弃。因此，对于在组合之后缓冲符号数据而言仅需要最小的存储量。d(k)的值被保留，至少直到下一个子帧被处理，但是符号数据能够被丢弃。从解映射过程中产生的软比特被缩放、量化、并且必要时被缓冲以用于后续的解交错和解码。

如上所述，为小音调组710确定的判定边界对于解映射来自相邻音调720的符号是有用的。因此，使用在块810处所计算的判定边界估计，图8的块820描述了从选自相邻音调720的符号确定软比特值。同样，所选择的符号可以包括在子帧中包含的所有符号或其子集。所述选择可以取决于，例如，被分配给特定逻辑信道或资源块的符号。无论如何，如果相邻音调720与音调组710直接相邻，如图7所示，并且被标记为

那么

被用于解映射从相邻音调720选择的符号。等式(2)用于生成软比特值，在等式(2)中用判定边界估计来代替d。

如图8的块830处所示，当相邻音调720的所选择符号被处理时，来自所述符号的幅度信息被合并到当前判定边界估计的更新中。首先，音调

的所选择符号的调制距离被合计：

$\hat{d}\left(\hat{k}\right)=\underset{n_{\mathrm{sym}}\&Element;N_{\mathrm{sym}}\left(\hat{k}\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}\left|{\mathrm{ReS}}_j(\hat{k},n_{\mathrm{sym}})\right|+\left|\mathrm{Im}{S}_j(\hat{k},n_{\mathrm{sym}})\right|$ 等式(5)

先前存储的d_average变量然后被更新。如果d_{old_average}是d_average的先前存储值，并且N_{old_sum}是在计算d_{old_average}中使用的符号数N_sum的旧值，那么：

$N_{\mathrm{sum}}=N_{\mathrm{sym}}\left(\hat{k}\right)+N_{\mathrm{old}\_\mathrm{sum}}-N_{\mathrm{sym}}(\hat{k}-N_{\mathrm{amp}})$ 和

$d_{\mathrm{average}}=\frac{1}{{2N}_{\mathrm{sum}}}(\hat{d}\left(\hat{k}\right)+{2N}_{\mathrm{old}\_\mathrm{sum}}{d}_{\mathrm{old}\_\mathrm{average}}-\hat{d}(\hat{k}-N_{\mathrm{amp}}))$

对d_average的这种更新包括来自当前音调

的幅度信息，且同时丢弃来自离音调

最远的音调的幅度信息，即，音调

因此，d_average表示音调的移动窗口的波动(rolling)平均调制距离，所述窗口在任何给定时间覆盖N_amp个音调。

这个被更新的d_average值作为当前音调

的判定边界估计而被保留，也就是 $d\left(\hat{k}\right)=d_{\mathrm{average}}.$

可选地，如果更新的判定边界估计是针对先前子帧中的当前音调而被计算的，则先前更新的判定边界估计可以与当前更新的d_average组合以形成经过滤的、或者经平滑的判定边界估计。

因此，如果被定义为先前的判定边界估计，那么

可以被计算为 $d\left(\hat{k}\right)=\mathrm{\&lambda;}(d_{\mathrm{average}}-d_{\mathrm{old}}\left(\hat{k}\right))+d_{\mathrm{old}}\left(\hat{k}\right).$ 同样，λ表示过滤器常量，在1和0之间，根据在从子帧到子帧的信号幅度中预期变化来选择λ。如果知道自先前子帧以来传输幅度已经改变，则λ应被设为1。

一旦所接收到的符号已经被解映射，并且它的量值信息被合并在波动平均d_average中，则符号数据本身可以被丢弃。由解映射过程所产生的软比特再次被缩放并且必要时被缓冲，以用于后续的解交织和解码。

接下来，块840说明使用更新的判定边界估计d_average，从选自下一个相邻音调730的符号确定软比特。如果

被增加以使得它参考下一个相邻音调730，则使用

来解映射来自下一个相邻音调730的符号，

是从原始音调组710得到的经更新的判定边界估计并且利用来自相邻音调720的幅度信息而被更新。如上所述，使用该更新的判定边界估计，为下一个相邻音调730生成软比特。如以前，符号幅度信息再次被用于更新判定边界估计，在这之后符号数据可以被丢弃。

当使用来自当前音调的新信息来更新判定边界估计时，以上描述的一次处理所接收的信号的一个音调的方法可以被重复直到所有音调都已经被处理。整个过程可以针对下一个子帧而被重复，可选地使用特定于每个音调的先前判定边界估计来平滑新的估计。

上述方法可能有很多变型。例如，在一定的环境下，在到达组中的最后一个音调之前整个过程可能需要被重新开始。考虑到最初音调组710被选择来提供足够数量的符号以形成判定边界的准确估计。回忆起用于形成初始估计的符号数在上面被表示为N_sum。每当判定边界估计被更新时，来自当前音调符号的幅度信息被添加，而来自移动平均d_average中的“最旧的”音调的幅度信息被丢弃。根据在每个添加的和丢弃的音调中有多少符号，与d_average相对应的符号总数可以因此改变。如果符号总数N_sum变得太低，因为所丢弃的符号明显比所添加的符号更多，那么该符号总数N_sum对于提供准确的判定边界估计是不够的。

在这种情况下，一种解决方案是在信号中的当前音调中重新开始该过程。即，如上所述，新音调组被选择以形成新的初始平均d_average，并且再次开始音调的处理。可替换地，为了将N_sum带到适当点，可以使用来自附加音调的信息来更新判定边界估计。然而，该后一方法有效地加宽在其上求平均的窗口。如果该窗口太宽，那么传播信道150的频率选择性会引起判定边界估计中的不准确。

在其它情形中，特定音调可以不包括供接收机120使用的任何符号，也许因为音调已经被指定用于另一个用户。在这种情形中，该音调的符号数据有可能不被存储，并且因此不能用于进行处理。从前面的论述看很明显的是，跳过音调将对软比特生成过程的准确度没有明显影响。以上描述的过程将通常仍然适用，除了使用与最后被处理的音调相对应的判定边界估计来处理继被跳过音调之后的音调之外。因此，如果一个音调已经被跳过，并且当前音调由

标记，那么判定边界估计

被用于软比特生成。使用来自当前音调的符号来更新判定边界估计如前所描述的那样被执行，但对所包括的标记进行了适当的更改。

在前面的讨论中，音调的处理是在一个子帧接一个子帧的基础上执行的。即，在移动到下一个音调之前针对整个子帧处理来自给定音调的符号。因此，在每个子帧间隔期间为每个音调形成单个判定边界估计。如所讨论的，先前的估计可以被保留直到下一个子帧间隔并且被用于过滤与相同音调相对应的后继估计。

对于特定OFDM信号结构，所必要且希望的是，执行此处所描述的方法是，但是一次进行一个OFDM符号间隔，而不是一个子帧接一个子帧。比如，给定音调内的相邻符号可以被分配给不同的资源块并且可能会用不同的传播幅度来传送。除非来自这些符号中的一个或其他的幅度信息相应地被补偿，否则幅度信息不应该被组合。如之前所讨论的，如果知道传输幅度差异，则来自一个或多个符号的信息能够被缩放以补偿该差异。在这种情况下，幅度信息能够被组合以形成判定边界估计。然而，在其它情况下，传播幅度的差异将不会被知道。在这种情形中，以上所描述的方法可以被分别用于已知已经以相同幅度传送的每个资源块，或者每个符号组。

最后，在某些情况下，可能希望的是，使用除上面所讨论的调制距离信息以外的信息来改进判定边界估计。例如，接收机120典型地分析导频符号数据来估计传播信号特性。在一个音调接一个音调的基础上，与每个接收天线130相对应的的所观察到的信号干扰比(SIR)的估计被典型地产生。这些估计包括关于每个音调的所接收信号幅度的附加信息。经适当地缩放，该信息可以与根据上述方法得到的判定边界估计组合来产生改进的判定边界估计。例如，改进的判定边界估计可以被计算为从d_average和从SIR信息得到的幅度值的加权和。

以上描述的一种或多种方法被图9中绘出的接收机电路功能块来执行。接收机电路900是接收机120的子系统，并且包括存储器910、判定边界估计器920、软比特估计器930、和缓冲器/解码器940。存储器910存储由组合器(未示出)产生的符号数据。如以上所解释的那样，由一个或多个传送天线110传送的OFDM信号在接收天线130处被接收。(看图1)使用从传播信道估计得到的组合权重，组合器从所接收信号产生符号数据；该符号数据被存储在存储器910中以用于处理。

判定边界估计器920从存储器910获取符号数据以用于根据上述方法产生判定边界估计。判定边界估计器920因此被配置成使用从多个音调(例如音调组720)中选择的符号来计算判定边界估计。判定边界估计器920被进一步配置成使用与相邻音调720相对应的符号数据(从存储器910中获取的)来更新判定边界估计。当后续音调被处理时，判定边界估计器920继续更新判定边界估计，从而为软比特估计器930提供每个估计。

软比特估计器930使用由判定边界估计器920所计算的判定边界估计来确定软比特值。软比特估计器930从存储器910获取用于初始音调组710的符号数据，并且使用初始判定边界估计来处理那些符号。软比特估计器930接下来获取用于相邻音调720的符号数据，并且处理那些符号，也使用初始判定边界估计。(这些符号同时被判定边界估计器920使用来更新判定边界估计。)软比特估计器930以以下方式继续：前进到下一个相邻音调730，使用判定边界估计器920提供的经更新的判定边界估计来生成用于下一个相邻音调的软比特值。如上面所讨论的，判定边界估计器920和软比特器的所进行的这种处理可以继续直到所有音调已经被处理，此时过程可以在下一个子帧再次开始。

向缓冲器/解码器940提供由软比特估计器930确定的软比特值。缓冲器/解码器除其他功能外尤其可以在必要时执行解交织和解码以构造原始传送的数据。

应当再次注意，在存储器910中被缓冲的符号数据应该在其已经被判定边界估计器920和软比特估计器930使用之后被丢弃。因此，针对软比特生成需要而分配给符号数据的存储器910只需要大到足以容纳从初始音调组720形成初始判定边界估计所必需的符号。尽管判定边界估计从一个子帧间隔到下一个子帧间隔而被保留，但是对每个音调只需要一个值。因此，所描述的接收机电路900高效利用了存储器910资源。

除了所描述的功能块外，在图9中绘出的接收机电路900也将包括附加的基带处理电路路(未示出)或者与之相结合，从而提供以下功能：如管理先前讨论的电路、管理存储器、与其它运行的电路对接(interface)、执行更高级的通信功能等。特别地，接收机电路可以包括传播信道估计电路和SIR估计器或者与之相结合，后者被配置来估计与一个或多个OFDM音调相对应的信号干扰比。

很容易被理解的是，可以使用数字硬件、运行软件的微处理器、或两者的组合来实现接收机电路900和伴随的电路。电路可以包括专用或者通用处理器、或者数字信号处理(DSP)、或每种中的一个或多个。接收机电路900可以进一步与发射机电路相结合来提供完整的收发机设备。该收发机设备可以被配置为便携式的终端用户终端，例如蜂窝无线电话，或者固定的通信设备。

考虑到这些和其他的变化和延展，本领域技术人员将会意识到前面的描述和附图代表在此教授的用于为OFDM信号中的QAM调制符号确定软比特值的方法和设备的非限制性例子。因而，本发明不受前面提到的描述和附图的限制。更确切地，本发明仅由下面的权利要求和它们的法定等价物来限制。

Claims (21)

1、一种在OFDM接收机中为QAM调制的符号确定软比特值的方法，包括：

使用从OFDM音调组中选择的第一接收符号来计算判定边界估计；

使用所述判定边界估计，来确定与从相邻音调中选择的一个或多个第二接收符号相对应的第一软比特值，其中相邻音调与OFDM音调组相邻；

使用所述一个或多个第二接收符号来更新判定边界估计；和

使用更新的判定边界估计来确定与从下一个相邻音调中选择的一个或多个第三接收符号相对应的第二软比特值，其中所述下一个相邻音调与所述相邻音调相邻并且与所述相邻音调相比，所述下一个相邻音调距离所述OFDM音调组更远。

2、如权利要求1的方法，其中计算判定边界估计包括：使用所述一个或多个第一接收符号来确定平均调制距离并且根据平均调制距离来计算判定边界估计。

3、如权利要求2的方法，其中计算判定边界估计进一步包括：估计与OFDM音调组中的一个或多个音调相对应的信号干扰比并且根据信号干扰比来计算判定边界估计。

4、如权利要求3的方法，进一步包括根据平均调制距离和信号干扰比的加权和来计算判定边界估计。

5、如权利要求2的方法，其中根据平均调制判定来计算判定边界估计进一步包括：根据先前判定边界估计来计算判定边界估计，其中使用在先前测量间隔期间获得的符号来计算先前判定边界估计。

6、如权利要求5的方法，进一步包括：检测在先前判定边界估计被确定之后发生的传送幅度改变，其中计算判定边界估计进一步包括：根据传送幅度改变来计算判定边界估计。

7、如权利要求5的方法，其中计算判定边界估计包括：计算平均调制距离和先前判定边界估计的加权和。

8、如权利要求2的方法，其中更新判定边界估计包括：使用所述一个或多个第一接收符号和所述一个或多个第二接收符号来计算波动平均调制距离以及根据波动平均调制距离来计算更新的判定边界估计。

9、如权利要求8的方法，其中计算波动平均调制距离包括：

对与一个或多个第一接收符号相对应的调制距离进行求和以获得第一总和；

对与一个或多个第二接收符号相对应的调制距离进行求和以获得第二总和；

对与来自在频率上与相邻音调最远的OFDM音调组中的音调的一个或多个第一接收符号相对应的调制距离进行求和以获得第三总和；和

通过将第一总和与第二总和相加并且减去第三总和来获得波动调制总和，并且将波动调制总和除以两倍的与波动调制总和相对应的符号数来计算波动平均调制距离。

10、如权利要求8的方法，其中根据波动平均调制距离来计算更新的判定边界估计进一步包括：根据先前更新的判定边界估计来计算更新的判定边界估计，其中使用在先前测量间隔期间从相邻音调获得的符号来确定先前更新的判定边界估计。

11、如权利要求1的方法，其中相邻音调是与OFDM音调组直接相邻的。

12、如权利要求1的方法，进一步包括：

检测连续OFDM音调之间的传送幅度差；

根据检测的传送幅度差来形成经缩放的判定边界估计；和

使用经缩放的判定边界估计来确定与从连续OFDM音调之一所选择的符号相对应的软比特值。

13、一种被配置成为OFDM信号中的QAM调制的符号确定软比特值的接收机电路，包括：

判定边界估计器，被配置成使用从OFDM音调组中选择的第一接收符号来计算判定边界估计并且使用来自相邻音调的第二接收符号来更新判定边界估计；和

软比特估计器，被配置成：

使用判定边界估计来确定与第二接收符号相对应的第一软比特值；和

使用更新的判定边界估计来确定第二软比特值，所述第二软比特值与从下一个相邻音调中选择的第三接收符号相对应，

其中相邻音调与所述OFDM音调组相邻并且所述下一个相邻音调与所述相邻音调相邻并且与相邻音调相比，所述下一个相邻音调距离所述OFDM音调组更远。

14、如权利要求13的接收机电路，其中判定边界估计器被配置成使用一个或多个第一接收符号来确定平均调制距离并且根据平均调制距离来计算判定边界估计。

15、如权利要求14的接收机电路，进一步包括SIR估计器，被配置成估计与OFDM音调组中的一个或多个音调相对应的信号干扰比，其中判定边界估计器被进一步配置成根据所述信号干扰比来计算判定边界估计。

16、如权利要求15的接收机电路，其中所述判定边界估计器被配置成根据平均调制距离和信号干扰比的加权和来计算判定边界估计。

17、如权利要求14的接收机电路，其中所述判定边界器被配置成根据先前判定边界估计来计算判定边界估计，其中使用在先前测量间隔期间获得的符号来计算先前判定边界估计。

18、如权利要求17的接收机电路，其中判定边界估计器被配置成计算平均调制距离和先前判定边界估计的加权和来获得判定边界估计。

19、如权利要求14的接收机电路，其中判定边界估计器被配置成通过使用所述一个或多个第一接收符号和所述一个或多个第二接收符号计算波动平均调制距离并且根据波动平均调制距离计算更新的判定边界估计来更新判定边界估计。

20、如权利要求19的接收机电路，其中判定边界估计器被配置成：

对与一个或多个第一接收符号相对应的调制距离进行求和以获得第一总和；

对与一个或多个第二接收符号相对应的调制距离进行求和以获得第二总和；

对与来自在频率上与相邻音调最远的OFDM音调组中的音调的一个或多个第一接收符号相对应的调制距离进行求和以获得第三总和；和

通过将第一总和与第二总和相加并且减去第三总和来获得波动调制总和，并且将波动调制总和除以两倍的与波动调制总和相对应的符号数来计算波动平均调制距离。

21、如权利要求19的接收机电路，其中判定边界估计器被配置成根据先前更新的判定边界估计来计算更新的判定边界估计，其中使用在先前测量间隔期间从相邻音调获得的符号来确定先前更新的判定边界估计。

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